JP3167608B2 - 無線装置 - Google Patents
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
-
- H—ELECTRICITY
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- H04B—TRANSMISSION
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- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/405—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with multiple discrete channels
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】この発明は、直交振幅変調
（ＱＡＭ）による変調波信号をＴＤＭＡ（Time Divisio
n Multiple Access ：時分割多重）方式で時分割に送信
する無線装置に関し、特に、変調波信号を増幅する際の
線形特性の改善に関する。
（ＱＡＭ）による変調波信号をＴＤＭＡ（Time Divisio
n Multiple Access ：時分割多重）方式で時分割に送信
する無線装置に関し、特に、変調波信号を増幅する際の
線形特性の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＭＣＡ（Multi Channel Access）システ
ムは異なるユーザが複数のチャネルを共同で利用するシ
ステムであり、業務用としても広く使用されている。ま
た、このＭＣＡシステムでは音声用無線通信のほかに各
種のデータ通信としても利用されている。
ムは異なるユーザが複数のチャネルを共同で利用するシ
ステムであり、業務用としても広く使用されている。ま
た、このＭＣＡシステムでは音声用無線通信のほかに各
種のデータ通信としても利用されている。
【０００３】そして、このＭＣＡシステムにおいて利用
者数は近年急速に増大してきており、またデータ転送に
適したシステムの要求も多い。そこで、ディジタルＭＣ
Ａシステムの仕様が決定され、実用化されることとなっ
た。
者数は近年急速に増大してきており、またデータ転送に
適したシステムの要求も多い。そこで、ディジタルＭＣ
Ａシステムの仕様が決定され、実用化されることとなっ
た。
【０００４】このようなシステムでは、多値ＱＡＭ（Qu
adrature Amplitude Modulation ）が使用され、例え
ば、９０度位相が異なる２つの搬送波信号でそれぞれ４
値の振幅変調をかけ、１６値の状態を有するようにした
多値直交振幅変調が使用される。
adrature Amplitude Modulation ）が使用され、例え
ば、９０度位相が異なる２つの搬送波信号でそれぞれ４
値の振幅変調をかけ、１６値の状態を有するようにした
多値直交振幅変調が使用される。
【０００５】また、ディジタルＭＣＡシステムの変調方
式として、ＲＣＲ（Research & Development Center fo
r Radio Systems:財団法人・電波システム開発センタ
ー）の標準規格として定められたＳＴＤ−３２のディジ
タルＭＣＡシステムでは、Ｍ１６ＱＡＭ方式が使用され
ており、４つのサブキャリアを使用することになってい
る。
式として、ＲＣＲ（Research & Development Center fo
r Radio Systems:財団法人・電波システム開発センタ
ー）の標準規格として定められたＳＴＤ−３２のディジ
タルＭＣＡシステムでは、Ｍ１６ＱＡＭ方式が使用され
ており、４つのサブキャリアを使用することになってい
る。
【０００６】そして、このようなシステムにおいては、
複数の無線局が同一の周波数を使用できるように、ＴＤ
ＭＡ（Time Division Multiple Access ：時分割多重）
方式で時分割に送信するように構成されている。
複数の無線局が同一の周波数を使用できるように、ＴＤ
ＭＡ（Time Division Multiple Access ：時分割多重）
方式で時分割に送信するように構成されている。
【０００７】ここで、多値ＱＡＭ変調信号は以下の式で
表すことができる。 Ｉ（ｔ）＝Ａｃｏｓφ（ｔ） ……（１） Ｑ（ｔ）＝Ａｓｉｎφ（ｔ） ……（２） すなわち、この多値ＱＡＭ変調信号は位相と振幅との情
報を有するように変調されている。このように位相と振
幅とに情報を有する変調波信号については、線形特性の
良い増幅を行う必要がある。線形特性を重視するのであ
ればＡ級増幅を行うことが好ましいが、効率が良くない
という問題がある。
表すことができる。 Ｉ（ｔ）＝Ａｃｏｓφ（ｔ） ……（１） Ｑ（ｔ）＝Ａｓｉｎφ（ｔ） ……（２） すなわち、この多値ＱＡＭ変調信号は位相と振幅との情
報を有するように変調されている。このように位相と振
幅とに情報を有する変調波信号については、線形特性の
良い増幅を行う必要がある。線形特性を重視するのであ
ればＡ級増幅を行うことが好ましいが、効率が良くない
という問題がある。
【０００８】一方、移動体通信に使用する無線装置では
バッテリの消耗を抑えるために、効率の良い増幅が要求
される。このために、移動体通信に使用される車載用無
線装置や携帯用無線装置の電力増幅段は、Ａ級増幅では
なく、ＡＢ級増幅を行っている。
バッテリの消耗を抑えるために、効率の良い増幅が要求
される。このために、移動体通信に使用される車載用無
線装置や携帯用無線装置の電力増幅段は、Ａ級増幅では
なく、ＡＢ級増幅を行っている。
【０００９】そこで、ＡＢ級増幅によって生じやすい位
相と振幅との歪みを抑えて高い精度を保つための線形特
性補償手段として、カーテシアンループ方式の線形補償
回路（リニアライザ）と呼ばれる回路が使用される。
相と振幅との歪みを抑えて高い精度を保つための線形特
性補償手段として、カーテシアンループ方式の線形補償
回路（リニアライザ）と呼ばれる回路が使用される。
【００１０】図９はリニアライザを使用して線形補償を
行う無線装置の構成を示す構成図である。この図９にお
いて、ＤＳＰ１０１が生成したディジタルデータをＤ／
Ａ変換器１０２，１０３でアナログデータに変換する。
このアナログデータは直流のオフセット電圧を有してお
り、このオフセット電圧を中心にして振動する波形の信
号（Ｉ信号及びＱ信号）である。このアナログデータを
直交変調器１０４で直交変調する。この直交変調器１０
４はＯＳＣ１０５からの直交局部発振信号を受けて、送
信ＩＦ信号を生成する。そして、送信ＩＦ回路１０６に
おいてＯＳＣ１０５の周波数（ＩＦ周波数）の送信ＩＦ
信号をＩＦ増幅し、更にＯＳＣ１０８からの局部発振信
号によって所望の周波数になるように周波数変換部１０
７で周波数変換を行って送信信号を生成する。そして、
所望の周波数の送信信号を電力増幅回路１０９でＡＢ級
増幅等によって電力増幅する。
行う無線装置の構成を示す構成図である。この図９にお
いて、ＤＳＰ１０１が生成したディジタルデータをＤ／
Ａ変換器１０２，１０３でアナログデータに変換する。
このアナログデータは直流のオフセット電圧を有してお
り、このオフセット電圧を中心にして振動する波形の信
号（Ｉ信号及びＱ信号）である。このアナログデータを
直交変調器１０４で直交変調する。この直交変調器１０
４はＯＳＣ１０５からの直交局部発振信号を受けて、送
信ＩＦ信号を生成する。そして、送信ＩＦ回路１０６に
おいてＯＳＣ１０５の周波数（ＩＦ周波数）の送信ＩＦ
信号をＩＦ増幅し、更にＯＳＣ１０８からの局部発振信
号によって所望の周波数になるように周波数変換部１０
７で周波数変換を行って送信信号を生成する。そして、
所望の周波数の送信信号を電力増幅回路１０９でＡＢ級
増幅等によって電力増幅する。
【００１１】この際、電力増幅回路１０９の送信信号の
一部をアッテネータ２０１で減衰させ、ＯＳＣ１０８か
らの局部発振信号によってＩＦ周波数にされた送信信号
をリニアライザＩＦ回路２０３でＩＦ増幅する。そし
て、このＩＦ周波数の信号をＯＳＣ１０５からの直交局
部発振信号によって直交復調器２０４において直交復調
する。このようにして直交復調された送信信号を帰還信
号として直交復調器１０４に供給し、直交復調器１０４
内において負帰還をかけるようにする。このような負帰
還により、電力増幅回路１０９等において生じる位相や
振幅の歪みを抑えて高い精度の線形特性が保たれるよう
になる。
一部をアッテネータ２０１で減衰させ、ＯＳＣ１０８か
らの局部発振信号によってＩＦ周波数にされた送信信号
をリニアライザＩＦ回路２０３でＩＦ増幅する。そし
て、このＩＦ周波数の信号をＯＳＣ１０５からの直交局
部発振信号によって直交復調器２０４において直交復調
する。このようにして直交復調された送信信号を帰還信
号として直交復調器１０４に供給し、直交復調器１０４
内において負帰還をかけるようにする。このような負帰
還により、電力増幅回路１０９等において生じる位相や
振幅の歪みを抑えて高い精度の線形特性が保たれるよう
になる。
【００１２】
（１）上述した負帰還をかける場合に、帰還信号に含ま
れるオフセット電圧の電位のズレが問題になる。すなわ
ち、送信信号のベースバンドの帯域が直流成分付近まで
含まれるために帰還信号からオフセット電圧を除去する
ことはできない。
れるオフセット電圧の電位のズレが問題になる。すなわ
ち、送信信号のベースバンドの帯域が直流成分付近まで
含まれるために帰還信号からオフセット電圧を除去する
ことはできない。
【００１３】ところが、Ｄ／Ａ変換器，直交変調器，直
交復調器の各回路の特性の微妙な違いや温度変化等によ
り、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３で生成される信号と直
交復調器２０４で生成される帰還信号との間で直流電位
（オフセット電圧）のズレが生じる。この直流電圧のズ
レが大量の負帰還をかける際に大きく増幅されてしま
い、電力増幅段の線形特性を逆に悪化させることもあ
る。
交復調器の各回路の特性の微妙な違いや温度変化等によ
り、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３で生成される信号と直
交復調器２０４で生成される帰還信号との間で直流電位
（オフセット電圧）のズレが生じる。この直流電圧のズ
レが大量の負帰還をかける際に大きく増幅されてしま
い、電力増幅段の線形特性を逆に悪化させることもあ
る。
【００１４】このため、従来は人手によりオフセット電
圧の調整を行って各部の定数を固定するようにしてい
た。しかし、経時変化や温度変化によって狂いが生じる
ため、安定した特性が得られにくいという問題がある。
また、人手による調整作業そのものも複雑であるという
問題がある。
圧の調整を行って各部の定数を固定するようにしてい
た。しかし、経時変化や温度変化によって狂いが生じる
ため、安定した特性が得られにくいという問題がある。
また、人手による調整作業そのものも複雑であるという
問題がある。
【００１５】また、直交変調器のみにおいてオフセット
電圧のズレを自動調整する技術も存在するが、上述した
送信系と負帰還系の全体のオフセット電圧のズレを自動
調整する装置は存在していない。
電圧のズレを自動調整する技術も存在するが、上述した
送信系と負帰還系の全体のオフセット電圧のズレを自動
調整する装置は存在していない。
【００１６】したがって、以上のようなリニアライザを
用いた無線装置において送信系と負帰還系とのオフセッ
ト電圧のズレを自動調整できる無線装置の実現が待たれ
ていた。
用いた無線装置において送信系と負帰還系とのオフセッ
ト電圧のズレを自動調整できる無線装置の実現が待たれ
ていた。
【００１７】（２）また、上述した負帰還をかける際
に、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３で生成される信号と直
交復調器２０４で生成される帰還信号との間の位相差が
問題になる。すなわち、物理的な経路長の差や回路素子
のばらつきにより、信号間に位相差が生じる。
に、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３で生成される信号と直
交復調器２０４で生成される帰還信号との間の位相差が
問題になる。すなわち、物理的な経路長の差や回路素子
のばらつきにより、信号間に位相差が生じる。
【００１８】このような位相差は負帰還をかけるうえで
好ましくない。そのため、直交変調器及び直交復調器に
供給する局部発振信号のいずれか一方の位相を調整する
ことで、上述した位相差を補正するようにしている。
好ましくない。そのため、直交変調器及び直交復調器に
供給する局部発振信号のいずれか一方の位相を調整する
ことで、上述した位相差を補正するようにしている。
【００１９】このような位相の調整として、電気回路で
構成した移相器の可変抵抗器を調整する方法が考えられ
る。この場合、従来は人手によりオフセット電圧の調整
を行って各部の定数を固定するようにしていた。しか
し、経時変化や温度変化によって狂いが生じるため、安
定した特性が得られにくいという問題がある。また、人
手による調整作業そのものも複雑であるという問題があ
る。
構成した移相器の可変抵抗器を調整する方法が考えられ
る。この場合、従来は人手によりオフセット電圧の調整
を行って各部の定数を固定するようにしていた。しか
し、経時変化や温度変化によって狂いが生じるため、安
定した特性が得られにくいという問題がある。また、人
手による調整作業そのものも複雑であるという問題があ
る。
【００２０】また、その他の位相調整方法として、物理
的な線路長を調整する方法などが考えられる。この場合
には、経時変化や温度変化には強いものの、装置の形状
が大きくなり高価になるという問題を有している。
的な線路長を調整する方法などが考えられる。この場合
には、経時変化や温度変化には強いものの、装置の形状
が大きくなり高価になるという問題を有している。
【００２１】更に、いずれの位相調整方法によっても、
調整を行った周波数と異なる周波数で使用した場合に
は、回路素子のＬＣ成分と電気的な線路長の変化によっ
て更なる位相進み若しくは位相遅れが発生するという問
題を有している。従って、無線装置の送信周波数を変更
した場合には、リニアライザの負帰還によって電力増幅
段の線形特性を逆に悪化させることもある。
調整を行った周波数と異なる周波数で使用した場合に
は、回路素子のＬＣ成分と電気的な線路長の変化によっ
て更なる位相進み若しくは位相遅れが発生するという問
題を有している。従って、無線装置の送信周波数を変更
した場合には、リニアライザの負帰還によって電力増幅
段の線形特性を逆に悪化させることもある。
【００２２】したがって、以上のようなリニアライザを
用いた無線装置において送信系と負帰還系の位相差を自
動調整できる無線装置の実現が待たれていた。
用いた無線装置において送信系と負帰還系の位相差を自
動調整できる無線装置の実現が待たれていた。
【００２３】（３）また、多値ＱＡＭ変調信号は位相と
振幅との両方を正確に増幅する必要があるので、以上説
明したオフセット電圧と位相差との両方を自動調整する
ことでリニアライザの負帰還による電力増幅段の線形特
性を補償できる無線装置の実現も待たれていた。
振幅との両方を正確に増幅する必要があるので、以上説
明したオフセット電圧と位相差との両方を自動調整する
ことでリニアライザの負帰還による電力増幅段の線形特
性を補償できる無線装置の実現も待たれていた。
【００２４】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、第１の目的は、リニアライザを用いた場合に送信系
と負帰還系とのオフセット電圧のズレを自動調整するこ
とが可能な無線装置を実現することである。
で、第１の目的は、リニアライザを用いた場合に送信系
と負帰還系とのオフセット電圧のズレを自動調整するこ
とが可能な無線装置を実現することである。
【００２５】
【００２６】そして、第２の目的は、リニアライザを用
いた場合にオフセット電圧と位相差との両方を自動調整
することが可能な無線装置を実現することである。
いた場合にオフセット電圧と位相差との両方を自動調整
することが可能な無線装置を実現することである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本件出願の発明者は、従
来のリニアライザを用いた無線装置での負帰還のオフセ
ット電圧や位相のズレが生じる欠点を改良すべく研究を
行った結果、ＴＤＭＡ通信方式が間欠的にスロット単位
で送信を行うことに着目し、該スロット毎に電圧や位相
のズレを調整可能にすることで本発明を完成させたもの
である。
来のリニアライザを用いた無線装置での負帰還のオフセ
ット電圧や位相のズレが生じる欠点を改良すべく研究を
行った結果、ＴＤＭＡ通信方式が間欠的にスロット単位
で送信を行うことに着目し、該スロット毎に電圧や位相
のズレを調整可能にすることで本発明を完成させたもの
である。
【００２８】従って、上記の課題を解決する本発明は以
下の（１）〜（２）に説明するように構成されたもので
ある。
下の（１）〜（２）に説明するように構成されたもので
ある。
【００２９】（１）第一の発明は、所定時間間隔で繰り
返される送信スロットタイミングにおいて電力増幅段か
ら検出した送信信号を直交復調して得られる信号成分を
直交変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性を
補償する無線装置において、送信スロットタイミング以
外の期間中に直交復調により得られる信号成分のそれぞ
れのオフセット電圧について、レベルシフトを行って、
直交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセッ
ト電圧に一致させることにより、送信信号が存在しない
時（無送信信号時）のオフセットのズレを解消させる誤
差電圧補正手段と、送信スロットタイミングの期間（送
信時）に電力増幅段から検出した送信信号を直交復調し
て得られる信号成分であって、前記誤差電圧補正手段に
よって無送信信号時のオフセットのズレが解消された状
態の信号成分を直交変調器に帰還させることで電力増幅
段の線形特性を補償する線形特性補償手段と、を備えた
ことを特徴とする無線装置である。
返される送信スロットタイミングにおいて電力増幅段か
ら検出した送信信号を直交復調して得られる信号成分を
直交変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性を
補償する無線装置において、送信スロットタイミング以
外の期間中に直交復調により得られる信号成分のそれぞ
れのオフセット電圧について、レベルシフトを行って、
直交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセッ
ト電圧に一致させることにより、送信信号が存在しない
時（無送信信号時）のオフセットのズレを解消させる誤
差電圧補正手段と、送信スロットタイミングの期間（送
信時）に電力増幅段から検出した送信信号を直交復調し
て得られる信号成分であって、前記誤差電圧補正手段に
よって無送信信号時のオフセットのズレが解消された状
態の信号成分を直交変調器に帰還させることで電力増幅
段の線形特性を補償する線形特性補償手段と、を備えた
ことを特徴とする無線装置である。
【００３０】この無線装置では、誤差電圧補正手段が、
送信スロットタイミング以外の期間中（無送信信号時）
に直交復調により得られる信号成分のそれぞれのオフセ
ット電圧について、レベルシフトを行うことによって、
直交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセッ
ト電圧に一致させる。尚、このようにオフセット電圧を
一致させる際には、送信スロットタイミング以外の期間
中において、誤差電圧補正手段がサンプルとホールドと
を行うようにする。
送信スロットタイミング以外の期間中（無送信信号時）
に直交復調により得られる信号成分のそれぞれのオフセ
ット電圧について、レベルシフトを行うことによって、
直交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセッ
ト電圧に一致させる。尚、このようにオフセット電圧を
一致させる際には、送信スロットタイミング以外の期間
中において、誤差電圧補正手段がサンプルとホールドと
を行うようにする。
【００３１】従って、リニアライザを用いた場合に送信
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレ
とを自動調整することが可能になる。尚、これらのズレ
の自動調整は送信スロット毎に行われる。又、これらの
電圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。
よって、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行
われる。そうして、無送信信号時のオフセットのズレが
解消された状態であって、送信時に電力増幅段から検出
した送信信号を直交復調して得られる信号成分を、直交
変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性が補償
される。
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレ
とを自動調整することが可能になる。尚、これらのズレ
の自動調整は送信スロット毎に行われる。又、これらの
電圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。
よって、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行
われる。そうして、無送信信号時のオフセットのズレが
解消された状態であって、送信時に電力増幅段から検出
した送信信号を直交復調して得られる信号成分を、直交
変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性が補償
される。
【００３２】この結果、リニアライザによる電力増幅段
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
【００３３】
【００３４】
【００３５】
【００３６】
【００３７】
【００３８】（２）第二の発明は、所定時間間隔で繰り
返される送信スロットタイミングにおいて電力増幅段か
ら検出した送信信号を直交復調して得られる信号成分を
直交変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性を
補償する無線装置において、送信スロットタイミング以
外の期間中に直交復調により得られる信号成分のそれぞ
れのオフセット電圧について、レベルシフトを行って、
直交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセッ
ト電圧に一致させることにより、送信信号が存在しない
時（無送信信号時）のオフセットのズレを解消させる誤
差電圧補正手段と、直交復調器に供給する局部発振信号
の位相を調整し、送信信号を直交復調して得られる信号
成分と、直交変調により得られる信号成分との位相を合
致させる位相調整手段と、送信スロットタイミングの期
間（送信時）に電力増幅段から検出した送信信号を直交
復調して得られる信号成分であって、前記誤差電圧補正
手段によって無送信信号時のオフセットのズレが解消さ
れた状態の信号成分を直交変調器に帰還させることで電
力増幅段の線形特性を補償する線形特性補償手段と、を
備えたことを特徴とする無線装置である。
返される送信スロットタイミングにおいて電力増幅段か
ら検出した送信信号を直交復調して得られる信号成分を
直交変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性を
補償する無線装置において、送信スロットタイミング以
外の期間中に直交復調により得られる信号成分のそれぞ
れのオフセット電圧について、レベルシフトを行って、
直交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセッ
ト電圧に一致させることにより、送信信号が存在しない
時（無送信信号時）のオフセットのズレを解消させる誤
差電圧補正手段と、直交復調器に供給する局部発振信号
の位相を調整し、送信信号を直交復調して得られる信号
成分と、直交変調により得られる信号成分との位相を合
致させる位相調整手段と、送信スロットタイミングの期
間（送信時）に電力増幅段から検出した送信信号を直交
復調して得られる信号成分であって、前記誤差電圧補正
手段によって無送信信号時のオフセットのズレが解消さ
れた状態の信号成分を直交変調器に帰還させることで電
力増幅段の線形特性を補償する線形特性補償手段と、を
備えたことを特徴とする無線装置である。
【００３９】この無線装置では、誤差電圧補正手段が、
送信スロットタイミング以外の期間中（無送信信号時）
に直交復調により得られる信号成分のそれぞれのオフセ
ット電圧について、レベルシフトを行うことにより、直
交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセット
電圧に一致させる。尚、このようにオフセット電圧を一
致させる際には、送信スロットタイミング以外の期間中
において、誤差電圧補正手段がサンプルとホールドとを
行うようにする。
送信スロットタイミング以外の期間中（無送信信号時）
に直交復調により得られる信号成分のそれぞれのオフセ
ット電圧について、レベルシフトを行うことにより、直
交変調により得られる信号成分のそれぞれのオフセット
電圧に一致させる。尚、このようにオフセット電圧を一
致させる際には、送信スロットタイミング以外の期間中
において、誤差電圧補正手段がサンプルとホールドとを
行うようにする。
【００４０】そして、位相調整手段が、直交復調器に供
給する局部発振信号の位相を調整し、送信信号を直交復
調して得られる信号成分と、直交変調により得られる信
号成分との位相を合致させる。尚、このように位相を合
致させる際には、送信スロットの初めに送出されるプリ
アンブル部を利用することが好ましい。すなわち、プリ
アンブル部はＩ信号にのみ含まれるものであるため、帰
還信号のＱ信号の振幅が０になるように位相を調整すれ
ばよい。
給する局部発振信号の位相を調整し、送信信号を直交復
調して得られる信号成分と、直交変調により得られる信
号成分との位相を合致させる。尚、このように位相を合
致させる際には、送信スロットの初めに送出されるプリ
アンブル部を利用することが好ましい。すなわち、プリ
アンブル部はＩ信号にのみ含まれるものであるため、帰
還信号のＱ信号の振幅が０になるように位相を調整すれ
ばよい。
【００４１】従って、リニアライザを用いた場合に送信
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレ
とを自動調整することが可能になる。尚、これらの電圧
と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。よっ
て、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行われ
る。そうして、無送信信号時のオフセットのズレと送信
時の位相のズレとが解消された状態であって、送信時に
電力増幅段から検出した送信信号を直交復調して得られ
る信号成分を、直交変調器に帰還させることで電力増幅
段の線形特性が補償される。
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレ
とを自動調整することが可能になる。尚、これらの電圧
と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。よっ
て、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行われ
る。そうして、無送信信号時のオフセットのズレと送信
時の位相のズレとが解消された状態であって、送信時に
電力増幅段から検出した送信信号を直交復調して得られ
る信号成分を、直交変調器に帰還させることで電力増幅
段の線形特性が補償される。
【００４２】この結果、リニアライザによる電力増幅段
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
【００４３】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を詳細に説明する。
施の形態例を詳細に説明する。
【００４４】＜第１の実施の形態＞図１は本発明の第１
の実施の形態例における無線装置の主要部の原理的構成
を示す構成図であり、既に説明した全体構成の図９に示
したものには同一番号を付してある。また、図２はＴＤ
ＭＡ通信方式の送信スロットの様子を示すタイムチャー
ト、図３は第１の実施の形態例の動作を表すフローチャ
ートである。
の実施の形態例における無線装置の主要部の原理的構成
を示す構成図であり、既に説明した全体構成の図９に示
したものには同一番号を付してある。また、図２はＴＤ
ＭＡ通信方式の送信スロットの様子を示すタイムチャー
ト、図３は第１の実施の形態例の動作を表すフローチャ
ートである。
【００４５】この図１に示す無線装置において、ＤＳＰ
が生成したＩ信号用のディジタルデータをＤ／Ａ変換器
１０２でアナログデータに変換する。このアナログデー
タは直流のオフセット電圧を有しており、このオフセッ
ト電圧を中心にして振動する波形の信号である。また、
このアナログデータは、送信スロットにおいてディジタ
ルデータに応じて振動し、それ以外の期間ではオフセッ
ト電圧を保っている。
が生成したＩ信号用のディジタルデータをＤ／Ａ変換器
１０２でアナログデータに変換する。このアナログデー
タは直流のオフセット電圧を有しており、このオフセッ
ト電圧を中心にして振動する波形の信号である。また、
このアナログデータは、送信スロットにおいてディジタ
ルデータに応じて振動し、それ以外の期間ではオフセッ
ト電圧を保っている。
【００４６】サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｄ）は図示
されない制御部等（以下、ＣＰＵという）によりサンプ
ルとホールドとの動作が制御され、Ｉ信号のオフセット
電圧の基準となるＩref （以下、基準オフセット電圧Ｉ
ref と呼ぶ）を出力する。演算部１１０はＤ／Ａ変換器
１０２からのアナログデータ，サンプルホールド回路Ｓ
／Ｈ（ｄ）及び後述するスイッチＳＷ−ｃからの帰還信
号（帰還用Ｉ信号：Ｉfb）により負帰還を実行するもの
である。アンプ１１２は演算部１１０で負帰還が実行さ
れたアナログデータを増幅するアンプであり、ＣＰＵに
より制御される増幅度制御用のスイッチＳＷ−ｋを有し
ている。このアンプ１１２で増幅されたＩ信号用アナロ
グデータとＩref とは直交変調器１０４に供給される。
されない制御部等（以下、ＣＰＵという）によりサンプ
ルとホールドとの動作が制御され、Ｉ信号のオフセット
電圧の基準となるＩref （以下、基準オフセット電圧Ｉ
ref と呼ぶ）を出力する。演算部１１０はＤ／Ａ変換器
１０２からのアナログデータ，サンプルホールド回路Ｓ
／Ｈ（ｄ）及び後述するスイッチＳＷ−ｃからの帰還信
号（帰還用Ｉ信号：Ｉfb）により負帰還を実行するもの
である。アンプ１１２は演算部１１０で負帰還が実行さ
れたアナログデータを増幅するアンプであり、ＣＰＵに
より制御される増幅度制御用のスイッチＳＷ−ｋを有し
ている。このアンプ１１２で増幅されたＩ信号用アナロ
グデータとＩref とは直交変調器１０４に供給される。
【００４７】また、ＤＳＰが生成したＱ信号用のディジ
タルデータをＤ／Ａ変換器１０３でアナログデータに変
換する。このアナログデータは直流のオフセット電圧を
有しており、このオフセット電圧を中心にして振動する
波形の信号である。また、このアナログデータは、送信
スロットにおいてディジタルデータに応じて振動し、そ
れ以外の期間ではオフセット電圧を保っている。
タルデータをＤ／Ａ変換器１０３でアナログデータに変
換する。このアナログデータは直流のオフセット電圧を
有しており、このオフセット電圧を中心にして振動する
波形の信号である。また、このアナログデータは、送信
スロットにおいてディジタルデータに応じて振動し、そ
れ以外の期間ではオフセット電圧を保っている。
【００４８】サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｄ）は図示
されないＣＰＵによりサンプルとホールドとの動作が制
御され、Ｑ信号のオフセット電圧の基準となるＱref
（以下、基準オフセット電圧Ｑref と呼ぶを出力する。
演算部１１１はＤ／Ａ変換器１０３からのアナログデー
タ，サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｄ）及び後述するス
イッチＳＷ−ｃからの帰還信号（帰還用Ｑ信号：Ｑfb）
により負帰還を実行するものである。アンプ１１３は演
算部１１１で負帰還が実行されたアナログデータを増幅
するアンプであり、ＣＰＵにより制御される増幅度制御
用のスイッチＳＷ−ｋを有している。このアンプ１１２
で増幅されたＱ信号用アナログデータと基準オフセット
電圧Ｑref とは直交変調器１０４に供給される。
されないＣＰＵによりサンプルとホールドとの動作が制
御され、Ｑ信号のオフセット電圧の基準となるＱref
（以下、基準オフセット電圧Ｑref と呼ぶを出力する。
演算部１１１はＤ／Ａ変換器１０３からのアナログデー
タ，サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｄ）及び後述するス
イッチＳＷ−ｃからの帰還信号（帰還用Ｑ信号：Ｑfb）
により負帰還を実行するものである。アンプ１１３は演
算部１１１で負帰還が実行されたアナログデータを増幅
するアンプであり、ＣＰＵにより制御される増幅度制御
用のスイッチＳＷ−ｋを有している。このアンプ１１２
で増幅されたＱ信号用アナログデータと基準オフセット
電圧Ｑref とは直交変調器１０４に供給される。
【００４９】そして、直交変調器１０４で直交変調され
た変調信号は図外の送信ＩＦ回路に供給される。
た変調信号は図外の送信ＩＦ回路に供給される。
【００５０】一方、図外のリニアライザＩＦ回路からの
ＩＦ信号を直交復調回路２０４で直交復調し、Ｉ信号と
Ｑ信号とを生成する。このＩ信号は誤差電圧補正回路２
１０に供給し、Ｑ信号は誤差電圧補正回路２２０に供給
する。このＩ信号とＱ信号とは直流のオフセット電圧を
有しており、このオフセット電圧を中心にして振動する
波形の信号である。また、これらの信号は、送信スロッ
トにおいてディジタルデータに応じて振動し、それ以外
の期間ではオフセット電圧を保っている。尚、各回路素
子の影響により、前述したＤ／Ａ変換器１０２及び１０
３で生成されたアナログデータのオフセット電圧と、こ
のＩ信号及びＱ信号のオフセット電圧は異なった電圧と
なっている。
ＩＦ信号を直交復調回路２０４で直交復調し、Ｉ信号と
Ｑ信号とを生成する。このＩ信号は誤差電圧補正回路２
１０に供給し、Ｑ信号は誤差電圧補正回路２２０に供給
する。このＩ信号とＱ信号とは直流のオフセット電圧を
有しており、このオフセット電圧を中心にして振動する
波形の信号である。また、これらの信号は、送信スロッ
トにおいてディジタルデータに応じて振動し、それ以外
の期間ではオフセット電圧を保っている。尚、各回路素
子の影響により、前述したＤ／Ａ変換器１０２及び１０
３で生成されたアナログデータのオフセット電圧と、こ
のＩ信号及びＱ信号のオフセット電圧は異なった電圧と
なっている。
【００５１】誤差電圧補正回路２１０では基準オフセッ
ト電圧Ｑref を参照してＱ信号のオフセット電圧を基準
オフセット電圧Ｑref に一致させるようにレベルシフト
を実行して、負帰還用Ｑ信号としてＱfbを生成する。こ
のために、誤差電圧補正回路２１０は、オぺアンプとＣ
ＰＵにより制御されるサンプルホールド回路Ｓ／Ｈ
（ｉ）を備えている。同様にして、誤差電圧補正回路２
２０では基準オフセット電圧Ｉref を参照してＩ信号の
オフセット電圧を基準オフセット電圧Ｉref に一致させ
るようにレベルシフトを実行して、負帰還用Ｉ信号とし
てＩfbを生成する。
ト電圧Ｑref を参照してＱ信号のオフセット電圧を基準
オフセット電圧Ｑref に一致させるようにレベルシフト
を実行して、負帰還用Ｑ信号としてＱfbを生成する。こ
のために、誤差電圧補正回路２１０は、オぺアンプとＣ
ＰＵにより制御されるサンプルホールド回路Ｓ／Ｈ
（ｉ）を備えている。同様にして、誤差電圧補正回路２
２０では基準オフセット電圧Ｉref を参照してＩ信号の
オフセット電圧を基準オフセット電圧Ｉref に一致させ
るようにレベルシフトを実行して、負帰還用Ｉ信号とし
てＩfbを生成する。
【００５２】尚、以上の構成のＳＷ−ｃはＩfb，Ｑfbを
通過／阻止の切り替えをするためであり、リニアライザ
部内のいずれかの位置に配置することや、他の回路素子
に兼用させることも可能である。
通過／阻止の切り替えをするためであり、リニアライザ
部内のいずれかの位置に配置することや、他の回路素子
に兼用させることも可能である。
【００５３】以上のように構成された無線装置の動作に
ついて説明する。この無線装置では、ＴＤＭＡ通信方式
により間欠的にスロット単位で送信を行うものである。
図２はこの様子を示すタイムチャートであり、Ａの期間
にバースト信号として送信を行う。そして、Ｂの期間で
受信と他の無線装置の送信とが行われる。本発明では、
このＢの期間に着目し、Ｂの期間内でＣ及びＤの２つの
期間を定めて、リニアライザのオフセット電圧のズレの
調整を行うようにしている。
ついて説明する。この無線装置では、ＴＤＭＡ通信方式
により間欠的にスロット単位で送信を行うものである。
図２はこの様子を示すタイムチャートであり、Ａの期間
にバースト信号として送信を行う。そして、Ｂの期間で
受信と他の無線装置の送信とが行われる。本発明では、
このＢの期間に着目し、Ｂの期間内でＣ及びＤの２つの
期間を定めて、リニアライザのオフセット電圧のズレの
調整を行うようにしている。
【００５４】このように調整を行うに際し、ＣＰＵの制
御により期間Ａ，期間Ｂ（ただし、期間Ｃ及び期間Ｄを
除く），期間Ｃ，期間Ｄの各期間において、スイッチＳ
Ｗ−ｃ，ＳＷ−ｋ，サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ
（ｄ），Ｓ／Ｈ（ｉ）の状態を以下のように制御するも
のとする。
御により期間Ａ，期間Ｂ（ただし、期間Ｃ及び期間Ｄを
除く），期間Ｃ，期間Ｄの各期間において、スイッチＳ
Ｗ−ｃ，ＳＷ−ｋ，サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ
（ｄ），Ｓ／Ｈ（ｉ）の状態を以下のように制御するも
のとする。
【００５５】 ＳＷ−ｃ，ＳＷ−ｋ，Ｓ／Ｈ（ｄ），Ｓ／Ｈ（ｉ） 期間Ａ： オン ， オフ ， ホールド ， ホールド 期間Ｂ： オフ ， オン ， 不定 ， 不定 期間Ｃ： オフ ， オン ， サンプル ， ホールド 期間Ｄ： オフ ， オン ， ホールド ， サンプル このような各期間の状態を図３のフローチャートを参照
して動作を詳細に説明する。
して動作を詳細に説明する。
【００５６】まず、初期設定として、ＳＷ−ｃ＝オフ，
ＳＷ−ｋ＝オン，Ｓ／Ｈ（ｄ）＝ホールド，Ｓ／Ｈ
（ｈ）＝ホールドと設定する（図３Ｓ１）。そして、最
初に上述した期間Ｃから開始するため、Ｄ／Ａ変換器１
０２及び１０３からはオフセット電圧のみ出力されてい
る。そこで、Ｓ／Ｈ（ｄ）＝サンプルと設定し（図３Ｓ
２）、Ｄ／Ａ変換器１０２及び１０３（送信系）のオフ
セット電圧をサンプリングする。
ＳＷ−ｋ＝オン，Ｓ／Ｈ（ｄ）＝ホールド，Ｓ／Ｈ
（ｈ）＝ホールドと設定する（図３Ｓ１）。そして、最
初に上述した期間Ｃから開始するため、Ｄ／Ａ変換器１
０２及び１０３からはオフセット電圧のみ出力されてい
る。そこで、Ｓ／Ｈ（ｄ）＝サンプルと設定し（図３Ｓ
２）、Ｄ／Ａ変換器１０２及び１０３（送信系）のオフ
セット電圧をサンプリングする。
【００５７】この期間Ｃでサンプリングされたオフセッ
ト電圧は期間Ｃ以外の全ての期間でホールドされ、基準
オフセット電圧Ｉref ，Ｑref として各部に供給され
る。
ト電圧は期間Ｃ以外の全ての期間でホールドされ、基準
オフセット電圧Ｉref ，Ｑref として各部に供給され
る。
【００５８】また、期間Ｄでは誤差電圧補正回路２１
０，２２０のＳ／Ｈ（ｉ）＝サンプルと設定する（図３
Ｓ４）。このＳ／Ｈ（ｉ）＝サンプルとはスルー状態で
あるために、誤差電圧補正回路２１０，２２０内のオぺ
アンプとアンプとで負帰還回路が形成されている。従っ
て、直交復調器２０４のオフセット電圧の値にかかわら
ず、誤差電圧補正回路２１０からは基準オフセット電圧
Ｑref と同じ電圧が出力され、誤差電圧補正回路２２０
からは基準オフセット電圧Ｉref と同じ電圧が出力され
ている。
０，２２０のＳ／Ｈ（ｉ）＝サンプルと設定する（図３
Ｓ４）。このＳ／Ｈ（ｉ）＝サンプルとはスルー状態で
あるために、誤差電圧補正回路２１０，２２０内のオぺ
アンプとアンプとで負帰還回路が形成されている。従っ
て、直交復調器２０４のオフセット電圧の値にかかわら
ず、誤差電圧補正回路２１０からは基準オフセット電圧
Ｑref と同じ電圧が出力され、誤差電圧補正回路２２０
からは基準オフセット電圧Ｉref と同じ電圧が出力され
ている。
【００５９】そして、期間Ｄの終了により（図３Ｓ
５）、Ｓ／Ｈ（ｉ）がホールドされ（図３Ｓ６）、Ｑre
f に等しいＱfbとＩref に等しいＩfbを出力する。すな
わち、この期間Ｄにおいて、オフセット電圧のズレ分を
補正するように誤差電圧補正回路２１０，２２０におい
てレベルシフトが実行される。
５）、Ｓ／Ｈ（ｉ）がホールドされ（図３Ｓ６）、Ｑre
f に等しいＱfbとＩref に等しいＩfbを出力する。すな
わち、この期間Ｄにおいて、オフセット電圧のズレ分を
補正するように誤差電圧補正回路２１０，２２０におい
てレベルシフトが実行される。
【００６０】また、この期間Ｂ，Ｃ，Ｄにおいては、Ｓ
Ｗ−ｃはオフとなっているため、リニアライザ部からの
Ｉfb，Ｑfbは演算部１１０，１１１に対しては阻止され
る。従って、演算部１１０，１１１の出力はＩref ，Ｑ
ref のオフセット電圧と等しくなる。このとき、ＳＷ−
ｋはオンであるためアンプ１１２，１１３の利得は１と
なり、オぺアンプのオフセット電流と抵抗値のばらつき
の影響を受けずに正確にＩref ，Ｑref のオフセット電
圧と等しくなる。このため、直交変調器１０４のＩ入力
とＩref ，Ｑ入力とＱref がそれぞれ等しくなり、送信
ＩＦは出力されない。従って、リニアライザＩＦも無信
号となり、直交復調器２０４の出力も固有のオフセット
電圧のみとなっている。
Ｗ−ｃはオフとなっているため、リニアライザ部からの
Ｉfb，Ｑfbは演算部１１０，１１１に対しては阻止され
る。従って、演算部１１０，１１１の出力はＩref ，Ｑ
ref のオフセット電圧と等しくなる。このとき、ＳＷ−
ｋはオンであるためアンプ１１２，１１３の利得は１と
なり、オぺアンプのオフセット電流と抵抗値のばらつき
の影響を受けずに正確にＩref ，Ｑref のオフセット電
圧と等しくなる。このため、直交変調器１０４のＩ入力
とＩref ，Ｑ入力とＱref がそれぞれ等しくなり、送信
ＩＦは出力されない。従って、リニアライザＩＦも無信
号となり、直交復調器２０４の出力も固有のオフセット
電圧のみとなっている。
【００６１】期間Ｄの終了により期間Ａが開始すると、
ＳＷ−ｃ＝オン，ＳＷ−ｋ＝オフとされて（図３Ｓ
６）、バースト信号がＤＳＰから出力される（図３Ｓ
７）。この場合、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３からはオ
フセット電圧とバースト信号とが重畳した信号が出力さ
れているが、ＳＷ−ｃを通過した帰還用Ｉ信号Ｉfb及び
帰還用Ｑ信号Ｑfb（帰還信号）によりオフセット電圧が
演算部１１０，１１１で減算される。この帰還信号の減
算により、演算部１１０，１１１からはＩref ，Ｑref
と等しい値のオフセット電圧が含まれたベースバンド信
号が出力される。
ＳＷ−ｃ＝オン，ＳＷ−ｋ＝オフとされて（図３Ｓ
６）、バースト信号がＤＳＰから出力される（図３Ｓ
７）。この場合、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３からはオ
フセット電圧とバースト信号とが重畳した信号が出力さ
れているが、ＳＷ−ｃを通過した帰還用Ｉ信号Ｉfb及び
帰還用Ｑ信号Ｑfb（帰還信号）によりオフセット電圧が
演算部１１０，１１１で減算される。この帰還信号の減
算により、演算部１１０，１１１からはＩref ，Ｑref
と等しい値のオフセット電圧が含まれたベースバンド信
号が出力される。
【００６２】このベースバンド信号は振幅が小さいた
め、アンプ１１２，１１３で増幅される。このとき、Ｓ
Ｗ−ｋはオフとなっており、アンプ１１２，１１３は十
分な利得を有しており、直交変調器１０４の入力として
適した電圧に増幅される。尚、演算部１１０及びアンプ
１１２のオペアンプのレファレンスにはＩref が印加さ
れ、演算部１１１及びアンプ１１３のオペアンプのレフ
ァレンスにはＱref が印加されているため、負帰還演算
や信号増幅においてオフセット電圧の影響を受けること
はない。
め、アンプ１１２，１１３で増幅される。このとき、Ｓ
Ｗ−ｋはオフとなっており、アンプ１１２，１１３は十
分な利得を有しており、直交変調器１０４の入力として
適した電圧に増幅される。尚、演算部１１０及びアンプ
１１２のオペアンプのレファレンスにはＩref が印加さ
れ、演算部１１１及びアンプ１１３のオペアンプのレフ
ァレンスにはＱref が印加されているため、負帰還演算
や信号増幅においてオフセット電圧の影響を受けること
はない。
【００６３】そして、この期間Ａにおいては、リニアラ
イザ部からは誤差電圧補正回路２１０，２２０からの帰
還信号Ｉfb，Ｑfb（Ｉref ，Ｑref に等しくなるように
調整されたオフセット電圧とバースト信号が重畳してい
る）が出力されているため、上述の演算部１１０，１１
１における減算ではオフセット電圧が正確に減算された
上で、負帰還が行われる。
イザ部からは誤差電圧補正回路２１０，２２０からの帰
還信号Ｉfb，Ｑfb（Ｉref ，Ｑref に等しくなるように
調整されたオフセット電圧とバースト信号が重畳してい
る）が出力されているため、上述の演算部１１０，１１
１における減算ではオフセット電圧が正確に減算された
上で、負帰還が行われる。
【００６４】すなわち、送信スロットである期間Ａにお
いては、ベースバンド信号が通過する全ての経路で、Ｉ
信号についてはＤ／Ａ変換器１０２が出力するオフセッ
ト電圧に等しいオフセット電圧が与えられ、同様にし
て、Ｑ信号についてはＤ／Ａ変換器１０３が出力するオ
フセット電圧に等しいオフセット電圧が与えられてい
る。従って、各部での演算，増幅，入力，出力において
オフセット電圧の影響を受けずに処理を行うことがで
き、リニアライザによる大量の負帰還をかけて送信回路
全体の線形特性を著しく向上させることができる。
いては、ベースバンド信号が通過する全ての経路で、Ｉ
信号についてはＤ／Ａ変換器１０２が出力するオフセッ
ト電圧に等しいオフセット電圧が与えられ、同様にし
て、Ｑ信号についてはＤ／Ａ変換器１０３が出力するオ
フセット電圧に等しいオフセット電圧が与えられてい
る。従って、各部での演算，増幅，入力，出力において
オフセット電圧の影響を受けずに処理を行うことがで
き、リニアライザによる大量の負帰還をかけて送信回路
全体の線形特性を著しく向上させることができる。
【００６５】そして、期間Ａの終了により（図３Ｓ
８）、ＤＳＰからのバースト信号を停止させ（図３Ｓ
９）、ＳＷ−ｃ＝オフ，ＳＷ−ｋ＝オンと設定して次の
期間Ｂ，Ｃに備える（図３Ｓ１０）。尚、この動作は無
線装置の動作が続く限り繰り返すようにする（図３Ｓ１
１〜図３Ｓ２）。
８）、ＤＳＰからのバースト信号を停止させ（図３Ｓ
９）、ＳＷ−ｃ＝オフ，ＳＷ−ｋ＝オンと設定して次の
期間Ｂ，Ｃに備える（図３Ｓ１０）。尚、この動作は無
線装置の動作が続く限り繰り返すようにする（図３Ｓ１
１〜図３Ｓ２）。
【００６６】すなわち、この無線装置においては、上述
のオフセット電圧のズレの補正は１送信スロット毎に自
動的に行われるため、経時変化や温度変化にも十分対応
して上記効果を保つことができる。
のオフセット電圧のズレの補正は１送信スロット毎に自
動的に行われるため、経時変化や温度変化にも十分対応
して上記効果を保つことができる。
【００６７】＜第２の実施の形態＞図４は本発明の第２
の実施の形態例における無線装置の主要部の原理的構成
を示す構成図であり、既に説明した全体構成の図９に示
したもの及び図１に示したものには同一番号を付してあ
る。
の実施の形態例における無線装置の主要部の原理的構成
を示す構成図であり、既に説明した全体構成の図９に示
したもの及び図１に示したものには同一番号を付してあ
る。
【００６８】また、図５は第２の実施の形態例の動作を
表すフローチャートであり、図６はＭ１６ＱＡＭ方式の
送信スロットにおけるプリアンブル部とバースト信号と
の様子を示すタイムチャートである。
表すフローチャートであり、図６はＭ１６ＱＡＭ方式の
送信スロットにおけるプリアンブル部とバースト信号と
の様子を示すタイムチャートである。
【００６９】この図４に示す無線装置において、前述の
図１の無線装置と異なる点は、直交復調器２０４に供給
する局部発振器２３０からの局部発振信号の位相を位相
調整部２４０によって調整することである。
図１の無線装置と異なる点は、直交復調器２０４に供給
する局部発振器２３０からの局部発振信号の位相を位相
調整部２４０によって調整することである。
【００７０】すなわち、既に説明したように、調整を行
った周波数と異なる周波数で送信する場合には、回路素
子のＬＣ成分と電気的な線路長の変化によって更なる位
相進み若しくは位相遅れが発生し、リニアライザの負帰
還が良好に動作しないことがある。このため、プリアン
ブル部における帰還信号Ｑfbの電圧を基準信号Ｑrefの
電圧と等しくなるようにして、位相調整を行うものであ
る。
った周波数と異なる周波数で送信する場合には、回路素
子のＬＣ成分と電気的な線路長の変化によって更なる位
相進み若しくは位相遅れが発生し、リニアライザの負帰
還が良好に動作しないことがある。このため、プリアン
ブル部における帰還信号Ｑfbの電圧を基準信号Ｑrefの
電圧と等しくなるようにして、位相調整を行うものであ
る。
【００７１】図６に示すように、Ｍ１６ＱＡＭ方式で
は、バースト信号の直前（先頭）にプリアンブル部を送
信するように構成されている。このプリアンブル部は位
相及び振幅が定まったもので、Ｉ信号にのみ含まれてい
る。従って、リニアライザ部の位相がずれている場合に
は、上述の（１）式及び（２）式に示したように、プリ
アンブル部の期間にもＱ信号側に何等かの出力が表れる
ことになる。そこで、プリアンブル部の期間のＱref と
Ｑfbとに着目し、これらの振幅が一致していれば位相も
一致しており、これらの振幅に違いが生じていれば位相
がずれていると判断することができる。
は、バースト信号の直前（先頭）にプリアンブル部を送
信するように構成されている。このプリアンブル部は位
相及び振幅が定まったもので、Ｉ信号にのみ含まれてい
る。従って、リニアライザ部の位相がずれている場合に
は、上述の（１）式及び（２）式に示したように、プリ
アンブル部の期間にもＱ信号側に何等かの出力が表れる
ことになる。そこで、プリアンブル部の期間のＱref と
Ｑfbとに着目し、これらの振幅が一致していれば位相も
一致しており、これらの振幅に違いが生じていれば位相
がずれていると判断することができる。
【００７２】このため、位相調整部２４０内のオペアン
プでＱref とＱfbとを比較し、サンプルホールド回路Ｓ
／Ｈ（ｍ）でプリアンブル部の期間の比較結果をサンプ
ル（図５Ｓ８，Ｓ９）する。そして、プリアンブル部の
終了により（図５Ｓ１０）、サンプルホールド回路Ｓ／
Ｈ（ｍ）でプリアンブル部の期間の比較結果をホールド
する（図５Ｓ１１）。このホールド結果により、局部発
振器２３０からの信号の位相は移相器２４１によりズレ
を調整する方向に調整される。
プでＱref とＱfbとを比較し、サンプルホールド回路Ｓ
／Ｈ（ｍ）でプリアンブル部の期間の比較結果をサンプ
ル（図５Ｓ８，Ｓ９）する。そして、プリアンブル部の
終了により（図５Ｓ１０）、サンプルホールド回路Ｓ／
Ｈ（ｍ）でプリアンブル部の期間の比較結果をホールド
する（図５Ｓ１１）。このホールド結果により、局部発
振器２３０からの信号の位相は移相器２４１によりズレ
を調整する方向に調整される。
【００７３】従って、図５のＳ８〜Ｓ１１の各ステップ
の位相調整処理を行うことで、本発明の第２の目的を達
成することができる。すなわち、リニアライザを用いた
場合に送信系と負帰還系の位相のズレを自動調整するこ
とが可能になる。この結果、リニアライザによる電力増
幅段の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
の位相調整処理を行うことで、本発明の第２の目的を達
成することができる。すなわち、リニアライザを用いた
場合に送信系と負帰還系の位相のズレを自動調整するこ
とが可能になる。この結果、リニアライザによる電力増
幅段の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
【００７４】また、図５のＳ１〜Ｓ１９の全てのステッ
プを行うことで、本発明の第３の目的を達成することが
できる。すなわち、リニアライザを用いた場合に送信系
と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレと
を自動調整することが可能になる。尚、これらのズレの
自動調整は送信スロット毎に行われる。尚、これらの電
圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。従
って、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行わ
れる。
プを行うことで、本発明の第３の目的を達成することが
できる。すなわち、リニアライザを用いた場合に送信系
と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレと
を自動調整することが可能になる。尚、これらのズレの
自動調整は送信スロット毎に行われる。尚、これらの電
圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。従
って、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行わ
れる。
【００７５】この結果、リニアライザによる電力増幅段
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
【００７６】＜第３の実施の形態＞図７は本発明の第２
の実施の形態例における無線装置の主要部の原理的構成
を示す構成図であり、既に説明した全体構成の図９に示
したもの及び図１に示したものには同一番号を付してあ
る。また、図８は第２の実施の形態例の動作を表すフロ
ーチャートである。
の実施の形態例における無線装置の主要部の原理的構成
を示す構成図であり、既に説明した全体構成の図９に示
したもの及び図１に示したものには同一番号を付してあ
る。また、図８は第２の実施の形態例の動作を表すフロ
ーチャートである。
【００７７】この図７に示す無線装置において、前述の
図４の無線装置と異なる点は、直交復調器２０４に供給
する局部発振器２３０からの局部発振信号の位相を位相
調整部２４０によって調整する際に、位相差検出部２４
２において位相差を検出してサンプルホールド回路Ｓ／
Ｈ（ｍ）の動作を制御することである。
図４の無線装置と異なる点は、直交復調器２０４に供給
する局部発振器２３０からの局部発振信号の位相を位相
調整部２４０によって調整する際に、位相差検出部２４
２において位相差を検出してサンプルホールド回路Ｓ／
Ｈ（ｍ）の動作を制御することである。
【００７８】すなわち、既に説明したように、調整を行
った周波数と異なる周波数で送信する場合には、回路素
子のＬＣ成分と電気的な線路長の変化によって更なる位
相進み若しくは位相遅れが発生し、リニアライザの負帰
還が良好に動作しないことがある。このため、プリアン
ブル部における帰還信号Ｑfbの電圧を基準信号Ｑrefの
電圧と等しくなるようにして、位相調整を行うものであ
る。
った周波数と異なる周波数で送信する場合には、回路素
子のＬＣ成分と電気的な線路長の変化によって更なる位
相進み若しくは位相遅れが発生し、リニアライザの負帰
還が良好に動作しないことがある。このため、プリアン
ブル部における帰還信号Ｑfbの電圧を基準信号Ｑrefの
電圧と等しくなるようにして、位相調整を行うものであ
る。
【００７９】従って、リニアライザ部の位相がずれてい
る場合には、上述の（１）式及び（２）式に示したよう
に、プリアンブル部の期間にもＱ信号側に何等かの出力
が表れることになる。そこで、プリアンブル部の期間の
Ｑref とＱfbとに着目し、これらの振幅が一致していれ
ば位相も一致しており、これらの振幅に違いが生じてい
れば位相がずれていると判断することができる。
る場合には、上述の（１）式及び（２）式に示したよう
に、プリアンブル部の期間にもＱ信号側に何等かの出力
が表れることになる。そこで、プリアンブル部の期間の
Ｑref とＱfbとに着目し、これらの振幅が一致していれ
ば位相も一致しており、これらの振幅に違いが生じてい
れば位相がずれていると判断することができる。
【００８０】このため、位相調整部２４０内の位相差検
出部２４２で検出された位相差が０になるまで（図８Ｓ
１０）、サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｍ）でサンプル
（図８Ｓ９）を続けて位相の調整をする。
出部２４２で検出された位相差が０になるまで（図８Ｓ
１０）、サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｍ）でサンプル
（図８Ｓ９）を続けて位相の調整をする。
【００８１】そして、位相差が０になったことにより
（図８Ｓ１０）、サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｍ）で
プリアンブル部の期間の比較結果をホールドする（図８
Ｓ１１）。
（図８Ｓ１０）、サンプルホールド回路Ｓ／Ｈ（ｍ）で
プリアンブル部の期間の比較結果をホールドする（図８
Ｓ１１）。
【００８２】このホールド結果により、局部発振器２３
０からの信号の位相は移相器２４１によりズレを調整す
る方向に調整される。
０からの信号の位相は移相器２４１によりズレを調整す
る方向に調整される。
【００８３】従って、図８のＳ８〜Ｓ１１の各ステップ
の位相調整処理を行うことで、本発明の第２の目的を達
成することができる。すなわち、リニアライザを用いた
場合に送信系と負帰還系の位相のズレを自動調整するこ
とが可能になる。この結果、リニアライザによる電力増
幅段の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
の位相調整処理を行うことで、本発明の第２の目的を達
成することができる。すなわち、リニアライザを用いた
場合に送信系と負帰還系の位相のズレを自動調整するこ
とが可能になる。この結果、リニアライザによる電力増
幅段の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
【００８４】また、図８のＳ１〜Ｓ１９の全てのステッ
プを行うことで、本発明の第３の目的を達成することが
できる。すなわち、リニアライザを用いた場合に送信系
と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレと
を自動調整することが可能になる。尚、これらのズレの
自動調整は送信スロット毎に行われる。尚、これらの電
圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。従
って、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行わ
れる。
プを行うことで、本発明の第３の目的を達成することが
できる。すなわち、リニアライザを用いた場合に送信系
と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレと
を自動調整することが可能になる。尚、これらのズレの
自動調整は送信スロット毎に行われる。尚、これらの電
圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。従
って、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行わ
れる。
【００８５】この結果、リニアライザによる電力増幅段
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
の線形特性の補償が精度良く行われるようになる。
【００８６】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の目的
を達成する請求項１記載の発明によると、誤差電圧補正
手段が、送信スロットタイミング以外の期間中に直交復
調により得られる信号成分のそれぞれのオフセット電圧
について、レベルシフトを行って、直交変調により得ら
れる信号成分のそれぞれのオフセット電圧に一致させ
る。
を達成する請求項１記載の発明によると、誤差電圧補正
手段が、送信スロットタイミング以外の期間中に直交復
調により得られる信号成分のそれぞれのオフセット電圧
について、レベルシフトを行って、直交変調により得ら
れる信号成分のそれぞれのオフセット電圧に一致させ
る。
【００８７】従って、リニアライザを用いた場合に送信
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレを自動調整する
ことが可能になる。尚、このオフセット電圧のズレの自
動調整は送信スロット毎に行われる。この結果、リニア
ライザによる電力増幅段の線形特性の補償が精度良く行
われるようになる。
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレを自動調整する
ことが可能になる。尚、このオフセット電圧のズレの自
動調整は送信スロット毎に行われる。この結果、リニア
ライザによる電力増幅段の線形特性の補償が精度良く行
われるようになる。
【００８８】
【００８９】
【００９０】そして、第２の目的を達成する請求項２記
載の発明によると、誤差電圧補正手段が、送信スロット
タイミング以外の期間中に直交復調により得られる信号
成分のそれぞれのオフセット電圧について、レベルシフ
トを行って、直交変調により得られる信号成分のそれぞ
れのオフセット電圧に一致させ、位相調整手段が、直交
復調器に供給する局部発振信号の位相を調整し、送信信
号を直交復調して得られる信号成分と、直交変調により
得られる信号成分との位相を合致させる。
載の発明によると、誤差電圧補正手段が、送信スロット
タイミング以外の期間中に直交復調により得られる信号
成分のそれぞれのオフセット電圧について、レベルシフ
トを行って、直交変調により得られる信号成分のそれぞ
れのオフセット電圧に一致させ、位相調整手段が、直交
復調器に供給する局部発振信号の位相を調整し、送信信
号を直交復調して得られる信号成分と、直交変調により
得られる信号成分との位相を合致させる。
【００９１】従って、リニアライザを用いた場合に送信
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレ
とを自動調整することが可能になる。尚、これらのズレ
の自動調整は送信スロット毎に行われる。尚、これらの
電圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。
従って、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行
われる。この結果、リニアライザによる電力増幅段の線
形特性の補償が精度良く行われるようになる
系と負帰還系とのオフセット電圧のズレ及び位相のズレ
とを自動調整することが可能になる。尚、これらのズレ
の自動調整は送信スロット毎に行われる。尚、これらの
電圧と位相のズレの調整は送信スロット毎に行われる。
従って、送信周波数を変更してもズレの調整は瞬時に行
われる。この結果、リニアライザによる電力増幅段の線
形特性の補償が精度良く行われるようになる
【図１】本発明の第１の実施の形態例の無線装置の構成
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図２】送信スロットの様子を示すタイムチャートであ
る。
る。
【図３】本発明の第１の実施の形態例の無線装置の動作
を示すフローチャートである。
を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第２の実施の形態例の無線装置の構成
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態例の無線装置の動作
を示すフローチャートである。
を示すフローチャートである。
【図６】プリアンブル部を含む送信スロットの様子を示
すタイムチャートである。
すタイムチャートである。
【図７】本発明の第３の実施の形態例の無線装置の構成
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態例の無線装置の動作
を示すフローチャートである。
を示すフローチャートである。
【図９】従来のリニアライザを用いた無線装置の構成を
示す構成図である。
示す構成図である。
１０２，１０３ Ｄ／Ａ変換器 １１０，１１１ 演算部 １１２，１１３ アンプ １１４ 直交変調器 ２０４ 直交復調器 ２１０，２２０ 誤差電圧補正回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/36 H04B 1/04 H04J 3/00 H04L 27/00
Claims (2)
- 【請求項１】 所定時間間隔で繰り返される送信スロッ
トタイミングにおいて電力増幅段から検出した送信信号
を直交復調して得られる信号成分を直交変調器に帰還さ
せることで電力増幅段の線形特性を補償する無線装置に
おいて、 送信スロットタイミング以外の期間中に直交復調により
得られる信号成分のそれぞれのオフセット電圧につい
て、レベルシフトを行って、直交変調により得られる信
号成分のそれぞれのオフセット電圧に一致させることに
より、送信信号が存在しない時（無送信信号時）のオフ
セットのズレを解消させる誤差電圧補正手段と、送信スロットタイミングの期間（送信時）に電力増幅段
から検出した送信信号を直交復調して得られる信号成分
であって、前記誤差電圧補正手段によって無送信信号時
のオフセットのズレが解消された状態の信号成分を直交
変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性を補償
する線形特性補償手段と、 を備えたことを特徴とする無線装置。 - 【請求項２】 所定時間間隔で繰り返される送信スロッ
トタイミングにおいて電力増幅段から検出した送信信号
を直交復調して得られる信号成分を直交変調器に帰還さ
せることで電力増幅段の線形特性を補償する無線装置に
おいて、 送信スロットタイミング以外の期間中に直交復調により
得られる信号成分のそれぞれのオフセット電圧につい
て、レベルシフトを行って、直交変調により得られる信
号成分のそれぞれのオフセット電圧に一致させることに
より、送信信号が存在しない時（無送信信号時）のオフ
セットのズレを解消させる誤差電圧補正手段と、 直交復調器に供給する局部発振信号の位相を調整し、送
信信号を直交復調して得られる信号成分と、直交変調に
より得られる信号成分との位相を合致させる位相調整手
段と、送信スロットタイミングの期間（送信時）に電力増幅段
から検出した送信信号を直交復調して得られる信号成分
であって、前記誤差電圧補正手段によって無送信信号時
のオフセットのズレが解消された状態の信号成分を直交
変調器に帰還させることで電力増幅段の線形特性を補償
する線形特性補償手段と、 を備えたことを特徴とする無線装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34752895A JP3167608B2 (ja) | 1995-12-18 | 1995-12-18 | 無線装置 |
| EP96939278A EP0809890A2 (en) | 1995-12-18 | 1996-12-10 | Radio apparatus |
| PCT/IB1996/001406 WO1997023051A2 (en) | 1995-12-18 | 1996-12-10 | Radio apparatus |
| CN96193153A CN1181164A (zh) | 1995-12-18 | 1996-12-10 | 无线电设备 |
| KR1019970705744A KR19980702347A (ko) | 1995-12-18 | 1996-12-10 | 무선 장치 |
| US08/768,354 US5864586A (en) | 1995-12-18 | 1996-12-17 | Radio apparatus with offset compensating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34752895A JP3167608B2 (ja) | 1995-12-18 | 1995-12-18 | 無線装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09168038A JPH09168038A (ja) | 1997-06-24 |
| JP3167608B2 true JP3167608B2 (ja) | 2001-05-21 |
Family
ID=18390843
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34752895A Expired - Fee Related JP3167608B2 (ja) | 1995-12-18 | 1995-12-18 | 無線装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3167608B2 (ja) |
| KR (1) | KR19980702347A (ja) |
| CN (1) | CN1181164A (ja) |
| WO (1) | WO1997023051A2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| FI97655C (fi) * | 1995-04-05 | 1997-01-27 | Nokia Telecommunications Oy | Offset-kompensoitu lineaarinen RF-ilmaisin |
| US6826390B1 (en) * | 1999-07-14 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Receiver, transceiver circuit, signal transmission method, and signal transmission system |
| US7095801B1 (en) * | 2001-03-30 | 2006-08-22 | Skyworks Solutions, Inc. | Phase adjustable polyphase filters |
| US8478222B2 (en) * | 2007-01-05 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | I/Q calibration for walking-IF architectures |
| WO2018116346A1 (ja) * | 2016-12-19 | 2018-06-28 | 三菱電機株式会社 | 送受信機 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4933986A (en) * | 1989-08-25 | 1990-06-12 | Motorola, Inc. | Gain/phase compensation for linear amplifier feedback loop |
| SE470455B (sv) * | 1992-08-24 | 1994-04-11 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare |
| JPH0774790A (ja) * | 1993-08-31 | 1995-03-17 | Fujitsu Ltd | 非線形歪補償送受信回路 |
| EP1111869A3 (en) * | 1993-11-30 | 2002-09-04 | Nec Corporation | Linear transmitter for use in combination with radio communication systems |
| JPH0865352A (ja) * | 1994-08-24 | 1996-03-08 | Yuseisho Tsushin Sogo Kenkyusho | ディジタル変調器 |
-
1995
- 1995-12-18 JP JP34752895A patent/JP3167608B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-12-10 CN CN96193153A patent/CN1181164A/zh active Pending
- 1996-12-10 WO PCT/IB1996/001406 patent/WO1997023051A2/en not_active Application Discontinuation
- 1996-12-10 EP EP96939278A patent/EP0809890A2/en not_active Withdrawn
- 1996-12-10 KR KR1019970705744A patent/KR19980702347A/ko not_active Application Discontinuation
- 1996-12-17 US US08/768,354 patent/US5864586A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0809890A2 (en) | 1997-12-03 |
| WO1997023051A3 (en) | 1997-08-21 |
| CN1181164A (zh) | 1998-05-06 |
| US5864586A (en) | 1999-01-26 |
| KR19980702347A (ko) | 1998-07-15 |
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| WO1997023051A2 (en) | 1997-06-26 |
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