CN1783859B

CN1783859B - 无线通信装置及无线通信方法

Info

Publication number: CN1783859B
Application number: CN2005101241595A
Authority: CN
Inventors: 田代信介
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2004-11-26
Filing date: 2005-11-25
Publication date: 2011-08-10
Anticipated expiration: 2025-11-25
Also published as: US20060140310A1; CN1783859A; JP4595509B2; JP2006157298A; US7570718B2; KR20060059200A

Abstract

提供一种无线通信装置及无线通信方法、以及计算机程序。以简易的RF电路结构实现高精度的载波跟踪。通过将RAKE接收结果映射在IQ平面上，从而得到相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})，其中，该RAKE接收结果是对I轴以及Q轴各分量进行累计直到确定RAKE合成的数据输出为止而得到的。响应相位误差判定值超过5.625度，使传输路径测定值以及相位误差判定值在IQ平面上向与相位误差相反的方向只旋转11.25度。当由目前为止的合计观察到±180度的相位偏移时，将移相指令发送到RF部，变更AD转换的定时，将RF部的相位只校正1/4部分。

Description

无线通信装置及无线通信方法

技术领域

本发明涉及一种如无线LAN(Local Area Network：局域网)或者PAN(Personal Area Network：个人局域网)那样在多个无线站之间相互进行通信的无线通信装置及无线通信方法，特别是涉及通过超宽带方式进行数据传送的无线通信装置及无线通信方法。

更详细地讲，本发明涉及一种能够进行高精度的载波跟踪的无线通信装置及无线通信方法，特别是涉及以更简易的RF(RadioFrequency，射频)电路结构实现高精度的载波跟踪的无线通信装置及无线通信方法。

背景技术

将来，可预想以UWB为代表的近距离通信的WPAN(WirelessPersonal Access Network：无线个人局域网)，被装载在所有家电产品和CE(Consumer Electronics：消费电子产品)机器中，期待实现超过100Mbps的CE机器间的P-to-P传送或家庭内网络。在普及了毫米波带的利用的情况下，超过1Gbps的短距离无线也成为可能，也能够实现包含存储设备等的超高速近距离用DAN(Device Area Network：设备域网络)。

另外，最近，应用了SS(Spread Spectrum：扩频)方式的无线LAN系统已被实际应用。当利用扩频时，即使周围有利用相同频率进行的通信时，为了能够正常通信所需的C/I，可以设定在比0dB低的电平。也就是说，即使以与自身信号相同的电平检测出其他人的信号，自身也仍然能够通信。特别是在UWB的情况下，比起必要的比特率，原本占有的频带宽度非常宽，因此，容易利用该SS通信方式。

作为SS方式的一种的DS(Direct Spread：直接扩展)方式，在发送侧，通过将信息信号乘以被称为PN(Pseudo Noise：伪噪声)符号的随机符号序列，扩展占有频带进行发送，并在接收侧，通过将接收到的扩展信息信号乘以PN符号，进行逆扩展再现信息信号。

UWB传送方式有两种：DS-UWB方式，使DS的信息信号的扩展速度高至极限；脉冲-UWB方式，使用数100皮秒程度的周期非常短的脉冲信号列构成信息信号，进行该信号列的接收发送。

DS-UWB方式能够由PN符号速度控制频谱，但是需要使逻辑电路以GHz等级高速动作，因此，有容易增加消耗功率的问题。另一方面，脉冲-UWB方式，可以由脉冲发生器和低速的逻辑电路的组合构成，因此，有可以降低消耗功率的优点，但是有用脉冲发生器难以控制频谱的问题。

另外，两种方式都可以通过扩展到例如从3GHz到10GHz的超宽频带的频带上进行接收发送，从而实现高速数据传送。该占有频带宽度是占有频带宽度除以其中心频率(例如1GHz～10GHz)得到的值大致为1的GHz等级的频带，与在使用了所谓W-CDMA或cdma2000方式、以及SS(Spread Spectrum：扩频)或OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)方式的无线LAN中通常使用的频带宽度相比，也是超宽频带。

对于利用回避UWB通信系统中的频谱问题的脉冲进行接收发送的通信装置，提出了方案(例如，参照专利文献1)。此时，避开小于等于作为FCC的频谱规范(spectrum mask)规定的3GHz、现有的无线LAN系统中使用的5GHz带，将7.5GHz设定为传送频带的中心频率，生成传输波，并以相当于该频率的整数分之一的时间间隔，生成基带脉冲。将基带脉冲设为传输波一个周期的整数倍长度的矩形波。然后，通过由传输波对基带脉冲进行频率调制，作出三周期脉冲。

此时，小于等于3GHz和5GHz最初几乎没有能量，因此，即使考虑FCC规则或使用现有的5GHz带的通信系统，也基本没有脉冲波形的溃散，能量损失也少。另外，通过使带宽比率变小，天线或RF电路的设计变得相当容易。

在此，在无线通信中，存在受多路径等传输路径的影响，接收信号的相位旋转的问题。因此，在无线接收机中，需要进行载波跟踪，施加校正以成为最适合的相位旋转量。

已公开了当传送速率比AD转换器的上限速度快时和慢时载波跟踪方法不同的相位旋转部(例如，参照专利文献1)。

即，当传送速率比AD转换器的上限速度慢时，将采样值的平方值进行平均化，求出相位偏移，并进行返回与偏移部分相当的相位的处理。此时，相当于根据传输路径的推定进行旋转校正，因此，有速度限制，但精度高。

另一方面，当传送速率比AD转换器的上限速度快时，进行模板匹配，该模板匹配是从接收信号的I轴分量和Q轴分量，使预先计算了每45度相位偏移的值通过简单的比较器。并且，选择与从被采样的值计算的相位偏移最接近的偏移相当的来自比较器的输出，将它设为载波跟踪后的值。

但是，在这样的相位旋转部的结构中，由于需要进行采样值的平方计算，因此，安装在数字电路中时，将导致电路规模的增大。另外，当传送速率比AD转换器的上限速度快时，以45度的精度进行载波跟踪时，在跟踪后最大可能损耗一半功率，效率不高。

专利文献1：日本特开2004-159196号公报

非专利文献1：International Standard ISO/IEC 8802-11：1999(E)ANSI/IEEE Std 802.11，1999 Edition，Part11： Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications

非专利文献2：ETSI Standard ETSI TS 101761-1V1.3.1 Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；Part1：Basic Data Transport Functions

非专利文献3：ETSI TS 101761-2V1.3.1Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；Part2：Radio Link Control(RLC)sublayer

非专利文献4：日

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エレクトロニクス2002年3月11日号“産声を上げる無

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の革命児Ultra Wideband”P.55-66

本发明的目的在于，提供能够进行高精度载波跟踪的优良的无线通信装置及无线通信方法、以及计算机程序。

本发明的其它目的在于，提供能够以更简易的RF电路结构实现高精度载波跟踪的优良的无线通信装置及无线通信方法、以及计算机程序。

本发明是鉴于上述问题而提出的，其第一方面，是一种无线通信装置，具备RF处理部和根据RF处理后的信号进行载波跟踪的基带部，其特征在于，具备：

传输路径测定部，根据RF处理后的信号推定传输路径；

相位误差测定单元，测定由载波的相位误差值及其方向构成的相位误差判定值；

传输路径校正单元，将相位误差判定值与第一阈值进行比较，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，将所推定的传输路径向与相位误差相反的方向只旋转规定值；以及

码片位置校正单元，将响应于相位误差判定值超过前述第一阈值而进行的校正的校正量的合计值与第二阈值进行比较，响应于前述合计值超过前述第二阈值，向前述RF处理部输出移相指令，以使前述RF处理部响应于所述移相指令将载波信号的码片位置向与相位偏移相反的方向只校正规定量，从而通过RF部的相位移位对较大的载波相位误差进行校正；

其中，当前述第一阈值为主5.625度时，前述规定值为±11.25度；以及当前述第二阈值为±180度时，前述规定量为1/4码片。

与本发明有关的无线通信装置还具备传输路径测定部，该传输路径测定部根据RF处理后的信号推定传输路径。并且，前述传输路径校正单元，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，使传输路径推定值向与相位误差相反的方向只旋转前述规定值，从而能够校正较小的载波相位误差。

另外，还具备RAKE(耙)合成部，该RAKE合成部根据前述传输路径测定部的测定结果，进行RAKE接收。并且，前述相位误差测定单元，通过将RAKE接收结果映射在IQ(正交)平面上，从而可在IQ平面上得到相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})，其中，该RAKE接收结果是对I(虚)轴以及Q(实)轴各分量进行累计直到确定RAKE合成的数据输出为止而得到的。此时，前述传输路径校正单元，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，使相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})在IQ平面上向与相位误差相反的方向只旋转前述规定值，从而能够校正较小的载波相位误差。

在无线通信中，受多路径等传输路径的影响，存在接收信号的相位旋转的问题。因此，在无线接收机中，需要进行载波跟踪，并执行校正，使成为最适合的相位旋转量。

根据本发明，能够进行高精度的载波跟踪。另外，可在由数字电路构成的基带处理部中进行大部分的载波跟踪处理，因此，不需要进行RF电路内的载波频率控制。

另外，根据本发明，当相位误差大时，通过在RF电路内变更AD转换的定时进行载波跟踪，因此，不需要VC-TCXO(压控-温度补偿晶体振荡器)等高精度的振荡器。结果，可更简单地安装接收机中的RF电路，并且可以同时得到实现低消耗功率的效果。

另外，本发明的第二方面，是一种计算机程序，以计算机可读形式被记述，使在计算机系统中执行RF处理后的数字信号的基带处理，其特征在于，具备：

相位误差测定步骤，测定由载波的相位误差值及其方向构成的相位误差判定值；

第一相位误差校正步骤，将相位误差判定值与第一阈值进行比较，响应相位误差判定值超过前述第一阈值，执行第一相位误差校正处理；

第二相位误差校正步骤，将相位误差判定值与大于前述第一阈值的第二阈值进行比较，响应相位误差判定值超过前述第二阈值，执行第二相位误差校正处理。

与本发明的第二方面有关的计算机程序，定义了为在计算机系统中实现规定处理而以计算机可读形式记述的计算机程序。换句话说，通过将与本发明的第二方面有关的计算机程序安装在计算机系统中，在计算机系统中发挥协动作用，可得到与本发明的第一方面有关的无线通信装置相同的作用效果。

根据本发明，可以提供能够进行高精度的载波跟踪的优良的无线通信装置及无线通信方法、以及计算机程序。

另外，根据本发明，可以提供能够以更简易的RF电路结构实现高精度的载波跟踪的优良的无线通信装置及无线通信方法、以及计算机程序。

另外，本发明的第三方面，是一种无线通信方法，根据RF接收信号进行载波跟踪，其特征在于，具备：

传输路径测定步骤，根据RF处理后的信号推定传输路径；

传输路径校正步骤，将相位误差判定值与第一阈值进行比较，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，将所推定的传输路径推定值向与相位误差相反的方向只旋转规定值；

码片位置校正步骤，将响应于相位误差判定值超过前述第一阈值而进行的校正的校正量的合计值与第二阈值进行比较，响应于前述合计值超过前述第二阈值向前述RF处理部输出移相指令，以使前述RF处理部响应于所述移相指令将载波信号的码片位置向与相位偏移相反的方向只校正规定量；

其中，当前述第一阈值为±5.625度时，前述规定值为±11.25度；以及当前述第二阈值为±180度时，前述规定量为1/4码片。

通过基于后述的本发明的实施方式和附图的更详细的说明，本发明的其它目的、特征和优点将变得很明显。

图1是示意性地表示与本发明的一个实施方式有关的无线通信装置中的RF处理部的结构的图。

图2是表示具有90度相位差的I轴以及Q轴信号、和将其相乘后(Envelope)的信号波形的图像的图。

图3是示意性地表示与本发明的实施方式有关的无线通信装置中的基带处理部的结构的图。

图4是示意性地表示在本发明的实施方式中用于无线传送的信号的格式结构例的图。

图5是更详细地表示图3所示的接收系统的结构的图。

图6是表示物理层序列控制部内的载波跟踪部的结构的图。

图7是表示在数据蓄积部21内进行I轴以及Q轴各分量的加法处理的电路结构的图。

图8是将进行I轴以及Q轴各分量的加法处理的操作表示在IQ 平面上的图。

图9是将载波相位误差表示在IQ平面上的图。

图10是表示当载波相位误差超过5.625度时的相位误差检测以及通道响应旋转部22的动作的图。

图11是表示载波跟踪以及相位校正的动作次序的流程图。

符号说明

10：基带处理部

11：扩展调制部

12：传输路径测定部

13：前导终端检测部

14：RAKE合成部

具体实施方式

15：物理层序列控制部

下面参照附图详细说明本发明的实施方式。

图1示意性地示出了与本发明的一个实施方式有关的无线通信装置中的RF处理部的结构。图示的RF处理部是典型的П/2移相BPSK方式的收发机，是根据来自A/D变换之后的基带侧的控制信号，将1GHz的采样频率的相位转换为四个阶段的结构。

在发送系统中，从基带处理部(图1中未示出)送过来的发送信号被进行并行-串行转换后，由500MHz的定时交替分配成奇数定时和偶数定时，并被脉冲整形。它们由具有正交关系的4GHz的载波分别进行BPSK调制并被相加，并由功率放大器进行放大后，经过RF滤波器从天线进行无线发送。图2示出了具有90度相位差的I轴以及Q轴信号和将其相乘后(Envelope)的信号波形的图像。

在接收系统中，由天线接收的无线型号通过RF滤波器以及低噪音放大器，以中心频率信号为4GHz以及具有其90度相位差的频率信号进行频率合成并进行正交检波，从而分离为I轴以及Q轴，分别根据RSSI(接收信号电场强度)进行AGC。并且，由A/D转换器以1GHz间隔，作为数字信号进行采样。并且被采样的I/Q信号，被进行串行-并行转换，之后由基带处理部进行数字处理。

根据本地振荡器生成的本地频率4GHz为RF处理部中的载波频率。

另外，该载波频率被进行1/4分频，作为AD转换器的采样速率即码片速率1GHz进行供给。

另外，码片速率1GH z进一步被进行1/8分频，作为基带处理部(后述)的时钟频率125MHz给出。

在此，基带处理部的时钟频率，从码片速率的整数分之一且能够由处理(process)实现的动作速度中选择即可。如果是通常的频谱扩展(SS)方式的接收机，则能够使基带处理部以与码片速率相同的时钟频率进行动作。但是，在UWB方式中，与码片速率相同的时钟频率的消耗功率过大，因此，设为码片速率的整数分之一。

另外，振荡器具备响应来自基带处理部的移相指令(PhaseShift)而将码片定时即码片内相位从0/4转换为2/4的机构，由此能够对RF处理部的相位进行移位。

图3示意性地示出了与本发明的实施方式有关的无线通信装置中的基带处理部的结构。图示的基带处理部10，作为发送系统具备进行信息信号的扩展处理的扩展调制部(Direct Spreader)11，作为接收系统，具备：传输路径测定部(Channel Measure)12，进行传输路径的延迟特性(profile)测定；前导终端检测部(Preamble EndDetect)13，检测前导信号的终端；以及RAKE合成部14，对多路径信号的能量进行RAKE合成并解调信号。这些收发系统的各功能电路部，由物理层序列控制部 (PhySequenceControl)15进行总体控制。

在该基带处理部10的发送系统中，由扩展调制部11对从与通信协议的上层相当的MAC层电路发送来的发送信号实施直接扩展，发送到RF处理部的发送系统。对于基带处理部10的接收系统中的信号处理次序，将在后面叙述。

另外，在本实施方式中，在物理层序列控制部15内配设有载波跟踪模块，对于其结构和动作，将在后面详细说明。

图4示意性地示出了在本发明的实施方式中，用于无线传送的信号的格式结构例。

如图所示，发送信号由前导部(Preamble)、PHY信头(header)部以及有效负载(Payload)部构成，其中，前导部用于进行信号检测以及同步获得等处理；PHY信头部记述了PHY层用控制信息。有效负载部还可以分离为MAC信头部和MAC有效负载部，但是与本发明的要点没有直接关联，因此，在此省略说明。

前导部由以128码片组成的短码模式(Spread Sequence：扩频序列)的模式构成。在本实施方式中，准备有自相关特性良好的两个短码模式A及B。

在前导部的前头多次重复模式B，作为用于使AGC增益稳定的区域使用。在图4所示的例子中，只重复三次模式B用于AGC，但是需要确保与AGC稳定的期间相应的该区域。

另外，在AG C用的区域之后，配置为使用10符号的模式A构成的传输路径测定用的训练模式只重复五次。

并且，训练模式之后，配置使用七个模式B构成的前导终端检测用模式。

但是，本发明的要点并不限定于图4所示的格式结构，能够适当变更构成各模式的参数值等。

图5更详细地示出了图3所示的接收系统的结构。基带处理部的接收系统具备：传输路径测定部(Channel Measure)12，进行传输路径的延迟特性测定；前导终端检测部(PreambleEndDetect)13，检测前导信号的终端；以及RAKE合成部14，对多路径信号的能量进行RAKE合成并解调信号，该基带处理部的接收系统由物理层序列控制部(PhySewquenceControl)15总体控制。

在下面的说明中，RF处理部的载波频率设为4GHz，A/D转换的采样速率即码片速率设为1GHz，基带处理部的时钟频率设为125MHz。

在此，基带处理部10的时钟频率，是码片速率的整数分之一且从能够由处理实现的动作速度中选择即可。在本实施方式中，时钟频率125MHz相当于码片速率1GHz的八分之一。如果是通常的频谱扩展(SS)方式的接收机，则能够使基带处理部以与码片速率相同的时钟频率动作。但是，在UWB方式中，使用与码片速率相同时钟频率，消耗功率将过大，因此，设为码片速率的整数分之一使用。

由RF处理部接收的前导信号，通过载波频率为4GHz以及具有90度相位差的频率进行正交检波、被分离得到的I轴以及Q轴信号，在由A/D转换器器变换为数字信号后，被输入到传输路径测定部(ChannelMeasure)12，进行传输路径的延迟特性测定。

如果是通常的频谱扩展(SS)方式的接收机，则能够使基带处理部以与码片速率相同的时钟频率动作。如果是此时，可通过取得滑动相关进行传输路径测定。但是，在UWB方式中，由于使用与码片速率相同的时钟频率时消耗功率将过大，因此，通过使基带的时钟数为码片速率的整数分之一(前述)，所以无法进行利用了滑动相关的传输路径测定。

因此，在本实施方式中，传输路径测定部通过对每个短码进行逆扩展，进行传输路径测定。测定的区间是短码的码片数128×码片速率1纳秒＝128纳秒。

传输路径测定部12，响应来自物理层序列控制部15的传输路径测定指令(Measure Control)，进行传输路径的测定。并且，128点中只选出规定数量的信号电平大的通道，将各位置(BigPathIndex)和能量值(BigPathEnergy)输出到物理层序列控制部。

物理层序列控制部15，当检测信号时，结束传输路径测定，将被检测出最大能量的通道的位置(Index)交给前导终端检测部13。在前导终端检测部13中，对该最大通道检测表示前导结束的信号，并将该值(PreambleEndDetectDecisionValue)返回给物理层序列控制部15。并且，物理层序列控制部15，使用PreambleEndDetectDecisionValue进行前导的结束判定。

作为接收发送无线信号时的问题点之一，可以举出多路径衰落。这是如下的现象：通信电波被建筑物或其他物体等反射，以不同路径到达接收侧，从不同方向到达的电波彼此相互干扰，从而接收信号变得混乱。

RAKE接收意味着接收多个电波，从通过多路径传输路径从而叠加了多个延迟波的接收信号，通过逆扩展处理分离期望信号，将分散的信号功率集中到一个中。即，利用具有直接频谱扩展的逆扩展的时间分解的效应，对分离的各通道的信号使时间和相位一致进行合成(例如，根据通道的S/N比附加权重进行最大比例合成)。根据RAKE接收，可以有效地合成时间上分散的期望信号功率。

在本实施方式中，当由上述操作发现前导终端时，不久数据本身(即PHY信头以及有效负载)将到达。物理层序列控制部15按照该定时，在RAKE合成部14设置N个通道各自的传输路径复振幅值和扩展率，使RAKE合成处理开始。作为接收符号的RAKE合成部的输出的I轴分量成为解调数据。

如上所述，在本实施方式中，在物理层序列控制部15内进行载波跟踪。图6示出了载波跟踪部的结构。

RAKE合成部14的输出，作为I轴以及Q轴的接收数据被送到下一工序(未图示)，并且，为了检测各轴分量的载频相位的偏移，返回到物理层序列控制部15。

在物理层序列控制部15内的数据蓄积部(DataAccumuration)21中，将数据相加直到确定RAKE合成部14输出的定时(即，RAKE合成部的数据使能信号)被输出时为止。

在图7中图解了在数据蓄积部21内进行I轴以及Q轴的各分量的加法处理的电路结构。如该图所示，RAKE合成输出的I轴分量，其绝对值被相加。另一方面，Q轴分量在对应的I轴分量的极性是负时，使极性颠倒后再相加。在图8中将进行I轴以及Q轴各分量加法处理的操作表示在IQ平面上。如该图所示，进行与将全部接收点集中在I＞0的平面的对应的操作。

相位误差检测以及通道响应旋转部22，供给I轴以及Q轴的各分量的相位误差判定值(Phase Error Estimation Value)即(P_{err_I}，P_{err_q})。另一方面，数据蓄积部21中的I轴以及Q轴的各分量累计值，在RAKE合成部14的数据使能信号的下一个时钟被输出，与通过滤波器后的相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})的值相加。

在图9中将载波相位误差表示在IQ平面上。从该图可知，载波相位误差作为一个方向的旋转被观测。在图示的例子中，当接收载波频率大于发送载波频率时，在IQ平面上以逆时针旋转；当接收载波频率小于载波频率时，在IQ平面上以顺时针旋转。

这样，相位误差检测以及通道响应旋转部22，将根据传输路径测定值进行的RAKE接收结果映射在IQ平面上，从而得到相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})。

另外，相位误差检测以及通道响应旋转部22，具有对载波相位误差在IQ平面上超过5.625度进行检测的功能。图10示出了载波相位误差超过5.625度时的相位误差检测以及通道响应旋转部22的动作。在图示的例子中，分别对传输路径推定值和载波相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})，向与相位误差相反的方向只旋转11.25度。结果，可以将载波的相位误差限制在±5.625度内。这样，可在由数字电路构成的基带处理部中进行大部分的载波跟踪处理，因此，不需要进行RF电路内的载波频率控制。

另外，相位误差检测以及通道响应旋转部22，进行传输路径推定值以及载波相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})的相位校正的同时，在内部计数器(未图示)中，如果相位校正方向为正只加-1、为负时只加+1。当相位误差的正负和计数器值成为±15、±16时，可以认为由目前为止的合计观测到了±180度的相位偏移。这相当于1/8码片部分的接收位置偏移。因此，相位误差检测以及通道响应旋转部22，对RF处理部发送移相指令，该移相指令用于将载波信号的码片位置，在与观测到的相位偏移相反的方向上只校正1/4码片部分。

RF处理部内的振荡器具有响应来自基带处理部的移相指令而将码片定时即码片内相位从0/4转换到2/4的机构，由此，变更AD转换的定时，能够对RF处理部的相位只校正1/4部分(前述)。

在载波跟踪部中，重复执行如上所述的动作直到结束RAKE接收为止。

在图11中以流程图的形式表示与本实施方式有关的载波跟踪以及相位校正的动作次序。

首先，将RAKE合成部14的输出与每个I轴以及Q轴分量进行累加(步骤S1)直到确定RAKE合成部14的输出为止(步骤S2)。在此，I轴分量，其绝对值被相加。另一方面，Q轴分量在对应的I轴分量的极性为负时，使极性颠倒后进行相加。由此，进行与将全部接收点集中在I＞0的平面对应的操作。

并且，当RAKE合成部14的输出确定时，I轴以及Q轴各分量的累计值，在RAKE合成部14的数据使能信号的下一个时钟被输出，与通过滤波器后(步骤S3)的相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})的值相加(步骤S4)。

当在IQ平面观察时，载波相位误差作为一个方向的旋转被观测，即，当接收载波频率大于发送载波频率时，在IQ平面上以逆时针旋转；当接收载波频率小于发送载波频率时，在IQ平面上以顺时针旋转。

其次，进行得到的载波相位的误差判定(步骤S5)。在本实施方式中，根据载波相位误差在IQ平面上是否超过5.625度，来进行误差判定。

在此，当载波相位误差在IQ平面上超过5.625度时，在基带处理部10内对相位误差进行数字校正。具体地讲，使传输路径推定值向与载波相位误差相反的相位方向只旋转11.25度(步骤S6)，并且，使相位误差判定值的累加值即误差判定用累计值向与载波相位误差相反的相位方向只旋转11.25度(步骤S7)。结果，可以将载波相位误差限制在±5.625度内。这样，可在由数字电路构成的基带处理部中进行几乎所有的载波跟踪处理，因此，不需要进行RF电路内的载波频率控制。

另外，进行传输路径推定值以及载波相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})的相位校正的同时，在计数器中，如果相位校正方向为正只加-1、为负时只加+1。并且，当目前为止的校正次数大于等于规定的阈值时，具体地讲当相位误差的正负与计数器值成为 ±15、±16时，可以认为由目前为止的合计观测到了±180度的相位偏移。这相当于1/8码片部分的接收位置偏移。

此时，代替上述数字载波相位校正，启动模拟载波相位校正。具体地讲，对RF处理部发送移相指令，该移相指令用于将载波信号的码片位置，在与观测到的相位偏移相反的方向上只校正1/4码片部分。

并且，在结束RAKE接收为止的期间，重复执行如上所述的动作(步骤S10)。

如上所述，根据本发明，能够进行高精度的载波跟踪。另外，可在由数字电路构成的基带处理部中进行几乎全部的载波跟踪处理，因此，不需要进行RF电路内的载波频率控制。

另外，根据本发明，当相位误差大时，通过在RF电路内变更AD转换的定时进行载波跟踪，因此，不需要VC-TCXO(压控-温度补偿晶体振荡器)等高精度振荡器。结果，可以更简单地安装接收机中的RF电路，并且可以同时得到实现低消耗功率的效果。

产业上的可利用性

以上，参照特定实施方式详细说明了本发明。但是，在不超出本发明要点的范围内，本领域技术人员可以修正或代用该实施方式。

在本说明书中，以进行频谱扩展应用超宽带通信的实施方式为中心说明了本发明，但是本发明的要点不限定于此，即使是通常的进行频谱扩展的通信方式，本发明当然也同样能够实现。

归纳起来，以例示的方式公开了本发明，但是不应该限定解释本说明书的记载内容。要判断本发明的要点，应该参考权利要求。

Claims

1.一种无线通信装置，具备RF处理部和根据RF处理后的信号进行载波跟踪的基带部，其特征在于，具备：

传输路径测定部，根据RF处理后的信号推定传输路径；

码片位置校正单元，将响应于相位误差判定值超过前述第一阈值而进行的校正的校正量的合计值与第二阈值进行比较，响应于前述合计值超过前述第二阈值，向前述RF处理部输出移相指令，以使前述RF处理部响应于所述移相指令将载波信号的码片位置向与相位偏移相反的方向只校正规定量；

2.根据权利要求1所述的无线通信装置，其特征在于，

还具备RAKE合成部，该RAKE合成部根据前述传输路径测定部的测定结果，进行RAKE接收，

前述相位误差测定单元，通过将RAKE接收结果映射在IQ平面上，从而得到相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})，其中，该RAKE接收结果是对I轴以及Q轴的各分量进行累计直到确定RAKE合成的数据输出为止而得到的。

3.根据权利要求2所述的无线通信装置，其特征在于，

前述传输路径校正单元，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，使相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})在IQ平面上向与相位误差相反的方向只旋转前述规定值。

4.一种无线通信方法，根据RF接收信号进行载波跟踪，其特征在于，具备：

传输路径测定步骤，根据RF处理后的信号推定传输路径；

传输路径校正步骤，将相位误差判定值与第一阈值进行比较，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，将所推定的传输路径向与相位误差相反的方向只旋转规定值；

5.根据权利要求4所述的无线通信方法，其特征在于，

还具备RAKE合成步骤，该RAKE合成步骤根据前述传输路径测定步骤中的测定结果，进行RAKE接收，

在前述相位误差测定步骤中，通过将RAKE接收结果映射在IQ平面上，从而得到相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})，其中，该RAKE接收结果是对I轴以及Q轴的各分量进行累计直到确定RAKE合成的数据输出为止而得到的。

6.根据权利要求5所述的无线通信方法，其特征在于，

在前述传输路径校正步骤中，响应于相位误差判定值超过前述第一阈值，使相位误差判定值(P_{err_I}，P_{err_q})在IQ平面上向与相位误差相反的方向只旋转前述规定值。