JP4598414B2 - べき級数型プリディストータの制御方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信送信機用電力増幅器の線形化に関する。

電力増幅器の歪補償方式の一つとして、プリディストーション法がある。プリディストーション法は、電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すように歪成分を入力信号にあらかじめ付加する。以後、本明細書において、プリディストーション法において付加される歪成分を補償信号とする。理想的な補償信号は、電力増幅器で発生する歪成分と等レベルかつ逆位相に設定される。プリディストーション法での歪補償量は生成する歪成分の振幅および位相の精度による。たとえば、電力増幅器の入出力特性をべき級数モデルで定式化したとき、歪補償量３０dBを達成するためには各奇数次歪成分の振幅偏差を±０．２８dB以内、位相偏差を±１．８度以内の補償信号を生成する必要がある。
一般的に電力増幅器の動作点を飽和電力に近づけるほど、高い電力付加効率（以後、効率）が得られる。しかし、飽和電力付近で電力増幅器を動作させると歪成分が増加する。所定の信号帯域外の歪減衰量（隣接チャネル漏洩電力比等）を達成するために、電力増幅器を効率の低い領域で動作させる場合と比較して、より高い歪補償量を要求される。
しかし、飽和電力付近の非線形特性は複雑であり、上記で示した振幅偏差および位相偏差となるように補償信号を生成することは容易ではない。特性が複雑にになる要因の一つは、非線形特性に一種のメモリ性が生じるためである（非特許文献２ 参照）。このようなメモリ性は、歪成分にある帯域特性を持つ帯域通過フィルタにて畳み込みを行うことになり、電力増幅器で発生する歪成分に周波数特性を与える。このため、ある周波数帯域において連続した所定の歪補償量を達成するには、上記で述べた各奇数次歪成分の振幅と位相を所定の偏差以内にするように連続して設定する必要がある。また、特性が複雑になる別の要因として、電力増幅器出力において３次だけではなく５次以上の高次の歪成分が発生することが挙げられる。高い歪補償量を達成するためには、メモリ性による周波数特性を補償するように、補償信号に周波数特性を与え、かつ高次の補償信号も生成する必要がある。

従来のべき級数型プリディストータ（特許文献１，非特許文献１ 参照）では、補償信号をべき乗し、振幅と位相を調整して歪成分を発生させている。しかし、補償信号に周波数依存性を与えることはできない。よって、飽和電力付近において、高い歪補償量を達成することができない。
周波数特性を補償するプリディストーション法として、特許文献２，３等が提案されている。特許文献２では、歪発生器の出力を基本波出力信号の高周波側と低周波側に分け、独立に振幅と位相を調整して補償信号に周波数特性を与えている。特許文献３では、帯域通過フィルタとベクトル調整器で構成された振幅周波数特性調整回路を歪発生回路の後に挿入し、補償信号に周波数特性を与えている。
特開２００３−２２９７２７ 特開２００２−６４３４０ 特開２００２−５７５３３ W.Bosch and G.Gatti,"Measurment and simulation of memory effects in predistortion linearizes,"IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol.37, pp1885-1890, Dec.1989. 野島，岡本，"複素べき級数表示による進行波管増幅器入力非線形特性の解析とひずみ補償法への応用，"信学論（Ｂ）， Vol.J64-B,No.12, pp.1449-1456,1981

しかしながら、上記特許文献２，３では補償信号に与える周波数依存性を求める方法については不明確であった。さらに、３次以上の高次の歪成分を補償する構成については示唆されているが、高次の歪成分を補償する具体的な方法については示されていない。ここで、高次の歪補償まで行う場合の問題点を以下に示す。
プリディストータによりある次数の補償信号を付加すると、電力増幅器出力において新たな歪成分が発生する。この新たに発生した歪成分が他の次数の補償効果に影響を与える。その結果、他の次数の補償が最適にならない可能性がある。この依存関係を考慮して補償する方法が必要となる。そこで、本発明は、上記課題を解決するために、補償信号の周波数特性を求め、かつ高次の歪補償を行うことができるようなプリディストータの制御方法を提供することを目的とする。さらに、プリディストータをディジタル信号処理技術で構成しているため、アナログ素子によって構成した上記特許文献２，３に比べて、プリディストータの構成をより簡易にできる。

上記の課題を解決するために以下の手段を用いる。
基本的な構成を図１に示す、周波数特性補償器を導入したべき級数型プリディストータであって、パイロット信号発生器と歪成分を抽出する歪抽出器と、利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を制御する制御器を導入した構成である。パイロット信号は、等振幅の２搬送波を用いる。パイロット信号を電力増幅器で増幅し発生した相互変調歪を歪抽出器により抽出する。この歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比以下となるように制御器によって利得調整器の利得、位相調整器の位相、周波数特性補償器の周波数特性を調整する。パイロット信号を用いることで、べき級数でモデル化された奇数次の歪成分の抽出が容易になり、べき級数型プリディストータの周波数特性補償器と利得調整器と位相調整器の調整を容易にする。
まず、Ｎ個の歪発生経路の利得調整器の利得と位相調整器の位相を任意に設定する。ただし、パイロット信号により発生する相互変調歪が、比較的小さくなるように設定するのが望ましい。
次に、各歪発生経路の周波数特性補償器を動作させ、補償信号に周波数特性を与える。歪が最小となるように、各周波数の振幅および位相をあるステップ幅で繰り返し変化させる。詳細については作用で示す。
上記方法に関して、Ｎ個の歪発生経路を独立あるいは同時にそれぞれ制御する。

作用
周波数特性補償器を導入したプリディストータの動作を説明するために、各部のスペクトルを模式的に表す（図４参照）。ベースバンドで周波数間隔ｆ₁の等振幅の２搬送波のパイロット信号を発生する（図４（ａ））。図４（ａ）ではＤＡＣ出力のスペクトルを表している。ｆ_sはディジタルアナログ変換器(DAC)のサンプル周波数を表す。この信号を周波数変換器で中心周波数ｆ_cにアップコンバートし電力増幅器に入力すると、電力増幅器の出力では相互変調歪が発生する（図４（ｂ））。図では５次まで表している。この相互変調歪を打ち消すために、プリディストータでパイロット信号に補償信号を付加した信号がプリディストータ出力信号となる（図４（ｃ））。図４（ｃ）ではＤＡＣ出力のスペクトルを表している。ｆ_sはＤＡＣのサンプル周波数を表す。この信号を周波数変換器にてアップコンバートし電力増幅器に入力する。電力増幅器出力信号はディジタルプリディストータによって補償された信号となる（図４（ｄ））。発生した相互変調歪を打ち消すように、利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を調整する。なお、利得調整器は周波数に対して一定の利得を与え、位相調整器は周波数に対して一定の位相変化を与えるものとする。

周波数特性補償器の特性を求める方法をフローチャート（図２，図３−１，図３−２）に示す。
まず、歪抽出器によって電力増幅器出力信号の３次と５次の相互変調歪を取り出し、３次と５次の相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たしているかどうかを調べる(s1)。３次が満たしていない場合、利得調整器の利得Ｇ３と位相調整器の位相Ｐ３を設定する(s2)。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的小さくなるように設定することが望ましい。次に、上下の３次相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たしているかどうかを調べる。下側が満たしていない場合(s4)、周波数特性補償器の周波数ｆ_c−３ｆ₁／２に対応する利得Ｇ３Ｌ、位相Ｐ３Ｌを変化させ(s5)、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する(s6)。上側が満たしていない場合(s7)、周波数特性補償器の周波数ｆ_c＋３ｆ₁／２に対応するＧ３Ｕ、位相Ｐ３Ｕを変化させ(s8)、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する(s9)。どちらも満たしていない場合は、上側あるいは下側どちらかの利得、位相を変化させ、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する（図２では、上側の利得Ｇ３Ｕ、位相Ｐ３Ｕを変化させる場合を示している）。この操作を、上下ともに相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすまで繰り返す。ここで、周波数特性補償器の利得Ｇ３Ｕ，Ｇ３Ｌは利得調整器の利得Ｇ３からの差分、位相Ｐ３Ｕ，Ｐ３Ｌは位相調整器の位相変化Ｐ３からの差分を表しているものとする。

５次相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たしていない場合、利得調整器の利得Ｇ５と位相調整器の位相Ｐ５を設定する(s12)。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的小さくなるように設定することが望ましい。次に、上下の５次相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たしているかどうかを調べる(s13)。下側が満たしていない場合(s14)、周波数特性補償器の周波数ｆ_c−５ｆ₁／２に対応する利得Ｇ５Ｌ、位相Ｐ５Ｌを変化させ(s15)、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する(s16)。上側が満たしていない場合(s17)、周波数特性補償器の周波数ｆ_c＋５ｆ₁／２に対応する利得Ｇ５Ｕ、位相Ｐ５Ｕを変化させ(s18)、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する(s19)。どちらも満たしていない場合は、上側あるいは下側どちらかの利得、位相を変化させ、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する（図２では、上側の利得Ｇ５Ｕ、位相Ｐ５Ｕを変化させる場合を示している）。この操作を、上下共に相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすまで繰り返す。ここで、周波数特性補償器の利得Ｇ５Ｕ，Ｇ５Ｌは利得調整器の利得Ｇ５からの差分、位相Ｐ５Ｕ，Ｐ５Ｌは位相調整器の位相変化Ｐ５からの差分を表しているものとする。
３次と５次の相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を共に満たしていない場合、３次あるいは５次のどちらかを上記方法と同様に、所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすように調整する（図２では、３次を調整する場合を示している）。

各奇数次補償信号に設定する周波数特性補償器の利得と位相（Ｇ３ＬとＰ３Ｌ，Ｇ３ＵとＰ３Ｕ，Ｇ５ＬとＰ５Ｌ，Ｇ５ＵとＰ５Ｕ）を求める方法（図２中の＊：s5,s8,s15,s18）の詳細な動作を図３−１，図３−２に示す。ここでは、例としてＧ３ＵとＰ３Ｕの場合を示す(s8)。他の場合も同様である。まず、相互変調歪が所定の隣接漏洩電力比を達成しているかどうかを調べる(s8-1)。達成していれば処理は終了する。達成していなければ、そのときの周波数ｆ_c＋３ｆ₁／２に発生する相互変調歪の電力値（Ａ）を記録する(s8-2)。次に、Ｇ３Ｕをあるステップ幅△Ｇを加算し(s8-3)、そのときの周波数ｆ_c＋３ｆ₁／２に発生する相互変調歪の電力値（Ｂ）を記録する(s8-4)。次に、Ｇ３Ｕをあるステップ幅△Ｇ減算し(s8-5)、そのときの周波数ｆ_c＋３ｆ₁／２に発生する相互変調歪の電力値（Ｃ）を記録する(s8-6)。ステップ幅は任意に設定してよい。（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）を比較し(s8-7)、（Ａ）が最小であればＰ３Ｕの処理に移る(s8-8)。（Ｂ）あるいは（Ｃ）が最小の場合(s8-9,s8-10)は加算あるいは減算の操作(s8-91,s8-101)を、周波数ｆ_c＋３ｆ₁／２に発生する相互変調歪の相互変調歪の電力値が減少しなくなるまで繰り返す(s8-92,s8-102)。減少しなくなったらＰ３Ｕの処理（処理２）に移る。Ｐ３Ｕの処理もＧ３Ｕの処理と同様の手順で行う。最終的に、周波数ｆ_c＋３ｆ₁／２に発生する相互変調歪の電力値が減少しなくなったら、Ｇ３Ｕ及びＰ３Ｕがスタート時より更新されたかどうかを調べる。変化していれば、再度Ｇ３Ｕの調整に移る。変化していなければ、ステップ幅△Ｇと△Ｐをより細かくなるように変化させる。また、図３−１，図３−２ではＧ３Ｕから調整を始めているが、Ｐ３Ｕから始めてもよい。

この操作を、３次５次共に相互変調歪が所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たすまで繰り返す。最終的に各歪発生経路で補償信号に与える周波数特性は、利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を合成した特性である（図５（ａ）（ｂ））。上記作用では３次と５次についてのみの説明であるが、７次歪以降の補償が必要な場合は同様の方法を適用できる。また、３次、５次を個別に補償を行っているが、同時に補償を行っても良い。
この方法により、３次と５次の周波数特性を求めることができ、かつ、３次と５次の歪を補償することができる。

本発明は、３次以上の高次の相互変調歪を補償する周波数特性を求め、高次の歪を補償することができる。

図６に本発明の第一実施例を示す。
第一実施例は、パイロット信号発生器と、ディジタル信号処理による信号発生器、ディジタルプリディストータ、ディジタルアナログ変換器(DAC)、エリアジングカット用低域通過フィルタ(LPF)、局部発振器とミキサと帯域通過フィルタ(BPF)からなる周波数変換器と、プリアンプ(Pre AMP)と、電力増幅器(Power AMP)と、信号抽出器である方向性結合器と、信号抽出用帯域通過フィルタ(BPF)と、局部発振器とミキサと帯域通過フィルタ(BPF)からなる周波数変換器と、ディジタルプリディストータ用制御器からなる。ディジタルプリディストータは７次までの構成であるが、次数は構成により異なっても良い。

べき級数モデルを用いたプリディストータは、送信信号の基本波成分が通過する線形伝達経路とべき級数による各奇数次の歪発生経路の加算による構成である。各奇数次歪発生器は、入力される送信信号を各奇数次乗の演算処理を行う。例えば送信信号をｘとすれば、３次歪発生器はｘ³の演算処理を実行する。周波数特性補償器であるＦＩＲフィルタは乗算器と遅延素子から構成される（図７）。フィルタの周波数特性は、乗算器の係数により決定される。歪発生器の出力信号を入力することで、補償信号の周波数対利得特性と周波数対位相特性を変化させることができる。

ディジタルプリディストータに周波数間隔ｆ₁の等振幅の２搬送波であるパイロット信号を入力する。ディジタルプリディストータ出力信号は、パイロット信号に補償信号を付加した信号である。この信号を周波数変換器にて、中心周波数がｆ_cとなるようにアップコンバートし電力増幅器に入力する。このとき、ディジタルプリディストータで生成した補償信号は送信系統全体で歪補償を行うように設定される。従って、電力増幅器入力信号の補償信号とディジタルプリディストータ出力信号の補償信号に相違があってもよい。相互変調歪は方向性結合器と帯域通過フィルタにより抽出され、周波数変換器にてダウンコンバートされる。制御器入力信号はダウンコンバートされた信号をアナログディジタル変換器(ADC)を用いてディジタル化した信号である。制御器は各次数の上側及び下側の相互変調歪信号を上側用帯域通過フィルタ及び下側帯域通過フィルタ（歪成分抽出用ＢＰＦ）で抽出する。抽出された信号を用いて電力増幅器出力にて所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成する歪補償量まで、各歪発生器出力の振幅と位相を利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器で変化させる。これら値を求める方法は、作用で示した通りである。得られた特性をＦＩＲフィルタ（周波数特性補償器）のタップ係数を制御器にて設定する。第一実施例のＦＩＲフィルタは各奇数次歪発生器の入力側に配置されても上記と同様である。

ディジタルプリディストータの３次、５次、７次歪発生経路は、それぞれ独立に制御される。補償の概要をフローチャートに示す（図９）。例えば、３次歪発生経路の利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を上記第一実施例のように制御を行う。すなわち、電力増幅器出力にてモニタされたパイロット信号の３次歪成分を最小にするように制御を行う。その制御動作の完了後に３次歪発生経路の制御を停止し、５次歪発生経路の利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を３次歪発生経路と同様に制御を行う。電力増幅器出力にてモニタされたパイロット信号の５次歪成分を最小にするように制御を行う。その制御動作の完了後に５次歪発生経路の制御を停止し、７次歪発生経路の利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を７次歪発生経路と同様に制御を行う。このように、３次、５次、７次歪発生経路を独立に制御する。３次、５次、７次の歪成分をそれぞれ最小にするまで上記制御を繰り返し行う。第一実施例では制御目標値を最小値としたが、３次、５次、７次歪成分を最適にするように動作してもよい。

ディジタルプリディストータの３次、５次、７次歪発生経路は、同時に制御してもよい。補償の概要をフローチャートに示す（図１０）。例えば、３次、５次、７次歪発生経路の利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器を上記第一実施例のように制御を行う、電力増幅器出力にてモニタされたパイロット信号の３次、５次、７次歪成分を同時に最小にするように制御を行う。３次、５次、７次の歪成分をそれぞれ最小にするまで上記制御を繰り返し行う。第一実施例では制御目標値を最小値としたが３次、５次、７次歪成分を最適にするようにしてもよい。

第二実施例を図８に示す。第一実施例におけるＦＩＲフィルタ部分をＦＦＴとＩＦＦＴを用いて実現した構成である。ＦＦＴによる周波数特性制御は、歪発生器の出力信号にＦＦＴを行い周波数領域に変換し、その信号に周波数補償特性を乗算した後にＩＦＦＴで時間領域に変換する。ディジタルプリディストータ用制御器は、電力増幅器出力の歪成分を所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成するように、各歪次数の利得調整器と位相調整器と周波数補償特性の乗算係数を制御する。パイロット信号を用いて周波数特性補償器の係数を設定するが、その設定方法は第一実施例と同一である。第二実施例のＦＦＴとＩＦＦＴ
の部分は各奇数次歪発生器の入力側に配置されても上記と同様である。３次、５次、７次歪発生経路の利得調整器と位相調整器と周波数特性補償器は第一実施例と同様に制御される。

本発明によるべき級数モデルのプリディストータに周波数特性補償器と歪抽出器と制御器を導入したプリディストータの原理図。 周波数特性補償器の特性を求める方法のフローチャート。 周波数特性補償器の特性を求める方法（図２中の＊）のフローチャート（処理１）。 周波数特性補償器の特性を求める方法（図２中の＊）のフローチャート（処理２）。 各部の信号のスペクトルを模式的に表す図。 本発明による補償信号に与える周波数依存性を説明する図。 本発明によるプリディストータの構成（第一実施例）を表す図。 ＦＩＲフィルタの構成例を示す図。 本発明によるプリディストータの構成（第二実施例）を表す図。 独立に制御する場合のフローチャート。 同時に制御する場合のフローチャート。

Claims (2)

1. パイロット信号発生器と、パイロット信号と送信信号を入力し、遅延器により構成される線形信号伝達経路と、高次の歪発生器と利得調整器と位相調整器により構成されるＮ（Ｎは自然数）個の高次歪発生経路に分配する分配器と、該線形信号伝達経路出力と該Ｎ個の高次歪発生器出力を合成する合成器と、該Ｎ個の高次歪発生経路の利得調整器と位相調整器を制御する制御器と、電力増幅器出力にてモニタされるパイロット信号の各高次歪成分を抽出する歪抽出器とを備えたべき級数型プリディストータの制御装置が、電力増幅器出力にてモニタされたパイロット信号の各高次歪成分を最小にするように、該Ｎ個の高次歪発生経路の利得調整と位相調整の制御を行う、べき級数型プリディストータの制御方法であって、
   前記高次歪発生経路はさらに各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相を調整する周波数特性補償器を含み、
   各高次歪発生経路の利得調整器と位相調整器を設定する段階と、
   抽出された各高次歪成分を制御器に予め設定されている設定値と比較する段階と、
   比較する段階にてパイロット信号よりも上側の周波数の各高次歪成分が設定値よりも大きい場合には制御器に予め設定されている設定値以下になるように周波数特性補償器の上記各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相を制御する段階と、
   比較する段階にてパイロット信号よりも下側の周波数の各高次歪成分が設定値よりも大きい場合には制御器に予め設定されている設定値以下になるように周波数特性補償器の上記各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相を制御する段階とを有し、
   上記上側の周波数の各高次歪成分及び上記下側の周波数の各高次歪成分の両方が上記予め設定されている設定値以下になるまで、上記上側の周波数の各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相の制御、及び、上記下側の周波数の各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相の制御を繰り返し、
   前記制御器は、各高次歪発生経路ごとに制御を繰り返して行うことを特徴とするべき級数型プリディストータの制御方法。
2. パイロット信号発生器と、パイロット信号と送信信号を入力し、遅延器により構成される線形信号伝達経路と、高次の歪発生器と利得調整器と位相調整器により構成されるＮ（Ｎは自然数）個の高次歪発生経路に分配する分配器と、該線形信号伝達経路出力と該Ｎ個の高次歪発生器出力を合成する合成器と、該Ｎ個の高次歪発生経路の利得調整器と位相調整器を制御する制御器と、電力増幅器出力にてモニタされるパイロット信号の各高次歪成分を抽出する歪抽出器とを備え、電力増幅器出力にてモニタされたパイロット信号の各高次歪成分を最小にするように、該Ｎ個の高次歪発生経路の利得調整と位相調整の制御を行う、べき級数型プリディストータの制御装置であって、
   前記高次歪発生経路はさらに各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相を調整する周波数特性補償器を備え、
   前記制御器は、
   各高次歪発生経路の利得調整器と位相調整器を設定する手段と、
   抽出された各高次歪成分を制御器に予め設定されている設定値と比較する手段と、
   前記比較する手段は、パイロット信号よりも上側の周波数の各高次歪成分が設定値よりも大きい場合には制御器に予め設定されている設定値以下になるように周波数特性補償器の上記各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相を制御する手段と、
   パイロット信号よりも下側の周波数の歪成分が設定値よりも大きい場合には制御器に予め設定されている設定値以下になるように周波数特性補償器の上記各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相を制御する手段とを有し、
   上記上側の周波数の各高次歪成分及び上記下側の周波数の各高次歪成分の両方が上記予め設定されている設定値以下になるまで、上記上側の周波数の各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相の制御、及び、上記下側の周波数の各高次歪成分の周波数に対応する利得及び位相の制御を繰り返し、
   前記制御器は、各高次歪発生経路ごとに制御を繰り返して行うことを特徴とするべき級数型プリディストータの制御装置。

Images