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Beschreibung
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Die Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungsvorrichtung
der Art, in der ein Eingangssignal sowohl einer Verstärkung als
auch einer Frequenzwandlung unterzogen wird; und insbesondere betrifft
sie eine Funkkommunikationsvorrichtung, in der ein Sprachsignal
einer Verstärkung
und Frequenzwandlung unterzogen wird.
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Die sich herausbildenden GSM-EDGE-
und UMTS-Normen für
mobile Telekommunikationen stellen zunehmend strengere Anforderungen
an die Linearität
von Handapparaten, insbesondere angesichts ihrer vorgeschlagenen
größeren Kanalbandbreiten.
Um eine Handapparat-Auslegung mit hohem Wirkungsgrad zu verwirklichen,
ist eine Form von Linearisierung in dem Handapparat-Sender erforderlich,
der (i) selbst einen geringen Leistungsbedarf haben sollte, (ii)
breitbandlinearisierungsfähig
(bis zu 5 MHz für
UMTS/ULTRA), (iii) frequenzflexibel und vorzugsweise mehrbandfähig, und
(iv) in der Lage sein sollte, hohe Standards einer Linearitätsoptiumierung mit
in hohem Maße
nichtlinearen Leistungsverstärkern
(z. B. Klasse C) zu erzielen und aufrechtzuerhalten.
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Gemäß einem Gesichtspunkt besteht
die Erfindung aus einem Verfahren zum Linearisieren eines Ausgangssignals,
umfassend die Schritte des Bereitstellens eines Eingangssignals,
des digitalen Vorverzerrens des Eingangssignals mittels polynomischer Verzerrungsgenerierung
und des Frequenzwandels desselben nacheinander, um ein vorverzerrtes,
frequenzgewandeltes Signal bereitzustellen, und des Verstärkens des
vorverzerrten, frequenzgewandelten Signals, um ein Ausgangssignal
zu erzeugen, wobei der Schritt des Vorverzerrens das Erzeugen einer Vorverzerrung
aus dem Eingangssignal zum Einfügen
in das Eingangssignal durch Generieren verschiedener Verzerrungsordnungen
aus dem Eingangssignal und getrenntes Regeln der Verzerrungsordnungen
umfasst.
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Der Trend in der Basisstation-Technologie geht
in Richtung auf die Übernahme
von "Software-Radio"-Techniken, d. h.
Architekturen, in denen alle Modulationsparameter, Rampenfunktion,
Rahmenbildung usw. für
alle Kanäle
(digital) auf Basisband ausgeführt
werden. Die Kombination aller Kanäle, mit geeignetem Frequenzversatz
voneinander, kann auch auf Basisband durchgeführt und das gesamte Spektrum
in einem einzigen Block hochgewandelt werden zu einer Mehrträger-Leistungsverstärkung und Übertragung
von einer einzigen Antenne.
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Allerdings müssen die Hochwandlung und Leistungsverstärkung linear
sein (Vorverzerrung), um die Strahlung unerwünschter Energie von benachbarten
Kanälen
zu verhindern, und daher ist eine Form der Linearisierung für den Leistungsverstärker normalerweise
erforderlich. In einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in das System eine digitale Basisband-
(oder digitale ZF-) Schnittstelle zwischen einem Subsystem zur Basisband-Signalgenerierung
und einem linearisierten Sender-Subsystem integriert, die das vorgenannte
Verfahren ausführt.
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Mit der Erfindung ist es auch möglich, dass der
Sender zu einem System mit digitalem Eingang und ZF-Ausgang wird,
wobei die Linearisierung in Form einer digitalen Vorverzerrung stattfindet.
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In einer Ausführungsform erfolgt die Vorverzerrung
des Eingangssignals vor seiner Frequenzwandlung. Vorteilhafterweise
ist der Schritt des Frequenzwandelns ein Schritt des Frequenz-Hochwandelns.
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Das Eingangssignal kann in Quadraturform bereitgestellt
werden, umfassend phasengleiche und Quadratur-Kanäle, und
der Vorverzerrungsschritt kann das getrennte Vorverzerren jedes
Kanals umfassen.
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Vorteilhafterweise kann zum Vorverzerrungsprozess
das Regeln der Amplitude und/oder der Phase eines Teils der Vorverzerrung
gehören. Dazu
kann das Regeln der Vorverzerrung gehören, um eine Amplituden- und/oder
Phasenvariation mit Frequenz in mindestens einen Teil der Vorverzerrung einzufügen.
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In einer Ausführungsform kann die Vorverzerrung
auf der Grundlage eines Rückführsignals
geregelt werden, das von einem Ausgangssignal abgeleitet wird. In
einer solchen Ausführungsform
ist es möglich,
ein Pilotsignal in das Eingangssignal einzukoppeln und die Verzerrung
des Pilotsignals in dem Ausgangssignal als Rückkopplung zu überwachen. Die
Rückkopplung
kann zusammen mit der generierten Vorverzerrung zum Generieren von
Regelsignalen für
das Regeln der Vorverzerrung verwendet werden. Zur Generierung dieser
Regelsignale kann der Schritt des Korrelierens oder Mischens der
Vorverzerrung mit der Rückkopplung
gehören.
Es kann vorteilhaft sein, den Schritt zum Einsetzen der Vorverzerrung
zusammen mit dem Rückführsignal
auszuführen,
um Regelsignale für
die Vorverzerrung wenigstens teilweise im analogen Signalbereich
zu generieren.
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Der Vorverzerrungsprozess umfasst
das Generieren einer Verzerrung aus dem Eingangssignal und das erneute
Einfügen
der generierten Verzerrung in das Eingangssignal. Das Verzerrungssignal kann
durch Mischen oder Multiplizieren des Eingangssignals mit sich selbst
generiert werden. Der Schritt des Generierens einer Vorverzerrung
kann die Generierung verschiedener Verzerrungsordnungen durch unterschiedlich
mehrmaliges Mischen des Eingangssignals mit sich selbst umfassen.
Vorteilhafterweise werden verschiedene Verzerrungsordnungen getrennt
geregelt.
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In einer bevorzugten Ausführungsform
werden die Frequenzwandlungs- und Vorverzerrungsprozesse in einem
digitalen Signalprozessor ausgeführt.
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Alle der verschiedenen, vorher beschriebenen
Verfahren können
verwendet werden, um ein Ausgangssignal für das Senden von Antennenmitteln aus
zu generieren, wozu ein Eingangssignal verwendet wird, das im digitalen
Bereich erzeugt wurde und Informationen enthält, die gesendet werden sollen.
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Gemäß einem anderen Aspekt betrifft
die Erfindung eine Vorrichtung zum Linearisieren eines Ausgangssignals,
umfassend Vorverzerrmittel zum digitalen Vorverzerren eines Eingangssignals
mittels polynomischer Vorverzerrungsgenerierung und Frequenzwandelmittel,
die nacheinander auf ein Eingangssignal einwirken, um ein vorverzerrtes,
frequenzgewandeltes Signal bereitzustellen, und Verstärkungsmittel
zum Verstärken
des vorverzerrten, frequenzgewandelten Signals, um ein Ausgangssignal
zu erzeugen, wobei die Vorverzerrmittel eine Vorverzerrung aus dem
Eingangssignal zum Einfügen
in das Eingangssignal erzeugt, durch Generieren verschiedener Verzerrungsordnungen
aus dem Eingangssignal und getrenntes Regeln der Verzerrungsordnungen.
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Gewisse Ausführungsformen der Erfindung werden
anschließend
nur als Beispiele und unter Bezugnahme auf die folgenden Figuren
beschrieben:
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1 ist
ein Schaubild, das den Linearisierungsplan eines digitalen Sender-Subsystems
darstellt;
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2 ist
ein Schaubild eines Vorverzerrers;
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3 ist
ein Schaubild eines Schaltkreises zum Erzeugen von Nichtlinearität;
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4 ist
ein Schaubild, das den Linearisierungsplan eines digitalen Sender-Subsystems
darstellt;
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5 ist
ein Schaubild, das den Linearisierungsplan eines digitalen Sender-Subsystems
darstellt; und
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6 ist
ein Schaubild, das einen Vorverzerrschaltkreis darstellt.
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1 stellt
ein grundlegendes Linearisierungssystem eines digitalen Senders
dar, das polynombasierte Vorverzerrer einsetzt. Das digitale Basisband-Eingangssignal
in das System wird beispielweise von einer "Software-Radio"-Architektur
bereitgestellt, in der alle Modulationsparameter, Rampenfunktion,
Rahmenbildung usw. für
alle Kanäle
digital auf Basisband ausgeführt
werden. Dieser Eingang für
das Sendersystem von 1 wird jeweils
in Form von digitalen phasengleichen und Quadratur-Kanal-Eingangssignalen
I und Q bereitgestellt, die an den digitalen Signalprozessor (DSP) 100 geleitet werden.
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Das phasengleiche Kanaleingangssignal wird
unter Verwendung des polynomischen Vorverzerrers 110 des
phasengleichen Kanals digital vorverzerrt, wogegen das Quadratur-Kanal-Eingangssignal unter
Verwendung des polynomischen Vorverzerrers 120 des Quadratur-Kanals
digital vorverzerrt wird. Die Ausgänge von den Vorverzerrern 110 und 120 werden
unter jeweiliger Verwendung der Mischer 122 und 124 in
phasengleiche und Quadratur-Versionen eines Signals von dem lokalen
Schwingungserzeuger 126 über den Quadratur-Splitter 128 gemischt.
Die Ausgänge
von den Mischern 122 und 124 werden anschließend digital
kombiniert, um ein (ZF) Zwischenfrequenzband-Ausgangssignal zu erzeugen,
das durch einen Digital-Analog-Wandler 130 in ein analoges
Signal umgewandelt wird. Das analoge ZF-Ausgangssignal wird anschließend bei 132 bandpassgefiltert
und unter Verwendung des Mischers 134 anschließend mit
dem Ausgang von dem lokalen Schwingungserzeuger 136 gemischt,
um ein auf das (RF) Funkfrequenzband hochgewandeltes Signal zu erzeugen.
Dieses RF-Signal wird anschließend
bei 138 bandpassgefiltert, bevor es durch den nichtlinearen
RF-Leistungsverstärker 140 verstärkt wird,
der den Systemausgang zu beispielsweise einer Antenne eines Handapparats
oder einer Basisstation bereitstellt. Der Zweck der Vorverzerrer 110 und 120 in dem
DSP 100 ist, die nichtlinearen Merkmale des RF-Leistungsverstärkers (PA) 140 auszugleichen, und
möglicherweise
auch des Hochwandelprozesses, um die Reaktion des gesamten Sendersystems zu
linearisieren.
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Die Vorverzerrer 110 und 120 arbeiten
durch Anlegen einer Vorverzerrung jeweils an die Eingangskanäle I und
Q, wodurch die Vorverzerrung ausgeglichen wird, die durch den Leistungsverstärker PA 140 (und
möglicherweise
auch durch den Hochwandelprozess) verursacht wird. Die Merkmale der
bei 110 und 120 angelegten Vorverzerrungen werden
auf der Grundlage eines Rückführsignals
geregelt, das von dem Ausgang von PA 140 unter Verwendung
des Splitters 142 abgeleitet wird. Der Abschnitt des von
diesem Splitter rückgekoppelten PA-Ausgangs
wird kohärent
abwärtsgewandelt,
indem er mit dem Ausgang des lokalen Schwingungserzeugers 136 gemischt
wird, der zum Hochwandeln des RF-Signals im Hauptsignalpfad verwendet
wird. Das Ergebnis dieses Mischprozesses, der im Mischer 144 stattfindet,
wird bei 146 gefiltert, bevor es bei 148 in ein digitales
Signal umgewandelt wird, das an den DSP 100 geleitet wird,
um eine Rückkopplungs-Regelung
für die
Vorverzerrer 110 und 120 bereitzustellen.
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Das Sendersystem von 1 kann
in einer Reihe von Möglichkeiten
angepasst werden. Beispielsweise könnte der DSP 100 anstatt
mit der oben erläuterten "Software-Radio"-Architektur mit
Analog-Digital-Wandlern an den phasengleichen und Quadratur-Kanaleingängen versehen
werden, um eine Kompatibilität
mit einer analogen Basisbandstufe bereitzustellen. Des weiteren
könnte
der Eingang zu dem DSP 100 ein digitales oder analoges ZF-Band-Eingangssignal
sein, das (nach jeder notwendigen Analog-Digital-Wandlung) in dem
DSP in der Quadratur digital abwärtsgewandelt
werden könnte,
bevor es verarbeitet wird, wie oben unter Bezugnahme auf 1 erläutert
wird. Es könnten
auch weitere Veränderungen
vorgenommen werden. Beispielsweise könnte eine mehrstufige Hochwandlung von
dem ZF- auf das RF-Band verwendet werden und/oder ein polynomisches
Amplituden- und Phasenmodell könnte
anstelle des in 1 verwendeten gleichphasigen
und (kartesischen) Quadratur-Modells eingesetzt werden. Die Hochwandlung
des vorverzerrten Signals auf das ZF-Band und darüber kann in dem analogen Signalbereich
stattfinden.
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2 zeigt
die Form des Vorverzerrungsschaltkreises, der für jeden der im System der 1 verwendeten Vorverzerrer 110 und 120 eingesetzt wird.
Das gleichphasige oder gegebenenfalls Quadratur-Kanal-Eingangssignal
wird für
den Splitter 200 bereitgestellt, der es an die verschiedenen
Komponenten des Vorverzerrers verteilt, um verschiedene Vorverzerrungsordnungen
zu generieren (die später erläutert werden).
Beispielsweise wird das Eingangssignal von dem Splitter 200 für den nichtlinearen
Generator 210 der dritten Ordnung bereitgestellt, um eine
Nichtlinearität
dritter Ordnung zu generieren, die jeweils bei 212 und 214 in
bezug auf Verstärkung
und Phase eingestellt wird, bevor sie zum Kombinator 216 geleitet
wird. Alle weiteren Verzerrungsordnungen, beispielsweise die fünfte, siebte
und n-te, werden in ähnlicher
Weise generiert und angepasst, und werden an den Kombinator 216 geleitet.
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In dem Kombinator 216 werden
die angepassten Nichtlinearitäten
erneut mit dem Eingangssignal zum Splitter 200 kombiniert,
das zum Kombinator 216 über
das Verzögerungselement 218 gelangt, welches
das Eingangssignal hinsichtlich der Verzögerung ausgleicht, der die
Signale in den Nichtlinearität
generierenden Pfaden für
die verschiedenen Verzerrungsordnungen ausgesetzt sind. Daher umfasst
der Signalausgang von Kombinator 216 zum Mischer 122,
oder gegebenenfalls zum Mischer 124, die Summe der Vorverzerrer- Eingangssignale und der
getrennt angepassten und generierten Verzerrungsordnungen.
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Ein Prozess, durch den die verschiedenen Verzerrungsordnungen
für die
getrennte Regelung generiert werden können, wird anschließend unter Bezugnahme
auf
3 beschrieben. Im
Wesentlichen wird jede Verzerrungsordnung durch Multiplizieren eines
Eingangssignals (d.h. des gleichphasigen oder digitalen Quadratur-Eingangskanals,
wie er an die Splitter
200 in den Vorverzerrern
110 und
120 geleitet
wird) mit sich selbst erzeugt. Dieser Prozess ist im Detail in der
UK-Patentanmeldung
9804745.9 beschrieben. In
3 wird das Eingangssignal
zusätzlich
zur Weiterleitung an das Verzögerungselement
218 in
2 an den Splitter
300 geleitet,
der damit die Funktion des Splitters
200 in
2 ausübt.
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Es wird erkennbar, dass der Mischer 310 dazu
dient, dieses Eingangssignal zum Quadrat zu erheben, und dass ein
Verzerrungssignal der dritten Ordnung durch Mischen (Multiplizieren)
des Ausgangs von Mischer 310 mit dem Eingangssignal am Mischer 312 generiert
wird, wodurch effektiv eine Quad-Version
des Eingangssignals gebildet wird. In ähnlicher Weise wird ein Signal
der vierten Ordnung am Mischer 314 durch Erheben des Ausgangs
von Mischer 310 zum Quadrat generiert. Ein Verzerrungssignal
der fünften
Ordnung wird durch Mischen des Eingangssignals von Splitter 300 in
den Ausgang des Mischers 314 am Mischer 316 generiert.
Am Mischer 318 wird das zum Quadrat erhobene Eingangssignal
von Mischer 310 in das Signal vierter Ordnung von Mischer 314 gemischt,
um ein Signal sechster Ordnung zu erzeugen, das anschließend am
Mischer 320 im wesentlichen in das Eingangssignal von Splitter 300 gemischt
wird, um ein Verzerrungssignal siebter Ordnung zu generieren.
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Für
den Fachmann ist es offenkundig, dass dieser Plan auf das Generieren
jeder gewünschten Verzerrungsordnung
erweitert werden kann. Es ist auch anzumerken, dass die Verzerrungssignale zweiter,
vierter und sechster Ordnung jeweils an den Abgriffen 322, 324 und 326 abgenommen
werden können,
und dass diese Verzerrungssignale geradzahliger Ordnung in Formen
der Vorverzerrungsregelung verwendet werden können.
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Die verschiedenen Gleichstromeingänge in 3 (DC1, DC2 usw.) werden
verwendet, um unerwünschte
Verzerrungsordnungen von den verschiedenen Ausgängen durch Einfügen eines
entsprechenden Gleichstrom-Signalpegels zu eliminieren, was dem
Addieren einer festen Anzahl von entsprechenden Vorzeichen (+/-)
im Fall der hier betrachteten DSP-Implementierung entspricht. Es
ist auch möglich,
das unerwünschte
Signal als alternativen Mechanismus direkt zu subtrahieren, um das
gleiche Ziel zu erreichen.
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Ein Vorteil dieser Vorgehensweise
zur Vorverzerrungs-Generierung
ist, dass die Verarbeitung ganz einfach ist, da jeder der Mischerblöcke (310, 312 usw.)
einfach einer Multiplikation entspricht, wozu in den meisten DSPs
nur ein einziger Anweisungszyklus gehört. Der Mechanismus zum Generieren
der Vorverzerrung wirkt direkt auf die an 300 geleiteten Eingangssignale,
und daher ist kein Speicher zum Speichern von Koeffizienten erforderlich,
im Gegensatz zu einigen herkömmlichen
Formen der Basisband-Vorverzerrungs-Generierung, bei denen die Speicheranforderung
hoch sein kann oder, falls sie reduziert ist, Echtzeit- Interpolationsberechnungen ausgeführt werden
müssen,
wodurch der Leistungsbedarf für
die Verarbeitung erhöht
wird.
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In der Ausführungsform von 1 kann
ein Hochgeschwindigkeits-Analog-Digital-Wandler zum Abtasten des
ZF-Band-Rückführsignals
erforderlich sein. Die Ausführungsform
von 4 vermeidet den Einsatz
eines die Ressourcen aufbrauchenden schnellen Analog-Digital-Wandlers
durch den Einsatz von außerhalb
des DSP befindlichen Korrelationsprozessoren als ein Verfahren zum
einfachen Reduzieren der erforderlichen Abtastfrequenz der Analog-Digital-Wandler.
Nur ein einziger Korrelator (Mischer) ist in jedem der Rückkopplungspfade
zu den phasengleichen und Quadratur-Kanal-Vorverzerrern (Korrelatoren 410 und 412)
gezeigt, aber das Prinzip kann auf eine Reihe von Korrelatoren und
damit auf eine Reihe von Verzerrungsordnungen erweitert werden,
wie im folgenden unter Bezugnahme auf 5 erläutert wird.
In anderen Beziehungen ist die Ausführungsform von 4 derjenigen von 1 ähnlich.
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Die Technik arbeitet über das
Korrelieren einer Version der relevanten Basisband-Verzerrungskomponente
(beispielsweise der dritten Ordnung), die sich an das frequenzveursetzte
Hochwandeln auf das ZF-Band und die Digital-Analog-Wandlung (416, 418)
mit dem (bei 414) abwärtsgewandelten
Rückführsignal
vom Verstärkerausgang
anschließt.
Das Regelsignal wirkt hinsichtlich der Minimierung dieses Korrelationsergebnisses,
da dies die Restverzerrung am Ausgang des Verstärkers minimiert. Der Einsatz eines
kleinen Frequenzversatzes beim Hochwandeln der Verzerrungskomponente
stellt sicher, dass das gewünschte
ZF-Band-Korrelatorergebnis eine entsprechende (Nieder-) Frequenz
besitzt, wodurch alle Probleme mit Gleichstromversätzen am
Korrelatorausgang besei tigt werden. Das Niederfrequenzergebnis der
Korrelation kann anschließend
von einem Wandler mit niedriger Abtastgeschwindigkeit (420, 422)
abgetastet und im DSP erfasst werden, wodurch die Möglichkeit
von Gleichstromdriften beseitigt wird.
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Es ist verständlich, dass, obwohl diese
Vorgehensweise eine hohe Abtastgeschwindigkeit der Digital-Analog-Wandler
(416, 418) für
die Weiterleitung des versetzten Basisband-Verzerrungsausgangs verwendet,
diese Lösung
trotzdem kostengünstiger
und energiesparender ist als die Analog-Digital-Wandler mit hoher Abtastgeschwindigkeit,
die andernfalls zur Bereitstellung des Rückführsignals an den DSP in der
Ausführungsform
von 1 verwendet würden, (selbst wenn die zusätzlichen
Kosten und der zusätzliche
Energieverbrauch der Analog-Digital-Wandler mit niedriger Abtastgeschwindigkeit 420, 422 berücksichtigt
wird). Der dynamische Bereich (Anzahl der Bits), der für die Digital-Analog-Wandler 416 und 418 erforderlich
ist, ist ebenfalls viel kleiner als derjenige, der in den Analog-Digital-Wandlern
des Rückkopplungspfads
der Ausführungsform
von 1 erforderlich ist. Die führt zu weiteren
Kosten- und Energie-Einsparungen.
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Die Wirkungsweise dieser korrelierenden Prozesse
und ihre Erweiterung zu mehreren Verzerrungsordnungen werden anschließend unter
Bezugnahme auf 5 erläutert. In
der in dieser Figur gezeigten Ausführungsform werden die digitalen
Eingänge
der I- und Q-Kanäle
zum digitalen Signalprozessor 500 bereitgestellt, der zwei
getrennte Vorverzerrer 510 und 512 umfasst, die
jeweils auf die I- und Q-Kanaleingänge wirken. Die Vorverzerrer 510 und 512 sind
jeweils wie unter Bezugnahme auf 2 und 3 beschrieben aufgebaut.
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Ein Hochwandler 514 übernimmt
die Frequenz-Hochwandlung der vorverzerrten I- und Q-Signale, um
ein ZF-Band-Signal bereitzustellen, das anschließend an den analogen Abschnitt
des Schaltkreises über
den Digital-Analog-Wandler 516 übertragen wird. Der analoge
Abschnitt des Systems arbeitet in der gleichen Weise wie in bezug
auf die Ausführungsform
von 1 beschrieben, mit Ausnahme dessen,
dass die I- und Q-Rückkopplungspfade
in den Splittern 518 und 520 enden, welche die
(nachstehend beschriebenen) Korrelationsprozesse speisen.
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Die Regelungsverarbeitung wird für die I- und
Q-Kanäle
getrennt ausgeführt,
wodurch getrennte polynomische Quadratur-Modelle der Verstärker-Merkmale
bereitgestellt werden. Da der Regelungsplan für jeden der Vorverzerrer 510 und 512 im Wesentlichen
der gleiche ist, wird nur derjenige für den Verzerrer 512 im
Anschluss beschrieben, der auf das digitale Eingangssignal des Quadratur-Kanals wirkt.
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Alle ungeraden Verzerrungsordnungen 522, 524, 526, 528,
die im Vorverzerrer 512 generiert werden, werden für einen
Eingang eines jeweiligen Mischers 530, 532, 534, 536 bereitgestellt,
an dessen anderen Eingang ein quadraturverschobenes, lokales Offset-Schwingungserzeuger-Signal
von Generator 538 geleitet wird. Man wird verstehen, dass
der Quadratur-Splitter 540 eine entsprechende phasengleiche
Version des lokalen Offset-Schwingungserzeuger-Signals an den Regelmechanismus
für den Vorverzerrer 510 bereitstellt.
Bei der Rückkehr
zum Regelmechanismus für
den Vorverzerrer 512 stellen die Ausgänge der Mischer 530, 532, 534, 536 die Verzerrungsordnungen
dar, die im Vorverzerrer 512 als vom lokalen Offset-Schwingungserzeuger-Signal hochgewandelt
generiert wurden. Diese Signale werden in analoge Signale gewandelt
und zu den Eingängen
der Mischer 542, 544, 546, 548 geleitet.
Diese Mischer korrelieren die versetzen hochgewandelten Verzerrungsordnungen
mit dem von Splitter 520 bereitgestellten Rückführsignal.
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Die daraus resultierenden Audiobereich-Signale
werden durch eine Bank von Analog-Digital-Wandlern abgetastet und
werden einer weiteren Gruppe von korrelierenden Mischern 550, 552, 554, 556 im
DSP eingespeist. An den anderen Eingang jedes dieser Mischer wird
ein Signal geleitet, das aus der Korrelation des Ausgangs des lokalen
Offset-Schwingungserzeugers 538 mit dem Signal von dem
lokalen Schwingungserzeuger 558 (im Hochwandler 514)
bei 560 abgeleitet wird. Die lokalen Schwingungserzeuger 558 und 538 könnten jeweils Frequenzen
von 70 MHz und 70,001 MHz besitzen, wobei der Ausgang des Mischers 560 1
kHz aufweist, die Versatzfrequenz.
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Die Ausgänge der Korrelatoren 550, 552, 554, 556 werden
anschließend
integriert, um Regelsignale für
die amplitudenregelnden Elemente der Vorverzerrer 512 bereitzustellen
(die unter Bezugnahme auf 2 beschrieben
wurden). Gleicherweise könnten
die von den Integrierelementen erzeugten Regelsignale verwendet
werden, um die phasenregelnden Elemente des Vorverzerrers 512 zu
regeln. Auf diese Weise wird die Rückkopplungs-Regelung der Vorverzerrer 510 und 512 erreicht.
Da die Integration und vorherige Korrelation digital abläuft, wird
jede Möglichkeit
von Gleichstromdrift oder -versätzen
ausgeschlossen, die den Verzerrungs- (Intermodulations-) Pegel beeinträchtigen.
Damit die Verarbeitung kohärent
bleibt, müssen
der DSP-Takt und der (die) lokalen RF-Schwingungserzeuger von der gleichen
Quelle abgeleitet werden oder auf irgendeine Weise phasensynchron
sein. Das einfachste Verfahren, um dies zu erreichen, besteht darin,
den DSP-Takt und auch den (die) lokalen Schwingungserzeuger über den
gleichen Referenz-Quarzoszillator zu betreiben.
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Es ist zu beachten, dass das System
in polarisiertem (Amplitude und Phase) Format betrieben werden könnte, anstatt
in dem vorher beschriebenen kartesischen (I & Q) Format.
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Es ist möglich, ein adaptives Filtern
in die Vorverzerrer aufzunehmen, um eine geregelte beliebige Amplitude
und/oder Phase im Vergleich zum Frequenzmerkmal für jede generierte
Verzerrungsordnung zu erzeugen. Damit kann eine Linearisierung eines
Ausgangssignals vorgenommen werden, das andernfalls einer ungleichen
Intermodulations-Verzerrung ausgesetzt wäre. Wie in 6 dargestellt, kann der grundlegende
Vorverzerrungsplan, wie in 2 dargestellt,
durch die Aufnahme eines adaptiven Filters 610 in jeden
der Pfade zum Generieren der verschiedenen Verzerrungsordnungen
angepasst werden. Diese Filter können
digital implementiert werden und von rekursiver oder nichtrekursiver
Art sein und können
durch die Verwendung eines Rückführsignals
von dem Ausgang des RF-Leistungsverstärkers angepasst werden.
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Das grundlegende System kann ebenso
verändert
werden, um ein Pilotsignal zu verwenden, das vor dem Hochwandeln
und der Verstärkung
in den Hauptsignalpfad eingefügt
wird. Der Pilotton würde
in dem DSP erzeugt, (beispielsweise unter Verwendung eines numerisch
geregelten Schwingungserzeugers), und vor dem Hochwandeln der I-
und Q-Eingangssignale zum ZF-Band hinzugefügt werden. Das Pilotsignal
wird einer Kreuzmodulationsverzerrung des eigentlichen Eingangssignals
während der
Hochwandel- und Verstärkungs prozesse
ausgesetzt, und diese Kreuzmodulationsverzerrung kann von dem Ausgang
des RF-Leistungsverstärkers
zum Regeln der Vorverzerrer rückgekoppelt
werden, wie in der UK-Patentanmeldung
9814391.0 beschrieben. Die
Kreuzmodulationskomponenten, die sich auf das Pilotsignal auswirken,
können
durch die Verwendung des Rückkopplungs-Regelmechanismus
minimiert werden, was wiederum zur Minimierung der damit zusammenhängenden
Verzerrung des Hauptsignals aufgrund des Intermodulationsprozesses
führt.