JP2006086554A - 無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＵＷＢ方式の無線通信において、少ない回路点数でより高速且つ高精度な伝送路測定を行なう。
【解決手段】 伝送路測定部は、ベースバンドのクロック数をチップレートの整数分の１としていることから、伝送路測定部は、ショートコード毎の逆拡散により伝送路測定を行なうようになっている。そして、高速化と回路規模及び消費電力というトレードオフを勘案し、拡散ショートコードに含まれるチップ数の４分の１に相当する３２個の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で４回使用することにより、３２個×４回＝１２８ポイント分の測定を行なう。
【選択図】 図１１

Description

本発明は、スペクトラム拡散された伝送信号を受信する無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法に係り、特に、スペクトラム拡散された伝送信号のプリアンブル部を用いて伝送路測定を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、ＲＦ部におけるチップレート以下のクロック周波数を持つベースバンド部において、拡散コード毎の逆拡散により伝送路測定を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法に係り、特に、高速化と回路規模及び消費電力とのトレードオフを勘案して、ショートコードの各チップを逆拡散する複数の逆拡散器を用いて伝送路測定を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法に関する。

有線方式による機器間のケーブル配線からユーザを解放する通信システムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）や、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（例えば、非特許文献２又は非特許文献３を参照のこと）やＩＥＥＥ８０２．１５．３、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格…などの各種無線通信方式が存在する。

また、近年では、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献４を参照のこと）。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

ＵＷＢ通信は、超極細パルスを用いることにより高い時間分解能を持ち、この性質を使ってレーダやポジショニングを行なう「測距（Ｒａｎｇｉｎｇ）」をすることが可能である。特に、最近のＵＷＢ通信では、１００Ｍｂｐｓ超の高速データ伝送と元来の測距機能を併せ持つことができる（例えば、特許文献２を参照のこと）。

将来、ＵＷＢに代表される近距離通信のＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）はあらゆる家電品やＣＥ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超のＣＥ機器間のＰ−ｔｏ−Ｐ伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されている。ミリ波帯の利用が普及した場合には１Ｇｂｐｓ超の短距離無線も可能となり、ストレージデバイスなどを含む超高速な近距離用のＤＡＮ（Ｄｅｖｉｃｅ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）も実現可能となる。

また最近では、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮシステムが実用化されている。スペクトラム拡散を用いると、周辺に同じ周波数を利用している通信があった場合でも、正常に通信可能となるための所要Ｃ／Ｉは０ｄＢより低いレベルに設定することができる。つまり、通信機は自局の信号と同レベルで他人の信号を検出しても、自局は依然として通信可能ということである。特にＵＷＢの場合、必要となるビットレートよりもともと占有している帯域幅がとても広いので、これを利用し易い。

ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：疑似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮ符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。

ＵＷＢ伝送方式には、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いるインパルス−ＵＷＢ方式などがある。

ＤＳ−ＵＷＢ方式はＰＮ符号速度によってスペクトラムを制御可能であるが、論理回路をＧＨｚオーダの高速に動作させる必要性があることから消費電力が増加し易いという問題がある。一方、インパルス−ＵＷＢ方式はパルス発生器と低速の論理回路の組み合わせで構成できるので消費電流を低減できるというメリットがあるが、パルス発生器でスペクトラムを制御することが難しいという問題がある。

また、どちらの方式も例えば３ＧＨｚから１０ＧＨｚという超高帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行なうことにより高速データ伝送を実現することができる。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。

従来、ＵＷＢ伝送用のインパルス信号として、ガウス分布形状のモノサイクル・パルス（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｏｎｏ Ｃｙｃｌｅ Ｐｕｌｓｅ）が使われてきた。ここで、パルス生成における装置の線形性の要求を調べるために、ガウス形状のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスについて比較してみる。例として、矩形は例のモノサイクル・パルスは、Ｔ_p＝２００［ｐｓ］で１［Ｖ］のものを考える。また、ガウス形状のモノサイクル・パルスは、以下の式で考えた。但し、同式中の３．１６や３．３という定数は矩形波形モノサイクル・パルスと同等のスペクトルを持つような値として求められたものである。

図２３には、このときの時間波形を示している。また、図２４には、これらモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度（Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｄｅｎｓｉｔｙ）の周波数特性を比較している。但し、この電圧のパルスが毎秒１パルスで伝送され、５０［ｏｈｍ］で駆動したときのパワー・スペクトル密度［Ｗ／Ｈｚ＝Ｊ］を示している。

図２４から判るように、もし毎秒１００メガ・パルスであれば、この値からさらに８０ｄＢだけ高い電力密度になる。ここに示したパルスのピークの電力密度は−２１１ｄＢＪくらいであるから、毎秒１００メガ・パルスのとき、ちょうどＦＣＣの規定である−４１．３［ｄＢｍ／ＭＨｚ］＝−１３１．３［ｄＢＷ／Ｈｚ＝ｄＢＪ］辺りとなる。

したがって、以下のことが結論として得られる。

（１）ガウス波形のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスでは伝送帯域ではほとんど同じである。
（２）ガウス波形のモノサイクル・パルスは矩形波形のものよりもピーク電圧が高く、線形性も要求し、電力増幅を含め処理しづらい。

従来のＵＷＢ通信では、モノサイクル・パルスが使用されてきた。図２５には、図２４に示したパワー・スペクトル密度の周波数特性をデシベルではなく真数で表示してみた。真数である必要は特にないが、エネルギが線形的に示されていて直感的に好都合なことが多い。

ここで、スペクトラムの要求条件として以下の２点がある。

（１）ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定では３ＧＨｚ以下は放射できない。
（２）４．９〜５．３ＧＨｚ帯は、５ＧＨｚ無線ＬＡＮがあり、これを避けた方がよい。

また、線形表示のパワー・スペクトルを見ると、以下のような事柄を考察することができる。

（１）もし上記の要求条件を遵守しなければ、半分くらいの電力［３ｄＢ］しか送信できない。
（２）パルス波形が大きく乱れることが予想され、受信側ではさらに半分くらいのエネルギしか整合フィルタを通過しない。
（３）トータルで６［ｄＢ］以上のロスが生じる。

また、図２６には、ＵＷＢ通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示している。図示の受信機構成はＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）の受信機と似通っている。

図示の例では、ＶＣＯは、パルス周期と同じ周波数で発振しているものとする。

受信機は、ＶＣＯのタイミングに従い、データをすべてゼロとしたパルス列を生成し、これをそれぞれパルス幅Ｔ_pの半分（Ｔ_p／２）ずつずれた波形を計３つ生成し、受信信号と乗算する。

パルス位置検出時には、ＶＣＯの周波数を意図的に少しずらすことにより、いずれパルス・タイミングが一致する時間が訪れる（スライディング相関）。

パルス・タイミングが一致したときは、乗算結果のエネルギが高くなることから、パルス位置を検出することができる。

パルス位置を検出した段階で、意図的に少しずらしたＶＣＯの周波数を正しい周波数に戻すと同時にこのタイミングを維持するためにトラッキング動作に移行する。

中心（Ｐｕｎｃｔｕｒｅ）に対して±Ｔ_p／２だけずれた波形と乗算したもののエネルギを求め、差し引いたものは、パルス位置誤差の正負に対応した正負の値が検出されるため、これをループ・フィルタを介してパルス位置トラッキングの制御電圧として用いる。

しかしながら、図２６に示すような受信機構成の場合、信号パスを３分岐し、乗算意向の回路を３系統持つ必要があり、回路が複雑となる。

また、サーチ時とトラッキング時で周波数を変更する必要があり、この切り替えに要する時間のために、同期確立時間が長くなる。

また、パルス位置検出時に、雑音環境下で正しくパルス位置を検出するために複数回にわたってエネルギが高くなることを検出する必要がある。意図的にずらす周波数をごくわずかにし、複数回に渡って高くなるエネルギを平均化した後、パルス位置検出を行なう必要があり、同期確立時間が長くなる。

また、周波数をずらしたりトラッキングを行なったりする機構はアナログ回路により構成されるが、回路が複雑で、ばらつきなどの影響もあり、動作を安定させることが困難である。

また、パルス位置検出やトラッキングのときは、エネルギの値を用いるため、Ｓ／Ｎが劣化し、特性が劣化する。

特表２００２−５１７００１号公報 Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−１ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ１： Ｂａｓｉｃ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−２ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ２： Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＲＬＣ） ｓｕｂｌａｙｅｒ 日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６

本発明の目的は、ウルトラワイドバンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法を提供することにある。

本発明の目的は、とりわけ、耐干渉波能力を高めるためにＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせられたウルトラワイドバンド通信システムにおける高速な伝送路測定方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、コード拡散された伝送信号を受信する無線通信装置であって、ＲＦ部とベースバンド部を備え、前記ベースバンド部において、拡散コードのチップ数の整数ｎ₁分の１の逆拡散器を並列的に配置し、これら複数の逆拡散器を時分割により複数回だけ用いて拡散コードのチップレート相当区間毎の逆拡散を行なって伝送路を測定する伝送路測定部を備えることを特徴とする無線通信装置である。

非常に広い周波数帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なうウルトラワイドバンド通信は、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。また、耐干渉波能力を高めるためにＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせられたウルトラワイドバンド通信システムも考案されている。

ここで、通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であればベースバンド部をチップレートと同じクロック周波数で動作可能である。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大となる。このため、本発明に係る無線通信装置では、ベースバンド部におけるクロック周波数をチップレートの整数分の１としている。

また、通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であれば、ベースバンド部をチップレートと同じクロック周波数で動作させ、スライディング相関をとることにより伝送路測定を行なうことができる。ところが、ＵＷＢ方式では、ベースバンドのクロック数をチップレートの整数分の１としていることから、伝送路測定部は、ショートコード毎に逆拡散を行なうことにより、伝送路測定を行なうように構成される。

このような場合、高速化の観点からは、伝送路測定部に拡散コードのチップ数に相当する複数の逆拡散器を実装し、これらを同時並行して動作させることが理想的である。しかしながら、このような拡散コードのチップ数に相当する個数の逆拡散器を伝送路測定部に実装することは、回路規模や回路の消費電力の面で不利になる。

そこで、本発明では、高速化と回路規模及び消費電力というトレードオフを勘案し、拡散コードのチップ数よりも少ない個数の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で数回使用することによりすべてのチップについて逆拡散演算を行なうことにしている。

例えば、拡散ショートコードのチップ数が１２８であるとすると、拡散ショートコードのチップ数の整数分の１、具体的には４分の１に相当する３２個の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で４回使用することにより、３２個×４回＝１２８ポイント分の測定を行なうことができる。

前記伝送路測定部は、例えば、ＲＦ部から受け取るパラレル受信信号をバッファリングし、且つ時系列順にシリアル変換するディレイライン回路と、幾つかの組に分かれた複数の逆拡散回路及び積算回路と、前記の組毎に逆拡散回路及び積算回路の出力を選択するセレクタ回路と、前記逆拡散回路及び積算回路における伝送路測定結果の移動平均演算を行なう移動平均回路と、前記移動平均回路による演算前後の値を格納するメモリ回路と、受信信号のエネルギ・レベルを算出するエネルギ算出回路と、受信位置毎のエネルギ値をソートし、その位置情報とともに出力するパス検出回路を備えている。そして、前記ＲＦ部におけるＡ／Ｄ変換のチップ・タイミングでサンプリングされた受信信号を伝送路測定用ショートコードで逆拡散した値を伝送路測定値とする。

このような伝送路測定部の構成によれば、高速な伝送路推定が可能になる。高速な伝送路推定により、シンボル／パルス位置の高速な検出が可能になる。数ＧＨｚの帯域幅に拡散した信号を用いたウルトラワイドバンド通信ではキャリア検出を行なうことができないが、高速なシンボル検出又はパルス検出によりＣＳＭＡ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｅｎｓｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などのキャリアセンスと同様な動作が可能になり、ＣＳＭＡのようなランダム・アクセス方式を採用できるようになる。また、伝送路推定結果を用いて、ＲＡＫＥ受信に必要なパラメータを容易に得ることができるようになる。

また、前記伝送路測定部は、選択された逆拡散回路及び積算回路の出力値を丸め処理を行なう丸め回路をさらに備えていてもよい。この場合、演算精度が適度に設定されることで回路処理の高速化につながる。

また、前記ＲＦ部におけるＡ／Ｄ変換のサンプリング・タイミングを制御可能な受信制御部をさらに備えていてもよい。例えば、チップ内位相０／４において伝送路測定を終了した後、サンプリングの位相を１８０度だけずらすことにより、チップ内位相２／４においても測定が可能となり、測定区間の時間分解能を高めることができる。

また、本発明に係る無線通信装置は、プリアンブル信号の終端を検出するプリアンブル終端検出部と、マルチパス信号のエネルギをＲＡＫＥ合成して信号を復調するＲＡＫＥ合成部とをさらに備えていてもよい。ＲＡＫＥ受信により、マルチパス伝搬路によって複数の遅延波が重畳した受信信号から逆拡散処理によって希望信号を分離し、分散した信号パワーを１つに集める。すなわち、直接スペクトラム拡散が持つ逆拡散による時間分解の効果を利用して、分離された各パスの信号を時間と位相をそろえて合成することができる。

また、受信信号は、一般に、受信するデータ信号の前にプリアンブル部が設けられ、プリアンブル部には自己相関特性のよいショートコード拡散による周期的なトレーニング部が設けられるという信号フォーマットを備えている。そして、前記伝送路測定部は、前記プリアンブル終端検出部はそれぞれのショートコードにより伝送路測定及びプリアンブルの終端検出を行なう。このような場合、高速な伝送路測定結果を基に情報信号を復調できるようになる。また、プリアンブル部の終端位置すなわちデータの開始位置が正確に判ることから、受信性能が向上する。

また、前記プリアンブル部にさらにＡＧＣ安定化のために前記複数のショートコードのうちいずれかを用いて拡散されたシンボル区間が設けるという信号フォーマットを適用することができる。このような場合、伝送路測定時の受信信号レベルが一定になり、受信性能が向上する。

また、前記の各逆拡散回路が１クロックに実施する逆拡散演算は入力信号のパラレル数に等しくなるように構成してもよい。

また、前記の各逆拡散回路へのパラレル入力信号は前記ディレイライン回路内の複数のタップから一定の間隔で取り込むようにしてもよい。

また、前記複数の逆拡散回路及び積算回路に対し、それぞれに適切な逆拡散タイミングを与えることで、測定時間を短縮するようにしてもよい。

また、前記の幾つかの組に分かれた複数の逆拡散回路及び積算回路に対し、それぞれ適切な逆拡散タイミングを与えることにより、測定時間を短縮することができる。その際、伝送路測定用ショートコードのチップ数をＡ、逆拡散回路及び積算回路が１クロック当たりに行なう逆拡散及び加算演算のチップ数をＢとしたときに、制御周期がＡ÷Ｂクロックの関係となるように逆拡散タイミングを与えるようにする。このような場合、回路使用効率が上がり、結果的に回路規模低減化が可能になる。

また、前記伝送路測定部は、伝送路測定値のうち最もエネルギが大きくなった場所をシンボル／パルス位置と判断し、当該パルス位置でプリアンブル終了検出用ショートコードによる逆拡散演算を行ない、プリアンブル終了位置を検出するようにしてもよい。これによって、プリアンブルの終了位置すなわちデータ部の先頭位置が素早く正確に判り、受信性能向上化につながる。

また、パス検出回路により検出された複数のパスに対しそれぞれシンボル・パターンと相関をとることにより、測定値に含まれるトレーニング部のシンボル・パターンの影響を除去し、さらに内挿補間を行なって最終的な伝送路測定値とするようにしてもよい。これによって、伝送路測定の分解能を高めることができ、受信性能向上化につながる。

本発明によれば、耐干渉波能力を高めるためにＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせられたウルトラワイドバンド通信システムにおける高速な伝送路測定方法を提供することができる。

また、本発明によれば、ＲＦ部におけるチップレートの整数分の１のクロック周波数を持つベースバンド部において、拡散コード毎の逆拡散により伝送路測定を好適に行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法を提供することができる。

また、本発明によれば、高速化と回路規模及び消費電力とのトレードオフを勘案して、ショートコードの各チップを逆拡散する複数の逆拡散器を用いて伝送路測定を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに伝送路測定装置及び伝送路測定方法を提供することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

ＵＷＢが用いられるＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）では、基地局のようなものが一元的に周波数リソースを管理するのではなく、偏在する各無線局が周辺の無線局のリソース利用の様子を把握し、分散的な制御により周波数を利用することが空間的周波数再利用の観点から好ましいと思料される。特にＵＷＢの場合、超広帯域を利用し（前述）、周波数分割による空間的周波数再利用ができないので、特にその要求は高い。

この場合、スペクトラム拡散を用いると、周辺に同じ周波数を利用している通信があった場合でも、正常に通信可能となるための所要Ｃ／Ｉは０ｄＢより低いレベルに設定することができる。つまり自分の信号と同レベルで他人の信号を検出しても、自分は依然として通信可能ということである。特にＵＷＢの場合、必要となるビットレートよりもともと占有している帯域幅がとても広いので、これを利用し易い。

ＵＷＢにおける帯域幅はパルスレートに関係なくパルス幅によって決まる。パルス幅の細さによる広帯域幅はスペクトル拡散の一種ではあるが、ここでの話には適用できない。この場合の耐干渉波能力は、たまたまパルス位置が異なれば成り立つが、たまたまパルス位置が一致してしまえば、耐干渉波能力は期待できない、言い換えると時の運であるからである。したがって、パルス幅の小ささによる拡散に加えて直接拡散による実効的なスペクトラム拡散を行なうことが好ましい。

本明細書では、耐干渉波能力を高めるためにＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせられたウルトラワイドバンド通信システムにおける伝送路測定方法などについて提案する。以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

Ａ．無線通信装置の構成
図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置におけるＲＦ部の構成を模式的に示している。図示のＲＦ部は、典型的なπ／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式の送受信機であるが、Ａ／Ｄ変換以降のベースバンド側からの制御信号により、１ＧＨｚのサンプリング周波数の位相を４段階に切り替えられる構成となっている。

送信系統では、ベースバンド部から贈られてきた送信信号は、パラレル−シリアル変換された後、５００ＭＨｚのタイミングにより奇数タイミングと偶数タイミングに交互に振り分けられパルス整形される。これらは直交関係にある４ＧＨｚのキャリアによりそれぞれＢＰＳＫ変調されて加算され、パワーアンプにより増幅した後、ＲＦフィルタ経由でアンテナから無線送信する。図２には、信号波形のイメージを示している。

受信系統では、アンテナで受信した無線信号でＲＦフィルタ及び低雑音アンプを経由し、中心周波数信号４ＧＨｚ及びその９０度の位相差を持つ周波数信号で周波数合成して直交検波を行なうことでＩ軸及びＱ軸信号に分離し、それぞれをＲＳＳＩ（受信信号電界強度）に基づいてＡＧＣを掛ける。そして、Ａ／Ｄ変換器により１ＧＨｚ間隔でデジタル信号としてサンプリングされる。さらにサンプリングされたＩ／Ｑ信号はシリアル−パラレル変換され、以降はベースバンド部によるデジタル処理に委ねる。

ローカル発振器により生成されるローカル周波数４ＧＨｚがＲＦ部におけるキャリア周波数となる。

また、このキャリア周波数は１／４分周され、Ａ／Ｄ変換器のサンプルレートすなわちチップレート１ＧＨｚとして供給される。

また、チップレート１ＧＨｚはさらに１／８分周されて、ベースバンド部（後述）のクロック周波数１２５ＭＨｚとして与えられる。

ここで、ベースバンド部のクロック周波数はチップレートの整数分の１で且つプロセスで実現可能な動作速度から選択すればよい。通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であればベースバンド部をチップレートと同じクロック周波数で動作可能である。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大となるため、チップレートの整数分の１としている。

また、発振器は、ベースバンド部からの移相指令（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ）に応答して、チップ・タイミングすなわちチップ内位相を０／４から２／４に切り替える。

図３には、本発明の実施形態に係る無線通信装置におけるベースバンド部の構成を模式的に示している。図示のベースバンド部は、送信系統として情報信号の拡散処理を行なう拡散変調部（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄｅｒ）を備え、受信系統として、伝送路の遅延プロファイル測定を行なう伝送路測定部（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅａｓｕｒｅ）、プリアンブル信号の終端を検出するプリアンブル終端検出部（ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔ）、並びにマルチパス信号のエネルギをＲＡＫＥ合成して信号を復調するＲＡＫＥ合成部を備えている。これら送受信系統の各機能回路部は、物理層シーケンス制御部（ＰｈｙＳｅｗｑｕｅｎｃｅＣｏｎｔｒｏｌ）により統括的にコントロールされる。

このベースバンド部の送信系統では、通信プロトコルの上位層に相当するＭＡＣ層制御部から送られてきた送信信号を拡散変調部により直接拡散を施し、ＲＦ部の送信系統へ送出する。ベースバンド部の受信系統における信号処理手順については後述に譲る。

Ｂ．信号フォーマットとプリアンブル・パターン
図４には、本発明の実施形態において、無線伝送に用いられる信号のフォーマット構成例を模式的に示している。

図示のように、送信信号は、信号検出並びに同期獲得などの処理を行なうためのプリアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）部と、ＰＨＹ層用の制御情報を記述したＰＨＹヘッダ部と、ペイロード（Ｐａｙｌｏａｄ）部で構成される。ペイロード部は、さらにＭＡＣヘッダ部とＭＡＣペイロード部に分離することができるが、本発明の要旨に直接関連しないので、ここでは説明を省略する。

プリアンブル部は、１２８チップからなるショートコード・パターン（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）のパターンにより構成される。本実施形態では、自己相関特性のよい２つのショートコードパターンＡ及びＢが用意されている。

プリアンブル部の先頭ではパターンＢを複数回繰り返し、ＡＧＣのゲインを安定させるための領域として使用される。図４に示す例では、ＡＧＣ用に３回だけパターンＢが繰り返されているが、ＡＧＣが安定する期間分だけ当該領域を確保する必要がある。

また、ＡＧＣ用の領域以降には、パターンＡを１０シンボル用いて構成される伝送路測定用のトレーニング・パターンが５回だけ繰り返して配置される。

さらに、トレーニング・パターン以降には、パターンＢを７つ用いて構成されるプリアンブル終端検出用のパターンが配置される。

但し、本発明の要旨は、図４に示したフォーマット構成に限定されるものではなく、各パターンを構成するパラメータ値などは適宜変更が可能である。

Ｃ．受信信号処理手順
図５には、図３に示した受信系統の構成をより詳細に示している。ベースバンド部の受信系統は、伝送路の遅延プロファイル測定を行なう伝送路測定部（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅａｓｕｒｅ）、プリアンブル信号の終端を検出するプリアンブル終端検出部（ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔ）、並びにマルチパス信号のエネルギをＲＡＫＥ合成して信号を復調するＲＡＫＥ合成部を備え、物理層シーケンス制御部（ＰｈｙＳｅｗｑｕｅｎｃｅＣｏｎｔｒｏｌ）により統括的にコントロールされる。

以下の説明では、ＲＦ部のキャリア周波数を４ＧＨｚ、Ａ／Ｄ変換のサンプルレートすなわちチップレートを１ＧＨｚ、ベースバンド部のクロック周波数を１２５ＭＨｚとする。

ここで、ベースバンド部のクロック周波数はチップレートの整数分の１で且つプロセスで実現可能な動作速度から選択すればよい。本実施形態では、クロック周波数１２５ＭＨｚは、チップレート１ＧＨｚの８分の１に相当する。通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であればベースバンド部をチップレートと同じクロック周波数で動作可能である。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大となるため、チップレートの整数分の１としている。

Ｃ−１．伝送路測定部における処理
ＲＦ部で受信したプリアンブル信号は、キャリア周波数４ＧＨｚ及びその９０度位相差を持つ周波数により直交検波して分離されたＩ軸及びＱ軸信号は、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換された後、伝送路測定部（ＣｈａｎｎｅｌＭｅａｓｕｒｅ）に入力され、伝送路の遅延プロファイル測定が行なわれる。

通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であれば、ベースバンド部をチップレートと同じクロック周波数で動作させることが可能である。この場合であれば、スライディング相関をとることにより伝送路測定を行なうことができる。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大になるという理由により、ベースバンドのクロック数をチップレートの整数分の１としていることから（前述）、スライディング相関を利用した伝送路測定を行なうことができない。

このため、本実施形態では、伝送路測定部は、ショートコード毎に逆拡散を行なうことにより、伝送路測定を行なう。測定する区間は、ショートコードのチップ数１２８×チップレート１ナノ秒＝１２８ナノ秒である。

また、ここでの測定の分解能は、キャリア周波数４ＧＨｚに相当する区間である２５０ピコ秒（＝１／４ＧＨｚ）に選ばれている。チップレートが１ナノ秒であるのに対し、２５０ピコ秒だけずれた４つの測定ポイントがあることになる。ここでは、各測定ポイントをそれぞれチップ内位相の０／４、１／４、２／４、３／４のポイントと呼ぶことにする。

ここで、伝送路測定部におけるチップ内位相の測定手順について説明しておく。伝送路測定部は、物理層シーケンス制御部からの伝送路測定指令（ＭｅａｓｕｒｅＣｏｎｔｒｏｌ）に応答して伝送路の測定を行なう。

最初に、チップ内位相の０／４ポイントを測定する。１２８ナノ秒区間すなわち１２８ポイントを０．６４マイクロ秒（ベースバンド・クロックに換算して８０クロック）だけかけて測定する。伝送路測定部は、０／４のポイントが終了すると、１２８ポイントのうち信号レベルの大きなパスを所定数（ここではＮ個とする）だけ選び出し、各々の位置（ＢｉｇＰａｔｈＩｎｄｅｘ）とエネルギ値（ＢｉｇＰａｔｈＥｎｅｒｇｙ）を物理層シーケンス制御部に出力する。

また、物理層シーケンス制御部は、０／４のポイントの測定結果を受け取ると、ＲＦ部に対し、チップ・タイミングをずらすための移相指令（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ）を出力する。ＲＦ部は、これに応答して、チップ内位相を０／４から２／４に切り替える。

続いて、伝送路測定部は、物理層シーケンス制御部からの伝送路測定指令（ＭｅａｓｕｒｅＣｏｎｔｒｏｌ）に応答して、今度はチップ内位相の２／４ポイントを測定する。１２８ナノ秒区間すなわち１２８ポイントを０．６４マイクロ秒（ベースバンド・クロックに換算して８０クロック）だけかけて測定する。伝送路測定部は、２／４のポイントが終了すると、１２８ポイントのうち信号レベルの大きなパスを所定数（ここではＮ個とする）だけ選び出し、各々の位置（ＢｉｇＰａｔｈＩｎｄｅｘ）とエネルギ値（ＢｉｇＰａｔｈＥｎｅｒｇｙ）を物理層シーケンス制御部に出力する（同上）。

この時点で、伝送路測定部は、チップ内位相の０／４及び２／４のポイントについて１回目の測定が完了する。以降は同様の測定を繰り返し、これらの測定結果の移動平均をとることによって、測定値のＳ／Ｎを向上する。

図６には、伝送路測定部により、チップ内位相の０／４及び２／４の各ポイントにおいてそれぞれ１２８ナノ秒区間だけエネルギ値を測定したイメージを例示している。同図では、１２８ナノ秒区間において各チップ内位相０／４及び２／４それぞれの１２８個の測定ポイントが交互に配置されている。そして、各チップ内位相０／４及び２／４において、信号レベルの大きいパスからＮ個（図示の例ではＮ＝５、すなわちＭａｘ０〜Ｍａｘ４）がそれぞれ選ばれ、位置（Ｉｎｄｅｘ）とともにそのエネルギ値が物理層シーケンス部に出力される。

Ｃ−２．プリアンプ終端検出部における処理
物理層シーケンス制御部は、信号を検出すると、伝送路測定を終わり、プリアンブル終端検出部に最大のエネルギが検出されたパスの位置（Ｉｎｄｅｘ）を渡す。図６に示した例では、位置情報としてＩｎｄｅｘ２が渡される。

プリアンブル終端検出部では、この最大パスについてプリアンブルの終了を示す信号を検出し、物理層シーケンス制御部にこの値（ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔＤｅｃｉｓｉｏｎＶａｌｕｅ）を返す。

物理層シーケンス制御部は、上述のプリアンブル終端検出処理と並行して、検出したパスの位置（Ｉｎｄｅｘ）と±２／４位相だけチップ内位相ずれのある複素振幅値を伝送路測定部から取得する。図６に示した例では、図７に示すような複素振幅値となるので、（１，２，２）、（２，３，３）、（４，５，５）、（６，７，７）、（１２４，１２５，１２５）が送られる。この複素振幅値は、後述するように、±１／４だけずれたチップ内位相すなわち１／４及び３／４の各ポイントにおける振幅を補間により求めるために使用される。

Ｃ−３．内挿補間
物理層シーケンス制御部では、伝送路測定部から受信した、チップ内位相０／４及び２／４の各ポイントにおけるＮ個のパスについて、伝送路複素振幅値の測定データに含まれるプリアンブルに掛けられたトレーニング・パターンの影響を取り除く。その後、既に測定したポイントから±１／４だけずれたポイント、すなわちチップ内位相が１／４及び３／４となるポイントにおける複素振幅値を、内挿補間により補間する。内挿補間した補間値を用いることにより、チップ内位相０／４及び２／４の各ポイントにおける測定値のみを用いた場合よりも、プリアンブル終端検出の精度を向上させることができる。

この内挿補間は、伝送路推定部で検出したパスの複素振幅値と、その位置から±２／４位相だけずれた複素振幅値を用いて行なう。図８には、内挿補間を行なう様子を示している。検出したパスの振幅値をＭ_max、その位置から±２／４位相だけずれた位置における測定値をそれぞれＭ_-2/4、Ｍ_+2/4とおくと、以下の式により内挿補間した補間値Ｉ₁及びＩ₂を得ることができる。

Ｉ₁＝ａ／ｂ×（Ｍ_-2/4＋Ｍ_max）
Ｉ₂＝ａ／ｂ×（Ｍ_max＋Ｍ_+2/4）

ここで、ａ及びｂは整数であり、振幅曲線を近似し且つハードウェア的に構成が容易な数字に設定される。本実施形態では、ａ＝９〜１０、ｂ＝１６が選ばれている。

図９には、図６に示したチップ内位相０／４及び２／４の各ポイントにおける測定値に基づいて、チップ内位相が１／４及び３／４となるポイントにおける振幅値を１２８ナノ秒区間にわたり内挿補間した様子を示している。

物理層シーケンス制御部は、０／４、１／４、２／４、３／４の各チップ内位相のうち最適な位相を見つけ出したら、ＲＦ部に対し、チップ・タイミングを変更するコマンドを送付し、受信系をその位相に合わせる。

Ｃ−４．ＲＡＫＥ合成部
無線信号を送受信する場合の問題点の１つとして、マルチパス・フェージングを挙げることができる。これは、通信電波が建物やその他の物体などに反射することにより異なる経路で受信側に到達し、異なる方向から到達した電波同士が干渉しあうことにより受信信号が乱れる現象である。

ＲＡＫＥ受信は、複数の電波を受信することを意味し、マルチパス伝搬路によって複数の遅延波が重畳した受信信号から逆拡散処理によって希望信号を分離し、分散した信号パワーを１つに集める。すなわち、直接スペクトラム拡散が持つ逆拡散による時間分解の効果を利用して、分離された各パスの信号を時間と位相をそろえて合成する（例えば、パスのＳ／Ｎ比に従って重み付けして最大比合成する）。ＲＡＫＥ受信によれば、時間的に分散した希望信号電力を有効に合成することができる。

本実施形態では、上述した操作によりプリアンブルの終端を見つけると、まもなくデータ本体（すなわちＰＨＹヘッダ及びペイロード）が到来する。物理層シーケンス制御部は、このタイミングに合わせて、ＲＡＫＥ合成部にＮ個のパスそれぞれの伝送路複素振幅値と拡散率をセットし、ＲＡＫＥ合成処理を開始させる。受信シンボルであるＲＡＫＥ合成部の出力のＩ軸成分が復調データとなる。

Ｄ．伝送路測定部
この項では、伝送路測定部の詳細について説明する。

通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であれば、ベースバンド部をチップレートと同じクロック周波数で動作させ、スライディング相関をとることにより伝送路測定を行なうことができる。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大になるという理由により、ベースバンドのクロック数をチップレートの整数分の１としていることから（前述）、伝送路測定部は、ショートコード毎に逆拡散を行なうことにより、伝送路測定を行なうように構成されている。

まず、１２８チップからなる拡散ショートコードのチップ内位相０／４に対応する、Ａ／Ｄのサンプリング周期１ナノ秒毎に１２８ポイントの測定を行なう。ここでは、信号受信期間は伝送路の時間変動に対し十分に短いということを前提としている。したがって、受信中はマルチパス・レベルがほぼ一定であるとみなすことができる。

１２８チップからなる拡散ショートコードを使用することから、１ポイント当たり１２８の逆拡散演算が必要である。その演算に必要な時間は、チップレートが１ナノ秒（＝１／１ＧＨｚ）であることから、１２８ナノ秒となる。これは、ベースバンド・クロックでは１６クロック分に相当する。

このような場合、高速化の観点からは、伝送路測定部に１２８個の逆拡散器を実装し、これらを同時並行して動作させることが理想的である。すなわち、１２８個の逆拡散器を１チップずつずらして、各ポイントにおける１２８の逆拡散演算を同時並行して処理する。図１０には、この様子を図解している。最初のポイントの逆拡散演算を開始してから１２８番目のポイントの逆拡散演算が開始するまでに１２８ナノ秒かかり、１ポイント当たりの逆拡散演算が１２８ナノ秒を要することから、図示の場合の１２８ポイントを測定するのに必要な時間は、２５６ナノ秒となる。

しかしながら、このような拡散ショートコードのチップ数に相当する１２８個の逆拡散器を伝送路測定部に実装することは、回路規模や回路の消費電力の面で不利になる。

本発明者らは、高速化と回路規模及び消費電力というトレードオフを勘案し、拡散ショートコードのチップ数よりも少ない個数の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で数回使用することにより、すべてのチップについて逆拡散演算を行なうことにした。

例えば、拡散ショートコードのチップ数の整数分の１、具体的には４分の１に相当する３２個の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で４回使用することにより、３２個×４回＝１２８ポイント分の測定を行なうことができる。図１１には、この様子を図解している。

この場合、最初のポイントの逆拡散演算を開始してから３２番目のポイントの逆拡散演算が開始するまでに３２ナノ秒かかり、１ポイント当たりの逆拡散演算が１２８ナノ秒を要することから、１回当たりの逆拡散演算には３２＋１２８＝１６０ナノ秒だけ係る。これを時分割で４回繰り返すことから、図１１の場合の１２８ポイントを測定するのに必要な時間は、１６０ナノ秒×４回＝６４０ナノ秒となる。

図１１に示したように、３２個の逆拡散器を並列して配置し、１２８チップを４つのブロックに分けて時分割で伝送路測定を行なう場合、物理層シーケンス制御部は、ブロック毎の測定開始のトリガと、測定ポイントの位置を伝送路測定部に伝えることにより、この動作を実現することができる。図１２には、物理層シーケンス制御部が伝送路測定部に対して伝送路測定の制御を行なう動作シーケンスを示している。

上述したように、チップ内位相０／４に対応する拡散ショートコード１２８ポイントの測定は、１６０ナノ秒×４回＝６４０ナノ秒で終了する。これに応答して、物理層シーケンス制御部は、ＲＦ部に対しＡＤサンプリングの位相を１８０度だけずらすための制御信号ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔを出力してチップ内位相を２／４だけずらし、続いてチップ内位相２／４に対応する１２８ポイントの伝送路測定を開始する。このときのずらし量は、チップレートの半分に相当する０．５ナノ秒である。

チップ内位相２／４における１２８ポイントの伝送路測定は、チップ内位相０／４の場合と同様にして行なわれる。すなわち、３２個の逆拡散器を時分割で４回使用することにより、３２個×４回＝１２８ポイント分の測定を行なう（図１１を参照のこと）。１２８ポイントを測定するのに必要な時間は、１６０ナノ秒×４回＝６４０ナノ秒である。

この時点で、伝送路測定部は、チップ内位相の０／４及び２／４のポイントについて１回目の測定が完了する。これで１２８ナノ秒の区間をチップレートの半分に相当する０．５ナノ秒のサンプリングで測定したことになる（等価的に２倍オーバーサンプリング相当）。この測定に必要な時間は、６４０ナノ秒×２回＝１．２８マイクロ秒である。

以降は同様の測定を繰り返し、これらの測定結果の移動平均をとることによって、測定値のＳ／Ｎを向上する。図１３には、この場合の測定シーケンスを模式的に示している。チップ内位相０／４又は２／４において、１２８ポイントを１セットとする伝送路測定が繰り返し行なわれ、各セットの測定結果がメモリに格納される。そして、メモリから（ｋ−３）回目〜ｋ回目の測定結果を読み出し、これらの移動平均を取ることによって、Ｓ／Ｎを向上していく。

その後、既に測定したポイントから±１／４だけずれたポイント、すなわちチップ内位相が１／４及び３／４となるポイントにおける複素振幅値を、内挿補間により補間する。内挿補間した補間値を用いることにより、チップ内位相０／４及び２／４の各ポイントにおける測定値のみを用いた場合よりも、プリアンブル終端検出の精度を向上させることができる。内挿補間の方法については既に述べた通りなので、ここでは説明を省略する。

図１４には、この場合の伝送路測定シーケンスを図解している。図示のように、１２８チップからなる拡散ショートコードが３２個毎に時分割され、４回の測定動作により１２８ポイントの測定が完了する。このような動作がチップ内位相０／４及び２／４においてそれぞれ行なわれ、全体として１．２８マイクロ秒の所要時間を以って１セットの測定が完了する。

Ｅ．伝送路測定部の回路構成
前項Ｄまでで説明したように、本実施形態に係る伝送路測定部は、ベースバンドのクロック数をチップレートの整数分の１としていることから（前述）、伝送路測定部は、ショートコード毎の逆拡散により伝送路測定を行なうようになっている。そして、高速化と回路規模及び消費電力というトレードオフを勘案し、拡散ショートコードのチップ数の４分の１に相当する３２個の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で４回使用することにより、３２個×４回＝１２８ポイント分の測定を行なう。

図１５には、伝送路測定部の回路構成を示している。図示のように、伝送路測定部は、ＲＦ回路からのパラレル受信信号をバッファリングし、且つ時系列順にシリアル変換するディレイライン回路と、４個ずつ８組に分かれた３２個の逆拡散回路及び積算回路と、上記８組の逆拡散＆積算器の出力を選択するセレクタ回路と、選択された逆拡散及び積算器の出力値を丸め処理を行なう丸め回路と、移動平均演算を行なう移動平均回路並びにこの演算前後の値を格納するメモリと、受信信号のエネルギ・レベルを算出するエネルギ算出回路と、エネルギ値をソートし、その位置情報とともに出力するパス検出回路と、これらの回路を制御する制御回路を備えている。

図示の回路構成では、３２個の逆拡散回路及び積算回路は、４個ずつ８組に分かれている。この組を以下ではクラスタ（Ｃｌｕｓｔｅｒ）と呼ぶこととする。

以下、図１５を参照しながら、伝送路測定部の内部動作について詳解する。

ＲＦ部では、受信された受信信号は、サンプルレート１ＧＨｚのＡ／Ｄ変換によりンプリングされる。そして、サンプリングされたＩ軸及びＱ軸それぞれの信号はシリアル−パラレル変換器により８サンプル毎にパラレル化されてベースバンド部に引き渡される。

ベースバンド部では、８パラレルになった受信信号Ｉ軸成分とＱ軸成分は遅延（Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ）回路によりそれぞれ１０４サンプルのシリアルに変換される。そこから１２サンプル毎に４つのタイミングで８サンプル・パラレルに変換された信号を４つ得る。

図１６には、遅延回路の内部構成を示している。上記の動作について、同図を参照しながら具体的に説明する。シリアル・データのうち、クラスタ０に対しての入力として以下のデータが選ばれている。これらがクラスタ０内の４つの逆拡散器への入力となる。

・５〜１２の８サンプル
・６〜１３の８サンプル
・７〜１４の８サンプル
・８〜１５の８サンプル

また、クラスタ１に対しての入力は、クラスタ０への入力から１２サンプルだけ離れたところから始まり、それぞれ以下のデータが選ばれている。

・１７〜２４の８サンプル
・１８〜２５の８サンプル
・１９〜２８の８サンプル
・２０〜２９の８サンプル

以降同様にシリアルデータから各クラスタへの入力が１２サンプルおきに選ばれている。

次に、逆拡散器及び積算器（Ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ／Ａｃｃｕｍｌａｔｏｒ）について、図１７を参照しながら説明する。前述の通り、３２個の逆拡散器及び積算器を４個ずつ８組に分け、これらの組をクラスタ（Ｃｌｕｓｔｅｒ）と呼ぶ。この構成で３２ポイント分の伝送路測定を４ポイント×８クラスタとして測定する。

逆拡散器はベースバンド・クロックの１クロックにつき８チップ分の逆拡散演算を行なう。つまり、１個の逆拡散回路が１クロックに実施する逆拡散演算は入力信号のパラレル数に等しい。

この演算値を積算器にて累積加算する。この累積加算が１６回（１６クロック）だけ行なわれることにより、１／１２８だけ逆拡散されたことになる。

この処理が１クラスタ内にある４個の逆拡散器及び積算器において同時に行なわれている。つまり、１クラスタからは４ポイント分の１／１２８逆拡散演算結果が１６クロック毎に用意される。

ここで、８つのクラスタは２クロックずつずれて動作するように制御されている。これにより、各クラスタからは２クロック毎に順番に演算結果が出力されることになる。

各クラスタからの出力は２クロック毎に順番にセレクタ回路（Ｃｌｕｓｔｅｒ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｅｌｅｃｔｏｒ）で選択される。図１８には、セレクタ回路の制御シーケンスのイメージを示している。

すなわち、各クラスタからの演算結果は、ちょうど１６クロック周期で選択され出力されることになる。この制御周期（１６クロック）は、伝送路測定用ショートコードのチップ数をＡ、逆拡散部が１クロックに行なう逆拡散及び累積加算演算のチップ数（入力ビット幅）をＢとした場合、Ａ÷Ｂ [クロック]の関係になるように選ばれる。本実施形態では、ショートコードのチップ数は１２８チップで、ベースバンド・クロック１クロックにつき８チップ分の逆拡散演算を行なうことから、Ａ÷Ｂ＝１２８÷８＝１６となる。

以上の構成をとることにより、少ない回路点数で効率的に伝送路測定演算が可能となる。

セレクタ回路で選択された演算結果（＝伝送路測定結果測定結果）は、丸め回路（Ｒｏｕｎｄ Ｌｉｍｉｔ）によって丸め処理が行なわれた後、Ｓ／Ｎ向上化のために移動平均（Ｍｏｖｉｎｇ Ａｖｅｒａｇｅ）の処理がなされる。図１５に示す構成では４回の移動平均を行なっている。メモリを使い、図１９のように構成されているが、同一測定ポイントでは等価的に図２０並びに下式に示すような処理がなされている。

メモリは、１２５ＭＨｚのサイクルを考え、複数データがパラレルに、４ポイント×Ｉ／Ｑを１ワードとして扱われる。図２１には、伝送路測定データを格納するメモリ・マップの構成例を示している。

また、図２２には、移動平均値を格納するメモリ・マップの構成例を示している。移動平均の計算をするのと同時に、チップ内位相の０／４及び２／４それぞれのケースで測定データのエネルギ値を計算し、１２８ポイントのうち最も大きな８ポイントのエネルギ値とその位置（Ｉｎｄｅｘ）が求められる。チップ内位相の０／４及び２／４それぞれのケースで１２８ポイントの最大検出が終わると、物理層シーケンス制御部に結果が渡される。

物理層シーケンス制御部では、この情報を用いて信号検出を行なう。信号検出ができれば、伝送路測定部は動作を止める。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、スペクトラム拡散してウルトラワイドバンド通信を適用した実施形態を中心に本発明について説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではなく、通常のスペクトラム拡散を行なう通信方式であっても、本発明が同様に実現可能であることは言うまでもない。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明を実現するのに適した典型的なパーソナル・コンピュータ（ＰＣ）１００のハードウェア構成を模式的に示した図である。 図２は、信号波形のイメージを示した図である。 図３は、本発明の実施形態に係る無線通信装置におけるベースバンド部の構成を模式的に示した図である。 図４は、信号フォーマットとプリアンブル・パターンの構成例を示した図である。 図５は、図３に示した受信系統の構成をより詳細に示した図である。 図６は、伝送路測定部により、チップ内位相の０／４及び２／４の各ポイントにおいてそれぞれ１２８ナノ秒区間だけエネルギ値を測定したイメージを例示した図である。 図７は、検出したパスの位置（Ｉｎｄｅｘ）と±２／４位相だけチップ内位相ずれのある複素振幅値を伝送路測定部から取得した様子を示した図である。 図８は、伝送路推定部で検出したパスの複素振幅値と、その位置から±２／４位相だけずれた複素振幅値を用いて内挿補間を行なった様子を示した図である。 図９は、図６に示したチップ内位相０／４及び２／４の各ポイントにおける測定値に基づいて、チップ内位相が１／４及び３／４となるポイントにおける振幅値を１２８ナノ秒区間にわたり内挿補間した様子を示した図である。 図１０は、１２８個の逆拡散器を１チップずつずらして、各ポイントにおける１２８の逆拡散演算を同時並行して処理する様子を示した図である。 図１１は、拡散ショートコードのチップ数１２８の４分の１に相当する３２個の逆拡散器を並列して配置し、これらを時分割で４回使用することにより、３２個×４回＝１２８ポイント分の測定を行なう様子を示した図である。 図１２は、物理層シーケンス制御部が伝送路測定部に対して伝送路測定の制御を行なう動作シーケンスを示した図である。 図１３は、測定結果の移動平均をとる測定シーケンスを説明するための図である。 図１４は、伝送路測定シーケンスを説明するための図である。 図１５は、伝送路測定部の回路構成を示した図である。 図１６は、遅延回路の内部構成を示した図である。 図１７は、逆拡散器及び積算器の内部構成を示した図である。 図１８は、セレクタ回路の制御シーケンスのイメージを示した図である。 図１９は、移動平均回路の構成を示した図である。 図２０は、図１９に示した移動平均回路の等価回路の構成を示した図である。 図２１は、伝送路測定データを格納するメモリ・マップの構成例を示した図である。 図２２は、移動平均値を格納するメモリ・マップの構成例を示した図である。 図２３は、ガウス形状のモノサイクル・パルスの時間波形を示した図である。 図２４は、ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。 図２５は、ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。 図２６は、ウルトラワイドバンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示した図である。

Claims (32)

1. コード拡散された伝送信号を受信する無線通信装置であって、
   ＲＦ部とベースバンド部を備え、
   前記ベースバンド部において、拡散コードのチップ数の整数ｎ₁分の１の逆拡散器を並列的に配置し、これら複数の逆拡散器を時分割により複数回だけ用いて拡散コードのチップレート相当区間毎の逆拡散を行なって伝送路を測定する伝送路測定部を備える、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記ベースバンド部は、前記ＲＦ部におけるチップレートの整数ｎ₂分の１のクロック周波数を持つ、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 超広帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せるウルトラワイドバンド通信を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
4. 前記伝送路測定部は、
   ＲＦ部から受け取るパラレル受信信号をバッファリングし、且つ時系列順にシリアル変換するディレイライン回路と、
   幾つかの組に分かれた複数の逆拡散回路及び積算回路と、
   前記の組毎に逆拡散回路及び積算回路の出力を選択するセレクタ回路と、
   前記逆拡散回路及び積算回路における伝送路測定結果の移動平均演算を行なう移動平均回路と、
   前記移動平均回路による演算前後の値を格納するメモリ回路と、
   受信信号のエネルギ・レベルを算出するエネルギ算出回路と、
   受信位置毎のエネルギ値をソートし、その位置情報とともに出力するパス検出回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記伝送路測定部は、選択された逆拡散回路及び積算回路の出力値を丸め処理を行なう丸め回路をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. 前記伝送路測定部は、前記ＲＦ部におけるＡ／Ｄ変換のチップ・タイミングでサンプリングされた受信信号を伝送路測定用ショートコードで逆拡散した値を伝送路測定値とする、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
7. 前記ＲＦ部におけるＡ／Ｄ変換のサンプリング・タイミングを制御可能な受信制御部をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
8. プリアンブル信号の終端を検出するプリアンブル終端検出部と、
   マルチパス信号のエネルギをＲＡＫＥ合成して信号を復調するＲＡＫＥ合成部と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
9. 受信信号は、受信するデータ信号の前にプリアンブル部が設けられ、プリアンブル部には自己相関特性のよい複数のショートコード拡散による周期的なトレーニング部が設けられ、
   前記伝送路測定部及び前記プリアンブル終端検出部はそれぞれのショートコードにより伝送路測定及びプリアンブルの終端検出を行なう、
   ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
10. 前記プリアンブル部にさらにＡＧＣ安定化のために前記複数のショートコードのうちいずれかを用いて拡散されたシンボル区間が設けられている、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
11. 前記の各逆拡散回路が１クロックに実施する逆拡散演算は入力信号のパラレル数に等しい、
    ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
12. 前記の各逆拡散回路へのパラレル入力信号は前記ディレイライン回路内の複数のタップから一定の間隔で取り込まれている、
    ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
13. 前記複数の逆拡散回路及び積算回路に対し、それぞれに適切な逆拡散タイミングを与える、
    ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
14. 前記の幾つかの組に分かれた複数の逆拡散回路及び積算回路に対し、それぞれ適切な逆拡散タイミングを与える、
    ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
15. 伝送路測定用ショートコードのチップ数をＡ、逆拡散回路及び積算回路が１クロック当たりに行なう逆拡散及び加算演算のチップ数をＢとしたときに、制御周期がＡ÷Ｂクロックの関係となるように逆拡散タイミングを与える、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の無線通信装置。
16. 前記伝送路測定部は、伝送路測定値のうち最もエネルギが大きくなった場所をシンボル／パルス位置と判断し、当該パルス位置でプリアンブル終了検出用ショートコードによる逆拡散演算を行ないプリアンブル終了位置を検出する、
    ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
17. 前記パス検出回路により検出された複数のパスに対しそれぞれシンボル・パターンと相関をとることにより、測定値に含まれるトレーニング部のシンボル・パターンの影響を除去し、さらに内挿補間を行なって最終的な伝送路測定値とする、
    ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
18. 前記内挿補間は、検出したパスの振幅値をＭ_max、その前後の測定値をそれぞれＭ_-2/4及びＭ_+2/4とし、以下の式により補間値Ｉ₁、Ｉ₂を求める、
    ことを特徴とする請求項１７に記載の無線通信装置。
    Ｉ₁＝ａ／ｂ×（Ｍ_-2/4＋Ｍ_max）
    Ｉ₂＝ａ／ｂ×（Ｍ_max＋Ｍ_+2/4）
19. コード拡散された伝送信号を受信する無線通信方法であって、
    ベースバンド処理において、拡散コードのチップ数の整数分の１の逆拡散を時分割により複数回だけ用いて拡散コードのチップレート相当区間毎の逆拡散を行なって伝送路を測定する伝送路測定ステップを備える、
    ことを特徴とする無線通信方法。
20. コード拡散された受信信号に基づいて伝送路の特性を測定する伝送路測定装置であって、
    拡散コードのチップ数の整数ｎ₁分の１の逆拡散器を並列的に配置し、これら複数の逆拡散器を時分割により複数回だけ用いて拡散コードのチップレート相当区間毎の逆拡散を行なって伝送路を測定する、
    ことを特徴とする伝送路測定装置。
21. ＲＦ部とベースバンド部を備えた受信機のベースバンド部に組み込まれ、前記ベースバンド部は、前記ＲＦ部におけるチップレートの整数ｎ₂分の１のクロック周波数を持つ、
    ことを特徴とする請求項２０に記載の伝送路測定装置。
22. 超広帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報が載せられたウルトラワイドバンド受信信号に基づいて伝送路の特性を測定する、
    ことを特徴とする請求項２０に記載の伝送路測定装置。
23. ＲＦ部から受け取るパラレル受信信号をバッファリングし、且つ時系列順にシリアル変換するディレイライン回路と、
    幾つかの組に分かれた複数の逆拡散回路及び積算回路と、
    前記の組毎に逆拡散回路及び積算回路の出力を選択するセレクタ回路と、
    前記逆拡散回路及び積算回路における伝送路測定結果の移動平均演算を行なう移動平均回路と、
    前記移動平均回路による演算前後の値を格納するメモリ回路と、
    受信信号のエネルギ・レベルを算出するエネルギ算出回路と、
    受信位置毎のエネルギ値をソートし、その位置情報とともに出力するパス検出回路と、
    を備えることを特徴とする請求項２０に記載の伝送路測定装置。
24. 選択された逆拡散回路及び積算回路の出力値を丸め処理を行なう丸め回路をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の伝送路測定装置。
25. 前記ＲＦ部におけるＡ／Ｄ変換のチップ・タイミングでサンプリングされた受信信号を伝送路測定用ショートコードで逆拡散した値を伝送路測定値とする、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の伝送路測定装置。
26. 受信信号は、受信するデータ信号の前にプリアンブル部が設けられ、プリアンブル部には自己相関特性のよい複数のショートコード拡散による周期的なトレーニング部が設けられ、
    前記伝送路測定部はショートコードにより伝送路測定を行なう、
    ことを特徴とする請求項２０に記載の伝送路測定装置。
27. 前記の各逆拡散回路が１クロックに実施する逆拡散演算は入力信号のパラレル数に等しい、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の伝送路測定装置。
28. 前記の各逆拡散回路へのパラレル入力信号は前記ディレイライン回路内の複数のタップから一定の間隔で取り込まれている、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の伝送路測定装置。
29. 前記複数の逆拡散回路及び積算回路に対し、それぞれに適切な逆拡散タイミングを与える、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の伝送路測定装置。
30. 前記の幾つかの組に分かれた複数の逆拡散回路及び積算回路に対し、それぞれ適切な逆拡散タイミングを与える、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の伝送路測定装置。
31. 伝送路測定用ショートコードのチップ数をＡ、逆拡散回路及び積算回路が１クロック当たりに行なう逆拡散及び加算演算のチップ数をＢとしたときに、制御周期がＡ÷Ｂクロックの関係となるように逆拡散タイミングを与える、
    ことを特徴とする請求項３０に記載の伝送路測定装置。
32. コード拡散された受信信号に基づいて伝送路の特性を測定する伝送路測定方法であって、
    拡散コードのチップ数の整数分の１の逆拡散を時分割により複数回だけ用いて拡散コードのチップレート相当区間毎の逆拡散を行なって伝送路を測定する、
    ことを特徴とする伝送路測定方法。
    

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