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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen linearen Sender zur Verwendung in Kombination mit einem TDMA-(Zeitmultiplex)
Funkkommunikationssystem. Ein derartiger Sender mit einem Open-Loop- und
einem Closed-Loop-Trainingsmodus ist gemäß der US-A-5066923 bekannt.
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Im allgemeinen weist ein TDMA-Funkkommunikationssystem
eine Relaisstation und mehrere Funkstationen auf, die über die
Relaisstation miteinander kommunizieren. Im TDMA-Funkkommunikationssystem
wird einer von mehreren Zeitschlitzen einer spezifischen Funkstation
als spezifischer Zeitschlitz zugewiesen. Wenn die spezifische Funkstation
im spezifischen Zeitschlitz ein Sendesignal an die Relaisstation überträgt, überträgt die spezifische Funkstation
das Sendesignal als Burstsignal an die Relaisstation, wie auf dem
Fachgebiet bekannt ist.
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Jede der Funkstationen kann als ortsfeste oder
mobile Station verwendet werden. Die mobile Station kann in einem
Automobil, durch eine Person oder auf ähnliche Weise transportiert
oder getragen werden und hat eine veränderliche Position. Jede der Funkstationen
weist einen linearen Sender zum Übertragen
des Sendesignals an die Relaisstation auf, um nichtlineare Störungen oder
Verzerrungen des Sendesignals zu verbessern. Der lineare Sender erzeugt
während
einer vorgegebenen Zeitperiode ein Sendesignal mit einer Inphase-
und einer Quadraturphasenkomponente gemäß einem Eingangssignal mit
einer Inphase- und
einer Quadraturphasenkomponente. Die vorgegebene Zeitperiode kann
als Burstperiode bezeichnet werden.
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Im allgemeinen implementiert der
lineare Sender einen linearen Leistungsverstärker zum Verstärken eines
zu übertragen den,
modulierten Signals mit einer zeitlich veränderliche Amplitude (Größe). Es ist
wünschenswert,
daß durch
den linearen Leistungsverstärker
eine gute Linearität
und eine effiziente Leistungsumwandlung bereitgestellt werden. Es
ist notwendig, eine Verstärkerverzerrung
im linearen Leistungsverstärker
weiter zu reduzieren. Um die Verstärkerverzerrung zu reduzieren,
verwendet der lineare Sender eine negative Rück- oder eine Gegenkopplungsschleife, über die
ein Rückkopplungssignal übertragen
wird. Das Rückkopplungssignal
weist eine Inphase- und eine Quadraturphasenkomponente auf. Eine
Cartesian Loop ist ein bekanntes Verfahren zum Implementieren der
negativen Rückkopplungsschleife
um den linearen Leistungsverstärker herum.
Eine Netto-Phasenverschiebung um die Cartesian Loop muß bei einer
gewünschten
Kanalfrequenz bei etwa 180° gehalten
werden, um einen stabilen Betrieb zu gewährleisten.
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Die Cartesian Loop wird jedoch instabil, wenn
eine Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal
auftritt. Wenn zwischen dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal
eine Phasenverschiebung auftritt, kann die Cartesian Loop zu einer
positiven Rück- oder
einer Mitkopplungsschleife werden. Eine solche Phasenverschiebung
tritt basierend auf einer Zeitverzögerung in der Cartesian Loop
und durch andere Faktoren auf. Wenn die Cartesian Loop instabil
wird, ist es schwierig, die Verstärkerverzerrung zu reduzieren.
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Außerdem weist der lineare Sender
im allgemeinen darin inhärent
vorhandene Sender-Offsets auf, wie später beschrieben wird. Aufgrund
des Sender-Offsets ist es schwierig, eine gute Modulationscharakteristik
zu erhalten.
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Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
einen linearen Sender bereitzustellen, der in der Lage ist, eine
Verstärkerverzerrung
permanent zu reduzieren.
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Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
einen linearen Verstärker
bereitzustellen, der in der Lage ist, eine gute Modulationscharakteristik
bereitzustellen.
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Andere Aufgaben der vorliegenden
Erfindung werden im Verlauf der Beschreibung deutlich. Die Aufgaben
der vorliegenden Erfindung werden durch die Merkmale der Patentansprüche gelöst.
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Bei der Beschreibung des Inhalts
der Erfindung wird vorausgesetzt, daß ein linearer Verstärker in
Kombination mit einem TDMA-Funkkommunikationssystem verwendet wird,
das mehrere Funkstationen aufweist, die jeweils einen linearen Sender
aufweisen. Der lineare Sender dient zum Erzeugen eines Sendesignals
mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente gemäß einem
Eingangssignal mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente
während
einer vorgegebenen Zeitperiode.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden
Erfindung weist das Eingangssignal in einer ersten Periode ein Präambelsignal
und in einer der ersten Periode folgenden zweiten Periode ein Informationssignal
auf. Das Präambelsignal
weist eine Inphasen- und
eine Quadraturphasenkomponente auf. Das Informationssignal weist
eine Inphasen- und eine Quadraturphasenkomponente auf. Der lineare
Sender weist auf: (A) eine Quadraturmodulationseinrichtung zum Quadraturmodulieren
eines Trägersignals
durch ein ihr zugeführtes
Signal, um das Sendesignal zu erzeugen, (B) einen Differenzverstärker, dem
das Eingangssignal und ein Rückkopplungssignal
mit einer Inphasen- und Quadraturphasenkomponente zugeführt wird,
zum Erzeugen eines Differenzsignals mit einer Inphasen- und einer
Quadraturphasenkomponente, (C) eine Zufuhreinrichtung zum Zuführen des Präambelsignals
während
der ersten Periode als das zugeführte
Signal zur Quadraturmodulationseinrichtung, wobei die Zufuhreinrichtung
während
der zweiten Periode der Quadraturmodulationseinrichtung das Differenzsignal
als das zugeführte
Signals zuführt,
(D) eine Quadraturdemodulationseinrichtung, der das Sendesignal
zugeführt
wird, zum Quadraturdemodulieren des Sendesignals in ein demoduliertes Signal
gemäß dem Trägersignal,
um das demodulierte Signal als Rückkopplungssignal
zu erzeugen, (E) eine Überwachungseinrichtung
zum Überwachen
eines Pegels der Qua draturphasenkomponente des Rückkopplungssignals, um ein
einen überwachten Pegel
anzeigendes Pegelüberwachungssignal
zu erzeugen, und (F) eine Phasenabgleicheinrichtung zum Abgleichen
einer Trägerphase
des Trägersignals,
um während
der ersten Periode gemäß dem Pegelüberwachungssignal
ein abgeglichenes Trägersignal
zu erzeugen, wobei die Phasenabgleicheinrichtung das abgeglichene
Trägersignal
der Quadraturdemodulationseinrichtung als das Trägersignal zuführt.
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Gemäß einem anderen Aspekt der
vorliegenden Erfindung weist der lineare Sender ferner auf: (G)
eine Quadraturmodulationseinrichtung zum Quadraturmodulieren eines
zugeführten
Eingangssignals in das Sendesignal, (H) einen Differenzverstärker mit
einem inhärenten
Verstärker-Offset
zum Erzeugen eines Differenzsignals mit einer Inphasen- und einer
Quadraturphasenkomponente gemäß dem Eingangssignal
und einem Rückkopplungssignal
mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente, (I) eine
Quadraturdemodulationseinrichtung mit einem inhärenten Demodulations-Offset
zum Quadraturdemodulieren des Sendesignals in ein demoduliertes
Signal, um das demodulierte Signal als Rückkopplungssignal zu erzeugen,
(J) eine Überwachungseinrichtung
zum Überwachen
eines Pegels des Differenzsignals während einer Wartezeitperiode mit
Ausnahme der vorgegebenen Zeitperiode zum Erzeugen eines einen überwachten
Pegel darstellenden Pegelüberwachungssignals,
und (K) eine Offset-Abgleicheinrichtung zum Abgleichen oder Einstellen
des Verstärker-Offsets
und des Demodulations-Offsets während
der Wartezeitperiode gemäß dem Pegelüberwachungssignal.
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Kurzbeschreibung der Zeichnung
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines herkömmlichen
linearen Senders;
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen linearen Senders;
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3 zeigt
ein Zeitdiagramm zum Beschreiben der Funktionsweise des in 2 dargestellten linearen
Senders;
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4 zeigt
ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen linearen Senders;
und
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5 zeigt
ein Zeitdiagramm zum Beschreiben der Funktionsweise des in 4 dargestellten linearen
Senders.
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Beschreibung der bevorzugten
Ausführungsformen
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Nachstehend wird zunächst unter
Bezug auf 1 ein herkömmlicher
linearer Sender beschrieben, um das Verständnis für die vorliegende Erfindung
zu erleichtern. Der dargestellte lineare Sender 10 dient
zur Verwendung in Kombination mit einem TDMA-Funkkommunikationssystem,
das mehrere Funkstationen aufweist. D. h., jede der Funkstationen weist
einen linearen Sender 10 auf. Das Funkkommunikationssystem
kann ferner eine Relaisstation aufweisen, über die die Funkstationen miteinander kommunizieren.
Jede der Funkstationen kann als ortsfeste oder mobile Station verwendet
werden. Die mobile Station kann in einem Automobil, durch eine Person
oder auf ähnliche
Weise transportiert oder getragen werden und eine veränderliche
Position haben.
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Im TDMA-Funkkommunikationssystem
wird einer von mehreren Zeitschlitzen einer spezifischen der Funkstationen
als ein spezifischer Zeitschlitz zugewiesen. Wenn die spezifische
Funkstation unter Verwendung des linearen Senders 10 ein
Sendesignal im spezifischen Zeitschlitz an die Relaisstation überträgt, überträgt die spezifische
Funkstation das Sendesignal als Burstsignal an die Relaisstation,
wie auf dem Fachgebiet bekannt ist.
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Der lineare Sender 10 weist
einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß 11 und 12 auf,
die jeweils mit einem Differenzverstärker 13 verbunden sind. Über den
ersten und den zweiten Eingangsanschluß 11 und 12 wird
dem Differenzverstärker 13 ein Eingangssignal
mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente zugeführt. D.
h., die Inphasenkomponente des Eingangssignals wird dem Differenzverstärker 13 über den
ersten Eingangsanschluß 11 zugeführt. Die
Quadraturphasenkom ponente des Eingangssignals wird dem Differenzverstärker 13 über den
zweiten Eingangsanschluß 12 zugeführt.
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Das Eingangssignal weist ein Präambelsignal
in einer ersten Periode und ein Informationssignal in einer der
ersten Periode folgenden zweiten Periode auf. Das Präambelsignal
weist eine Inphasen- und eine Quadraturphasenkomponente auf. Ähnlicherweise
weist das Informationssignal eine Inphasen- und eine Quadraturphasenkomponente
auf. Die Summe aus der ersten und der zweiten Periode entspricht
einer Burst-Übertragungszeit,
während
der das Burstsignal an die Relaisstation übertragen wird.
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Dem Differenzverstärker 13 wird
ferner ein Rückkopplungssignal
mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente zugeführt, wie
später beschrieben
wird. Der Differenzverstärker 13 führt eine
Subtraktionsoperation zwischen dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal
aus, um ein Differenzsignal mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente
zu erzeugen. D. h., der Differenzverstärker 13 führt eine
Subtraktionsoperation bezüglich
der Inphasenkomponente des Eingangssignals und der Inphasenkomponente
des Rückkopplungssignals
aus, um eine Inphasenkomponente des Differenzsignals zu erzeugen. Ähnlicherweise
führt der
Differenzverstärker 13 eine
Subtraktionsoperation bezüglich
der Quadraturphasenkomponente des Eingangssignals und der Quadraturphasenkomponente
des Rückkopplungssignals, um
eine Quadraturphasenkomponente des Differenzsignals zu erzeugen.
Das Differenzsignal wird einer Quadraturmodulationsschaltung 14 zugeführt.
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Die Quadraturmodulationsschaltung 14 ist mit
einer Trägersignalerzeugungsschaltung 15 verbunden,
die ein Trägersignal
mit einer Trägerfrequenz
erzeugt. Die Trägersignalerzeugungsschaltung 15 weist
einen lokalen Oszillator 15a und einen Frequenzsynthetisator 15b auf.
Der lokale Oszillator 15a erzeugt ein Oszillationssignal
mit einer vorgegebenen Frequenz. Wenn dem Frequenzsynthetisator 15b das
Oszillationssignal zugeführt wird,
erzeugt er das Trägersignal.
Das Trägersignal
wird der Quadraturmodulationsschaltung 14 zugeführt.
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Wenn der Quadraturmodulationsschaltung 14 das
Trägersignal
zugeführt
wird, quadraturmoduliert sie das Trägersignal durch das Differenzsignal, um
ein moduliertes Signal mit einer Inphasen- und einer Quadraturphasenkomponente
zu erzeugen. D. h., die Quadraturmodulationsschaltung 14 weist
einen Quadraturmodulator 14a und eine Phasenverschiebungsschaltung 14b auf.
Die Phasenverschiebungsschaltung 14b verschiebt eine Phase
des Trägersignals
um 90°,
um ein phasenverschobenes Trägersignal
zu erzeugen. Das Trägersignal
und das phasenverschobene Trägersignal
werden dem Quadraturmodulator 14a zugeführt. Der Quadraturmodulator 14a amplitudenmoduliert
das Trägersignal durch
die Inphasenkomponente des Differenzsignals, um eine Inphasenkomponente
des modulierten Signals zu erzeugen. Ähnlicherweise amplitudenmoduliert
der Quadraturmodulator 14a das phasenverschobene Trägersignal
durch die Quadraturphasenkomponente des Differenzsignals, um die
Quadraturphasenkomponente des modulierten Signals zu erzeugen. Das
modulierte Signal wird einem linearen Leistungsverstärker 16 zugeführt.
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Der lineare Leistungsverstärker 16 verstärkt das
modulierte Signal in ein verstärktes
Signal. Das verstärkte
Signal wird als das Sendesignal über
eine Antenne 17 an die Relaisstation übertragen.
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Das verstärkte Signal wird außerdem einem Quadraturdemodulator 18 zugeführt. Der
Quadraturdemodulator 18 demoduliert das verstärkte Signal gemäß dem von
der Trägersignalerzeugungsschaltung 15 zugeführten Trägersignal
in ein demoduliertes Signal. Das demodulierte Signal wird dem Differenzverstärker 13 als
Rückkopplungssignal
zugeführt.
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Wie anhand der vorstehenden Beschreibung leicht
ersichtlich ist, weist der lineare Sender eine negative Rückkopplungsschleife
auf, die als Cartesian Loop bezeichnet wird.
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Auf diese Weise wird die Cartesian
Loop instabil, wenn zwischen dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal
eine Phasenverschiebung auftritt. D. h., die Cartesian Loop kann
zu einer positiven Rückkopplungsschleife
werden, wenn zwischen dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal
eine Phasenverschiebung auftritt. Eine solche Phasenverschiebung
tritt aufgrund einer Zeitverzögerung
in der Cartesian Loop und anderer Faktoren auf. Wenn die Cartesian
Loop instabil wird, ist es schwierig, eine Verstärkerstörung oder -verzerrung im linearen
Leistungsverstärker 16 zu
reduzieren, D. h., es ist schwierig, eine nichtlineare Störung oder
Verzerrung des Sendesignals zu verbessern.
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Außerdem weist der Differenzverstärker 13 im
allgemeinen einen inhärenten
Verstärker-Offset auf. Ähnlicherweise
weist der Quadraturdemodulator 18 im allgemeinen einen
inhärenten
Demodulator-Offset auf. Der Verstärker- und der Demodulator-Offset können zusammengefaßt als Sender-Offset
bezeichnet werden. Aufgrund des Verstärker- und des Demodulator-Offsets
ist es schwierig, im herkömmlichen
Sender eine gute Modulationscharakteristik zu erhalten.
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Nachstehend wird unter Bezug auf 2 eine erste Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen linearen
Senders beschrieben. Der dargestellte lineare Sender unterscheidet
sich in der Struktur vom in 1 dargestellten
linearen Sender 10 und ist durch ein Bezugszeichen 20 bezeichnet.
Der lineare Sender 20 weist ähnliche Teile oder Komponenten auf
wie der Sender 10, die durch ähnliche Bezugszeichen bezeichnet
sind und auf ähnliche
Weise mit ähnlich
bezeichneten Signalen funktionieren und betrieben werden. Der lineare
Sender 20 weist ferner eine Schaltschaltung 21,
eine Überwachungsschaltung 22,
eine Phasenabgleichschaltung 23 und eine Steuerschaltung 24 auf,
die alle später
beschrieben werden.
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Wie in Verbindung mit 1 beschrieben wurde, weist
das Eingangssignal in einer ersten Periode ein Präambelsignal
und in einer der ersten Periode folgenden zweiten Periode ein Informationssignal
auf. Die erste Periode kann als Nicht-Modulationsperiode bezeichnet werden.
Die zweite Periode kann als Modulationsperiode bezeichnet werden.
Im dargestellten Beispiel hat die Inphasenkomponente des Präambelsignals
einen von null verschiedenen Wert. Die Quadraturphasenkomponente
des Präambelsignals
hat einen Nullwert. D. h., die Quadraturphasenkomponente des Präambelsignals
ist gleich dem Nullwert.
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Die Steuerschaltung 24 ist
mit dem zweiten Eingangsanschluß 12 verbunden.
Beim Beginn der dem Nullwert entsprechenden Quadraturphasenkomponente
des Präambelsignals
erzeugt die Steuerschaltung 24 ein erstes Steuersignal.
Die Steuerschaltung 24 erzeugt am Ende der Quadraturphasenkomponente
des Präambelsignals
ein zweites Steuersignal. Das erste und das zweite Steuersignal werden
der Schaltschaltung 21, der Überwachungsschaltung 22 und
der Phasenabgleichschaltung 23 zugeführt.
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In Antwort auf das erste Steuersignal
verbindet die Schaltschaltung 21 die Quadraturmodulationsschaltung 14 mit
dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluß 11 und 12.
Dadurch wird der Quadraturmodulationsschaltung 14 das Präambelsignal mit
der Inphasen- und der Quadraturphasenkomponente zugeführt. In
diesem Fall wird die Verbindung zwischen dem Differenzverstärker 13 und
der Quadraturmodulationsschaltung 14 unterbrochen.
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In Antwort auf das zweite Steuersignal
verbindet die Schaltschaltung 21 die Quadraturmodulationsschaltung 14 mit
dem Differenzverstärker 13. Dadurch
wird das Differenzsignal vom Differenzverstärker 13 der Quadraturmodulationsschaltung 14 zugeführt.
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Wie anhand der vorstehenden Beschreibung leicht
ersichtlich ist, wird das Präambelsignal
der Quadraturmodulationsschaltung 14 in der ersten Periode
zugeführt.
Das Differenzsignal wird der Quadraturmodulationsschaltung 14 in
der zweiten Periode zugeführt.
Während
durch das in Verbindung mit 1 beschriebene
Differenzsignal das Präambel- und
das Informationssignal transportiert werden, wird durch das in 2 be schriebene Differenzsignal
nur das Informationssignal transportiert.
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Auf eine ähnliche Weise wie in Verbindung mit 1 beschrieben wurde, führt die
Quadraturmodulationsschaltung 14 eine Quadraturmodulation aus,
um das modulierte Signal zu erzeugen. Insbesondere quadraturmoduliert
die Quadraturmodulationsschaltung 14 zunächst das
Präambelsignal
in das das Präambelsignal
transportierende modulierte Signal. Anschließend quadraturmoduliert der
Quadraturmodulator 14 das Differenzsignal in das das Differenzsignal
transportierende modulierte Signal.
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Gemäß den 2 und 3 wird
das modulierte Signal durch den linearen Leistungsverstärker 16 in das
Sendesignal verstärkt,
wie in Verbindung mit 1 beschrieben
wurde. Das Sendesignal wird über
die Antenne 17 als Burstsignal an die Relaisstation übertragen.
Das Sendesignal weist einen Präambelsignalabschnitt
PS in der ersten Periode und einen Informationssignalabschnitt IS
in der zweiten Periode auf, wie in 3 in
einer ersten Zeile (a) dargestellt ist. Außerdem wird das Sendesignal
dem Quadraturdemodulator 18 zugeführt.
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Der Quadraturdemodulator 18 quadraturdemoduliert
das Sendesignal gemäß einem
phasenabgeglichenen Trägersignal,
das durch die Phasenabgleichschaltung 23 erzeugt wird,
wie später
beschrieben wird, in das demodulierte Signal. Das demodulierte Signal
wird dem Differenzverstärker 13 als Rückkopplungssignal
zugeführt.
Die Überwachungsschaltung 22 überwacht
die Quadraturphasenkomponente des Rückkopplungssignals. Insbesondere überwacht
die Überwachungsschaltung 22 einen
Pegel der Quadraturphasenkomponente des Rückkopplungssignals während der
ersten Periode, um ein einen überwachten
Pegel darstellendes Pegelüberwachungssignal
zu erzeugen.
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Im dargestellten Beispiel weist die Überwachungsschaltung 22 eine
Erfassungsschaltung 22a und eine Abtast-Halte-Schaltung 22b auf.
Wie vorstehend beschrieben wurde, werden der Überwachungsschaltung 22 das
erste und das zweite Steuer signal zugeführt. In Antwort auf das erste
Steuersignal erfaßt
die Erfassungsschaltung 22a einen Pegel der Quadraturphasenkomponente
des Rückkopplungssignals,
um ein einen erfaßten
Pegel darstellendes Pegelerfassungssignal zu erzeugen, wie in 3 in einer zweiten Zeile
(b) dargestellt ist. Die Erfassungsschaltung 22a unterbricht
die Verarbeitung zum Erfassen des Pegels der Quadraturphasenkomponente
des Rückkopplungssignals,
wie in 3 in der zweiten
Zeile (b) dargestellt ist. D. h., die Erfassungsschaltung 22a erfaßt während der
ersten Periode den Pegel der Quadraturphasenkomponente des Rückkopplungssignals,
um das Pegelerfassungssignal zu erzeugen, wie in 3 in der zweiten Zeile (b) dargestellt
ist.
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In Antwort auf das erste Steuersignal
tastet die Abtast-Halte-Schaltung 22b das
Pegelerfassungssignal ab, um den erfaßten Pegel als gehaltenen Pegel
zu halten, wie in 3 in
einer dritten Zeile (c) dargestellt ist. In Antwort auf das zweite
Steuersignal führt
die Abtast-Halte-Schaltung 22b den gehaltenen Pegel der
Phasenabgleichschaltung 23 als überwachten Pegel zu, wie in 3 in der dritten Zeile (c)
dargestellt ist. D. h., die Abtast-Halteschaltung 22b tastet
das Pegelerfassungssignal während
der ersten Periode ab, um den erfaßten Pegel als gehaltenen Pegel
zu halten. Die Abtast-Halte-Schaltung 22b führt der
Phasenabgleichschaltung 23 den gehaltenen Pegel während der
zweiten Periode als den überwachten
Pegel zu.
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Der Phasenabgleichschaltung 23 wird
außerdem
das Trägersignal
von der Trägersignalerzeugungsschaltung 15 zugeführt. Die
Phasenabgleichschaltung 23 gleicht eine Trägerphase
des Trägersignals
während
der ersten Periode gemäß dem überwachten
Pegel ab, um dem Quadraturdemodulator das phasenabgeglichene Trägersignal
zuzuführen, wie
in 3 in einer vierten
Zeile (d) dargestellt ist. D. h., die Phasenabgleichschaltung 23 gleicht
die Trägerphase
des Trägersignals
gemäß dem überwachten
Pegel ab, wenn der Phasenabgleichschaltung 23 das erste
Steuersignal zugeführt
wird. Beispielsweise gleicht die Pha senabgleichschaltung 23 die
Trägerphase
des Trägersignals
ab, bis der überwachte
Pegel einen vorgegebenen Pegelwert aufweist. Der vorgegebene Pegelwert
kann ein Null-Pegel sein. In Antwort auf das zweite Steuersignal
führt die
Phasenabgleichschaltung 23 das phasenabgeglichene Trägersignal
dem Quadraturdemodulator 18 zu.
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Nachstehend wird unter Bezug auf 4 eine zweite Ausführungsform
eines linearen Senders beschrieben. Der dargestellte lineare Sender
unterscheidet sich in der Struktur vom in 1 dargestellten linearen Sender 10 und
ist durch ein Bezugszeichen 30 bezeichnet. Der lineare
Sender 30 weist ähnliche
Teile oder Komponenten auf wie der Sender 10, die durch ähnliche
Bezugszeichen bezeichnet sind und auf ähnliche Weise mit ähnlich bezeichneten
Signalen funktionieren. Der lineare Sender 30 weist ferner
eine Überwachungsschaltung
und eine Steuerschaltung auf, die sich in der Struktur von der Überwachungsschaltung 22 bzw.
der Steuerschaltung 24 unterscheiden. Daher sind die Überwachungsschaltung
und die Steuerschaltung der zweiten Ausführungsform in 4 durch die Bezugszeichen 31 bzw. 32 bezeichnet.
Der lineare Sender weist ferner eine Offset-Abgleichschaltung 33 auf.
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Wie in Verbindung mit 1 beschrieben wurde, weist
der Differenzverstärker 13 einen
inhärenten
Verstärker-Offset
auf. Ähnlicherweise
weist der Quadraturdemodulator 18 einen inhärenten Demodulator-Offset
auf. Aufgrund des Verstärker-
und des Demodulator-Offsets wird die Modulationscharakteristik im
linearen Sender 30 unzulänglich. Um eine gute Modulationscharakteristik
zu erhalten, weist der lineare Sender 30 die Überwachungsschaltung 31,
die Steuerschaltung 32 und die Offset-Abgleichschaltung 33 auf, die
alle später
beschrieben werden.
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Gemäß 5 wird das Burstsignal gemäß dem Eingangssignal
erzeugt, wie in Verbindung mit 1 beschrieben
wurde. Das Burstsignal wird in einem der Zeitschlitze an die Relaisstation übertragen. Eine Übertragungsperiode
des Burstsignals wird als Burstperiode BP bezeichnet. Eine Restperiode
mit Ausnahme der Burstperiode kann als Warte- oder Ruheperiode RP
bezeichnet werden. D. h., das Burstsignal wird in der Burstperiode
BP an die Relaisstation übertragen
und wird in der Ruheperiode RP nicht an die Relaisstation übertragen,
wie in 5 in einer ersten
Zeile (a) dargestellt ist.
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Gemäß 4 ist die Steuerschaltung 32 mit dem
ersten und dem zweiten Eingangsanschluß 11 und 12 verbunden,
und der Steuerschaltung wird das Eingangssignal mit der Inphasen-
und der Quadraturphasenkomponente zugeführt. Auf der Basis des Beginns
und des Endes des Eingangssignals ist der Steuerschaltung 32 die
Burstperiode bekannt. Am Beginn des Eingangssignals erzeugt die
Steuerschaltung 32 ein primäres Steuersignal, um das primäre Steuersignal
der Überwachungsschaltung 31 und
der Offset-Abgleichschaltung 33 zuzuführen. Am Ende des Eingangssignals
erzeugt die Steuerschaltung 32 ein sekundäres Steuersignal,
um das sekundäre
Steuersignal der Überwachungsschaltung 31 und
der Offset-Abgleichschaltung 33 zuzuführen.
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Die Überwachungsschaltung 31 ist
mit dem Differenzverstärker 13 verbunden,
und der Überwachungsschaltung
wird das Differenzsignal mit der Inphasen- und der Quadraturphasenkomponente
zugeführt.
Dem Differenzverstärker 13 wird
ein Nullwertsignal mit einem Nullpegel zugeführt, wenn dem ersten und dem
zweiten Eingangsanschluß 11 und 12 das
Eingangssignal nicht zugeführt
wird. D. h., dem Differenzverstärker 13 wird
das Nullwertsignal während
der Ruheperiode RP zugeführt.
Während der
Ruheperiode RP erzeugt der Differenzverstärker 13 das Differenzsignal
gemäß dem Nullwertsignal. Die Überwachungsschaltung 31 überwacht
einen Pegel des Differenzsignals in Antwort auf das sekundäre Steuersignal,
um ein einen überwachten
Pegel darstellendes Pegelüberwachungssignal
zu erzeugen. Die Überwachungsschaltung 31 unterbricht
die Überwachung
des Pegels des Differenzsignals in Antwort auf das primäre Steuersignal.
D. h., die Überwachungsschaltung 31 überwacht
den Pegel des Differenzsignals während
der Ruheperiode, um das Pegelüberwachungssignal
zu erzeugen. Im einzelnen überwacht
die Überwa chungsschaltung 31 den
Pegel der Inphasen- und der Quadraturphasenkomponente des Differenzsignals,
um das Pegelüberwachungssignal
zu erzeugen, das ein erstes und ein zweites Pegelsignal aufweist.
Das erste Pegelsignal stellt den Pegel der Inphasenkomponente des
Differenzsignals dar. Das zweite Pegelsignal stellt den Pegel der
Quadraturphasenkomponente des Differenzsignals dar. Im dargestellten
Beispiel weist die Überwachungsschaltung 31 eine
Erfassungsschaltung 31a und eine Abtast-Halte-Schaltung 31b auf.
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Gemäß den 4 und 5 erfaßt die Erfassungsschaltung 31a den
Pegel des Differenzsignals in Antwort auf das sekundäre Steuersignal,
um ein einen erfaßten
Pegel darstellendes Pegelerfassungssignal zu erzeugen, wie in 5 in einer zweiten Zeile (b)
dargestellt ist. Die Erfassungsschaltung 31a unterbricht
die Erfassung des Pegels des Differenzsignals in Antwort auf das
primäre
Steuersignal, wie in 5 in
der zweiten Zeile (b) dargestellt ist. Im einzelnen erfaßt die Erfassungsschaltung 31a den
Pegel der Inphasen- und der Quadraturphasenkomponente des Differenzsignals
während
der Ruheperiode RP, um das Pegelerfassungssignal zu erzeugen, das ein
erstes und ein zweites Erfassungspegelsignal aufweist. Das erste
Erfassungspegelsignal weist einen einen Pegel der Inphasenkomponente
des Differenzsignals darstellenden ersten Erfassungspegel auf. Das
zweite Erfassungspegelsignal weist einen einen Pegel der Quadraturphasenkomponente
des Differenzsignals darstellenden zweiten Erfassungspegel auf.
Das Pegelerfassungssignal wird von der Erfassungsschaltung 31a der
Abtast-Halte-Schaltung 31b zugeführt.
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Die Abtast-Halte-Schaltung 31b tastet
das erste und das zweite Erfassungspegelsignal in Antwort auf das
sekundäre
Steuersignal ab, um den ersten und den zweiten Erfassungspegel als
ersten bzw. zweiten gehaltenen Pegel zu halten, wie in 5 in einer dritten Zeile
(c) dargestellt ist. In Antwort auf das primäre Steuersignal führt die
Abtast-Halte-Schaltung 31b den ersten und den zweiten gehaltenen
Pegel der Offset- Abgleichschaltung 33 als
ersten und zweiten Überwachungspegel
zu. D. h., die Abtast-Halte-Schaltung 31b tastet das erste
und das zweite Erfassungspegelsignal ab, um den ersten und den zweiten
Erfassungspegel während
der Ruheperiode RP als den ersten und zweiten gehaltenen Pegel zu
halten. Die Abtast-Halte-Schaltung 31b führt den
ersten und den zweiten gehaltenen Pegel während der Burstperiode BP der
Offset-Abgleichschaltung 33 als den ersten und den zweiten
gehaltenen Pegel zu.
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In Antwort auf das sekundäre Steuersignal gleicht
die Offset-Abgleichschaltung 33 den Verstärker- und
den Demodulator-Offset
gemäß dem ersten und
dem zweiten Überwachungspegel
ab, bis der erste und der zweite Überwachungspegel einen vorgegebenen
Pegelwert annehmen, z.B. einen Nullpegel. Die Offset-Abgleichschaltung 33 unterbricht
das Abgleichen des Verstärker-
und des Demodulator-Offsets in Antwort auf das primäre Steuersignal. D.
h., die Offset-Abgleichschaltung 33 gleicht den Verstärker- und
den Demodulator-Offset gemäß dem ersten
und dem zweiten Überwachungspegel
während
der Ruheperiode RP ab, bis der erste und der zweite Überwachungspegel
den vorgegebenen Pegelwert angenommen haben.
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Obwohl nicht dargestellt, können die
erste Ausführungsform
des linearen Senders 20 und die zweite Ausführungsform
des linearen Senders 30 leicht kombiniert werden, um die
Verstärkerverzerrung
zu reduzieren und eine gute Modulationscharakteristik zu erhalten.