CN100466464C - 用于控制基于幂级数的预矫正线性电路的方法和设备 - Google Patents

用于控制基于幂级数的预矫正线性电路的方法和设备 Download PDF

Info

Publication number
CN100466464C
CN100466464C CNB2005100697755A CN200510069775A CN100466464C CN 100466464 C CN100466464 C CN 100466464C CN B2005100697755 A CNB2005100697755 A CN B2005100697755A CN 200510069775 A CN200510069775 A CN 200510069775A CN 100466464 C CN100466464 C CN 100466464C
Authority
CN
China
Prior art keywords
distortion
path
frequency
rank
frequency characteristic
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB2005100697755A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1738192A (zh
Inventor
水田信治
铃木恭宜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Publication of CN1738192A publication Critical patent/CN1738192A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100466464C publication Critical patent/CN100466464C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3258—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits based on polynomial terms
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A47—FURNITURE; DOMESTIC ARTICLES OR APPLIANCES; COFFEE MILLS; SPICE MILLS; SUCTION CLEANERS IN GENERAL
    • A47J—KITCHEN EQUIPMENT; COFFEE MILLS; SPICE MILLS; APPARATUS FOR MAKING BEVERAGES
    • A47J43/00—Implements for preparing or holding food, not provided for in other groups of this subclass
    • A47J43/28—Other culinary hand implements, e.g. spatulas, pincers, forks or like food holders, ladles, skimming ladles, cooking spoons; Spoon-holders attached to cooking pots
    • A47J43/288—Spatulas; Scrapers; Multi-purpose hand implements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3209—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion the amplifier comprising means for compensating memory effects

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Analysis (AREA)
  • Mathematical Optimization (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Food Science & Technology (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

设置失真产生路径的增益调节器和相位调节器，使得提取出的失真分量与参考值相比变小。当导频信号的较高频率失真分量大于该参考值时，控制该失真产生路径的频率特性补偿器的增益和相位，以使该导频信号的较高频率失真分量变得小于在该控制器中预置的值。当该导频信号的较低频率失真分量大于参考值时，控制该失真产生路径的频率特性补偿器的增益和相位，以使导频信号的较低频率失真分量变得小于在该控制器中预置的值。

Description

用于控制基于幂级数的预矫正线性电路的方法和设备
技术领域
本发明涉及对在无线电通信发射机中使用的功率放大器的线性化。
背景技术
一种对功率放大器进行非线性补偿的公知方法是预矫正方法。该预矫正方法预先将失真分量添加到输入信号中，从而消除在功率放大器中出现的失真分量。在本说明书中，通过预矫正方法添加的失真分量在下文中将被称为补偿信号。理想的补偿信号被设置为与功率放大器实际创建的失真分量在电平上相等但相位相差180°。通过预矫正方法对于失真的补偿量取决于补偿信号的振幅和相位的精度。例如，当功率放大器的输入-输出特性通过幂级数模型用公式表示时，为了达到30dB的补偿，补偿信号将每个奇数阶失真分量的振幅和相位偏移分别保持在±0.28dB和±1.8°内。
一般而言，当功率放大器的工作点接近饱和功率时，功率附加效率(下文称为效率)也随之增长。然而，饱和功率区周围的功率放大器的操作引起失真分量的增长。为了达到在信号频带之外的预期失真衰减量(相邻信道泄漏功率比等等)，就比操作低效率区内的功率放大器的情况需要更高的失真补偿。
然而，饱和功率周围的功率放大器的非线性特性非常复杂，以至于产生为每个奇数阶失真分量提供上述振幅和相位偏移的补偿信号并不容易。使非线性特性变复杂的一个因素是其自身非线性特性中的所谓记忆效应(例如，W.Bosch和G.Gatti，“Measurement and Simulation of Memory Effects inPredistortion Linearizer，”IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，第37卷，1885-1890页，1989年12月，在下文称为非专利文献1)。这种记忆效应导致了通过具有特定特性的带通滤波器的失真分量的卷积，从而将频率特性添加到功率放大器中出现的失真分量。由于这个原因，为了实现特定频带上的预定失真补偿，该补偿信号需要被设置使得整个频带内的每个奇数阶失真分量的振幅和相位都保持在预定的偏移范围内。使非线性特性变复杂的另一个因素是功率放大器输出中不仅产生了3阶而且产生了5阶或更高阶失真分量。为了实现高的失真补偿，就要求该补偿信号有这样的频率特性，使得它能补偿由于记忆效应造成的频率特性，并且需要产生更高阶的补偿信号。
采用传统的基于幂级数的预矫正线性电路，下面称为幂级数预矫正线性电路，(例如，日本专利申请Kokai公开2003-229727，下文称为专利文献1，和Nojima与Okamoto，“Analysis and Compensation of TWT NonlinearitiesBased on Complex Power Series Representation，”IEICE(B)杂志，第J64-B卷，第12号，第1449-1456页，下文称为非专利文献2)，输入信号被取幂并调整它的振幅和相位来产生补偿信号。然而，没有预期频率特性能够给予该补偿信号，由于这个原因就不可能实现高失真补偿。
例如在日本专利申请Kokai公开2002-64340(下文称为专利文献2)中和日本专利申请Kokai公开2002-57533(下文称为专利文献3)中提出了用于频率特性补偿的预矫正方法。特别地，在专利文献2中，来自失真产生器的输出被分成基波信号的高频和低频分量，并且在振幅和相位上对这两种频率分量进行相互独立的调整以提供具有频率特性的补偿信号。在专利文献3中，由带通滤波器和矢量调节器组成的振幅-频率特性调整电路被设置在失真产生器之后，以添加频率特性到该补偿信号。
然而，专利文献2和3并没有清楚的公开如何获得补偿信号的预期频率特性。而且，这些专利文献暗示了用于补偿3阶和更高阶失真分量的配置，但它们没有记载关于补偿更高阶失真分量的具体方法。对于高阶失真的补偿存在着下述问题。
当通过预矫正线性电路添加特定阶数的补偿信号时，添加的补偿信号导致了在功率放大器的输出中产生新的失真分量。这个新产生的失真分量影响了其它阶失真分量的补偿效果。结果，对其它阶失真的补偿可能不能达到最佳。因此，必须考虑不同阶失真分量的补偿效果之间的这种相互依赖。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种实现补偿信号的频率特性的用于控制幂级数预矫正线性电路的具体方法和设备。本发明的另一个目的是提供一种允许根据需要对高阶失真进行补偿的用于控制幂级数预矫正线性电路的方法和设备。
该幂级数预矫正线性电路控制方法是用于幂级数预矫正线性电路的控制方法，其中输入信号被分离并且提供给线性信号传输路径和N个奇数阶失真产生路径，N是等于或大于1的整数，并且来自所述奇数阶失真产生路径的输出被组合成用于通过功率放大器补偿交叉调制失真的失真补偿信号，并且所述奇数阶失真产生路径的每一个中都插入有失真产生器，用于产生所述输入信号的奇数阶失真，还插入有频率特性补偿器，用于为所述奇数阶失真提供希望的频率特性。该幂级数预矫正线性电路控制方法包括步骤:
(a)将导频信号和所述输入信号输入到所述幂级数预矫正线性电路；
(b)从来自所述功率放大器的输出中提取出所述导频信号的失真分量；
(c)将所述提取的所述导频信号的失真分量中的较高频率失真分量与参考值进行比较，并调节所述频率特性补偿器的增益和相位的频率特性，以使所述导频信号的所述较高频率失真分量变得小于所述参考值；并且
(d)将所述提取的所述导频信号的失真分量中的较低频率失真分量与参考值进行比较，并调节所述频率特性补偿器的增益和相位的频率特性，以使所述导频信号的所述较低频率失真分量变得小于所述参考值。
根据本发明的用于实现控制上述幂级数预矫正线性电路的方法的控制设备包括:
导频信号产生器，用于产生较高和较低频率导频信号，并将所述较高和较低频率导频信号输入到所述幂级数预矫正线性电路；
失真提取器，用于从来自所述功率放大器的输出中提取所述较高和较低频率导频信号的奇数阶失真分量；和
控制器，用于控制所述频率特性补偿器的增益和相位的频率特性，使得所述较高和较低频率导频信号的所述奇数阶失真分量变得小于参考值。
附图说明
图1是图示了根据本发明第一实施例的具有控制装置的幂级数预矫正线性电路的配置的方框图；
图2A是示意性地示出了基带表现中的导频信号的频谱的示意图；
图2B是示意性地示出了功率放大器输出中的交叉调制失真分量的频谱的示意图；
图2C是示意性地示出了基带表现中的数字预矫正线性电路输出中的失真补偿信号的频谱的示意图；
图2D是示意性地示出了失真补偿功率放大器输出的频谱的示意图；
图3是用于获得频率特性补偿器的特性的方法的流程图；
图4是示出了用于获得频率特性补偿器的特性的处理1的流程图；
图5是示出了用于获得频率特性补偿器的特性的处理2的流程图；
图6A图解了通过3阶失真产生路径施加到补偿信号的增益的频率特性的基本思想；
图6B图解了通过3阶失真产生路径施加到补偿信号的相位的频率特性的基本思想；
图6C图解了通过5阶失真产生路径施加到补偿信号的增益的频率特性的基本思想；
图6D图解了通过5阶失真产生路径施加到补偿信号的相位的频率特性的基本思想；
图7是图解了根据本发明第二实施例的幂级数预矫正线性电路的配置的方框图；
图8是示出了用于本发明的FIR滤波器的例子的方框图；
图9是示出了根据本发明第三实施例的具有控制装置的幂级数预矫正线性电路的方框图；
图10是示出了对于多阶失真分量的独立控制的过程的流程图；和
图11是示出了对于多阶失真的同时控制的过程的流程图。
具体实施方式
实施例1
图1以方框的形式图示了实现本发明的具有控制装置的幂级数预矫正线性电路的基本结构。该图示的幂级数预矫正线性电路计划用于3阶和5阶失真的补偿。预矫正线性电路20通过分配器21将输入信号分离和分配到线性信号传输路径LP、3阶失真产生路径DP1、和5阶失真产生路径DP2，并且通过加法器27将来自这些路径LP、DP1和DP2的输出相加以提供该预矫正线性电路20的输出。在3阶失真产生路径DP1中，串联了3阶失真产生器231、频率特性补偿器241、相位调节器251和增益调节器261。类似地，在5阶失真产生路径DP2中，串联了5阶失真产生器232、频率特性补偿器242、相位调节器252和增益调节器262。奇数阶失真产生器231和232各自对到其中的输入信号执行奇数阶操作。例如，假设用x代表输入信号，则3阶失真产生器241执行x3的操作。通常，本发明可应用于提供有预期数量N(N是等于或大于1的整数)的奇数阶失真产生路径的数字预矫正线性电路。
来自数字预矫正线性电路20的输出通过数字-模拟转换器(DAC)31而转换成模拟信号，该模拟信号又通过由混频器32A和本地振荡器32B组成的变频器32而转换成射频频带信号，然后将该射频频带信号施加到作为失真补偿的对象的功率放大器33。
还提供有组成根据本发明的预矫正线性电路的控制设备的导频信号产生器13、加法器12、分配器34、失真提取器35和控制器40。导频信号产生器13产生频率为f1/2和-f1/2并且振幅相等的两个载波作为基带的导频信号PU和PL，并且经由加法器12将导频信号PU和PL提供给数字预矫正线性电路20。来自功率放大器33的输出的一部分由分配器34进行提取并被提供给失真提取器35。失真提取器35提取由于两个导频信号PU和PL的交叉调制而由功率放大器33创建的3阶和5阶失真，并且将这些失真提供给控制器40。控制器40控制频率特性补偿器241、242，相位调节器251、252和增益调节器261、262，以使所提取的交叉调制失真分量低于预定的相邻信道泄漏功率比。导频信号的使用利于通过幂级数建模的奇数阶失真分量的提取，也允许容易地控制幂级数预矫正线性电路的频率特性补偿器、增益调节器和相位调节器。
如虚线所示，控制器40由以下部件组成:比率计算部件40A，用于使用失真提取器35所提取的各阶失真分量来计算相邻信道泄漏功率比；比较部件40B，用于将计算出的相邻信道泄漏功率比与参考值进行比较；和控制部件40C，用于根据比较结果而控制各阶失真产生路径的频率特性补偿器、相位调节器和增益调节器。使用该导频信号的情况下的相邻信道泄漏功率比通过功率放大器输出中的每个失真分量与导频信号的功率比来表示。假设该导频信号功率是固定的，由于每个失真分量的相邻信道泄漏功率比对应于该失真分量的功率比，因此不需要计算导频信号的功率，而是用每个失真分量的功率值与预定的参考值进行比较，并且实现上述控制，以使失真分量的功率值变得小于该参考值。在这种情况下，该比率计算部件40A不是必要的。
为了解释装备有频率特性补偿器的预矫正线性电路的操作，在图2A到2D中示意性的示出了该预矫正线性电路的各个部件的信号频谱。导频信号PU和PL在基带中产生，PU和PL是两个频率相隔f1但振幅相等的载波信号(图2A)。该导频信号PU和PL在图2A中表达为基带信号。该导频信号PU和PL通过频率转换器32而上变频为中频fc，将该变频后的信号施加到功率放大器33，其中在该功率放大器33的输出中发生交叉调制失真(图2B)。图2B中所示的交叉调制失真分量是相对于中频fc的更高和更低频率(fc+3f1/2和fc-3f1/2)的3阶失真分量和在3阶失真分量之外的更高和更低频率(fc+5f1/2和fc-5f1/2)的5阶失真分量。为了消除这些交叉调制失真分量，该预矫正线性电路20向该导频信号添加补偿信号。
在图2C中，在DAC 31的输出中，将较高的3阶补偿失真(增益G3U和相位P3U)、较低的3阶补偿失真(增益G3L和相位P3L)、较高的5阶补偿失真(增益G5U和相位P5U)和较低的5阶补偿失真(增益G5L和相位P5L)表示为基带信号。然而，在图2C中没有示出相位调节器251、252和增益调节器261、262在相位和增益上的变化。来自DAC 31的输出信号通过频率转换器32进行上变频，并且输入到功率放大器33。来自功率放大器33的输出信号是由数字预矫正线性电路20补偿后的信号(图2D)。控制增益调节器251、252、相位调节器261、262和频率特性补偿器241、242以便消除在功率放大器输出中创建的交叉调制失真。顺便提及，假定该增益调节器261和262在频率上提供固定的增益，并且该相位调节器251和252在频率上提供固定的相位变化。
接下来转到图3，将给出如何获得该频率特性补偿器的特性的描述。由于对特定阶失真的补偿会对其它阶失真的补偿施加影响，所以对多阶失真的补偿需要依次重复直到该失真满足相邻信道泄漏功率比小于预定值这一条件为止。在这样的情况下，假设低阶失真补偿对高阶失真补偿的影响大于后者对前者的影响；因此，为了减小直到满足上述条件为止的重复失真补偿的工作量，在对3阶失真进行补偿之后执行对5次失真的补偿。
首先，失真提取器35从功率放大器33的输出信号中提取出3阶和5阶交叉调制失真分量，然后在控制器40的比率计算部件40A中计算相应的失真分量的相邻信道泄漏功率比，并且在比较部件40B中将该比率与预定的参考值进行比较，来检查是否3阶和5阶的较高和较低交叉调制失真都满足以下条件:它们的相邻信道泄漏功率比低于该参考值(步骤S1)。
当3阶失真或者3阶和5阶失真都不满足该条件时，将增益调节器261的增益G3和相位调节器251的相位P3设置为首先对3阶失真进行补偿(步骤S2)。这些值可任意设置，但它们可最好设置为使相邻信道泄漏功率比变得相对低。在这之后，再次执行检查来确定是否较高和较低的3阶交叉调制失真分量各自都符合上述关于相邻信道泄漏功率比的条件(步骤S3)。当较低的失真分量不符合该条件时(步骤S4)，改变在频率fc-3f1/2处的频率特性补偿器241的增益G3L和相位P3L(步骤S5)以满足该条件(步骤S6)。当较高的或者较高和较低的3阶失真分量都不符合该条件时(步骤S7)，改变在频率fc+3f1/2处的频率特性补偿器241的增益G3U和相位P3U(步骤S8)以满足该条件(步骤S9)。
在较高的和较低的失真分量都不满足该条件的情况下，改变与较高和较低失真分量中的任一个对应的频率特性补偿器的增益和相位以满足该条件(图3的步骤S8示出了改变较高失真分量的增益G3U和相位P3U的情况)。重复该操作直到较高和较低交叉调制失真中的任一个满足该条件为止。这里，频率特性补偿器241的增益G3U和G3L表示与增益调节器261的增益G3不同，并且相位P3U和P3L表示为与相位调节器251的相位改变P3不同。
当5阶交叉调制失真不满足相邻信道泄漏功率比低于预定的参考值这一条件时，该增益调节器262的增益和该相位调节器252的相位被分别设置为G5和P5(S12)。这些值可任意设置，但它们最好设置为使相邻信道泄漏功率比变得相对低。然后，执行检查以确定是否较高和较低的5阶交叉调制失真分量各自都满足关于相邻信道泄漏功率比的预定条件(步骤S13)。当较低的失真分量不满足该条件时(步骤S14)，改变在频率fc-5f1/2处的频率特性补偿器241的增益G5L和相位P5L(步骤S15)以满足该条件(步骤S16)。当较高的或较高和较低的5阶失真分量都不满足该条件时(步骤S17)，改变在频率fc+5f1/2处的频率特性补偿器241的增益G5U和相位P5U(步骤S18)以满足该条件(步骤S19)。
在较高和较低的失真分量都不满足该条件的情况下，就改变与较高和较低的失真分量中的任一个对应的频率特性补偿器的增益和相位以提供预定的相邻信道泄漏功率比(图3的步骤S18示出了改变较高失真分量的增益G5U和相位P5U的情况)。重复该操作直到较高和较低交叉调制失真中的任一个满足关于相邻信道泄漏功率比的预定条件为止。这里，频率特性补偿器242的增益G5U和G5L表现为与增益调节器262的增益G5不同，并且相位P5U和P5L表现为与相位调节器252的相位改变P5不同。
在3阶和5阶交叉调制失真都不满足相邻信道泄漏功率比低于预定参考值这一条件的情况下，采用与上述相同的方法调节3阶和5阶失真中的任一个以满足该条件。(图3中的步骤S2示出了调节3阶失真的情况)。
图4和图5详细地示出了获得频率特性补偿器241和242的增益和相位(G3L和P3L、G3U和P3U、G5L和P5L、以及G5U和P5U)的步骤(在图3中用符号“*”表示的S5、S8、S15和S18)。作为示例，下面将描述G3U和P3U的调节(图3中的步骤8)。采用与步骤S8的情况相同的方式执行其它步骤。
首先，执行检查以确定该交叉调制失真是否满足相邻信道泄漏功率比低于预定值这一条件(步骤S8-1)。当满足该条件时，该处理结束。如果不满足该条件，则记录此刻在频率fc+3f1/2处出现的交叉调制失真的功率值WA(步骤S8-2)。然后增益G3U被添加特定步长ΔG(步骤S8-3)，并且记录此刻在频率fc+3f1/2处出现的交叉调制失真的功率值WB(步骤S8-4)。然后从增益G3U中减去该步长ΔG(步骤S8-5)，并且记录此刻在频率fc+3f1/2处出现的交叉调制失真的功率值WC(步骤S8-6)。可用任意值设置该步长。
将由此记录的功率值WA、WB和WC进行比较(步骤S8-7)，并且如果其中功率值WA最小，则该过程转移到对相位P3U的处理(步骤S8-8)。当功率值WB或WC最小时(步骤S8-9、S8-10)，就重复执行加或减(步骤S8-91、S8-101)直到出现在频率fc+3f1/2处的交叉调制失真不再减小为止(步骤S8-92、S8-102)。当交叉调制失真不再减小时，该过程转移到对相位P3U的处理(图5中描述的处理2)。也可通过增益G3U的相同过程执行对相位P3U的处理。
最后，当出现在频率fc+3f1/2处的交叉调制失真不再减小时，执行检查以确定G3U和P3U是否已经与它们的初始值发生了改变(步骤S8-11)。如果它们已经发生了改变，该过程转移到如图4所示的处理1对增益G3U进行重新调节。如果它们没有发生改变，则步长ΔG和ΔP被分别减去α和β(正常数)(步骤S8-12)，在该步骤之后再次执行图4的处理1。尽管图4和5中的调节以G3U开始，但也可以以P3U开始。
重复图4和5中所示的处理直到该3阶和5阶交叉调制失真的每一个都满足相邻信道泄漏功率比低于预定值这一条件为止。最终在失真产生路径DP1中被添加到该失真补偿信号的频率特性是通过增益调节器261、相位调节器251和频率特性补偿器241的频率特性的组合版本(version)，例如其示出为图6A和6B中的增益和相位的频率特性。类似地，最终在失真产生路径DP2中被添加到失真补偿信号中的频率特性是通过增益调节器262、相位调节器252和频率特性补偿器242的频率特性的组合版本，例如其示出为图6C和6D中的增益和相位的频率特性。
已经给出了仅对3阶和5阶失真进行补偿的方法的以上描述，但是如果需要，该方法也可应用于对7阶和更高阶失真的补偿。该3阶和5阶失真已被描述为单独地进行补偿，但它们也可以同时进行补偿。
上述方法使获得3阶和5阶失真补偿信号的频率特性成为可能，并允许对该3阶和5阶失真进行补偿。
实施例2
图7以方框的形式图示了本发明的第二实施例。
在该实施例中，增加了7阶失真产生路径DP3作为图1实施例中的数字预矫正线性电路20的另一个失真产生路径，并且每个失真产生路径中的频率特性补偿器由FIR滤波器组成。来自各个失真产生路径DP1、DP2和DP3的输出被加法器271和272相加在一起，并且该相加后的输出由加法器27添加到线性信号传输路径LP的输出中。还提供了低通滤波器31F和带通滤波器32C，该低通滤波器31F用于从DAC 31输出中去除混叠(aliasing)，该带通滤波器32C用于从形成频率转换器32的混频器32A的输出中去除带外信号。该分配器34由定向耦合器34A和带通滤波器34B组成。来自分配器34的输出在形成频率转换器36的混频器36A中通过来自本地振荡器32B的频率fc的载波而进行下变频，并且该下变频信号被施加到带通滤波器36B以提供例如基带信号。该基带信号由放大器37进行放大，并且该放大的信号通过模拟-数字转换器(ADC)38而转换成数字信号，该数字信号被提供给失真提取器35。
该失真提取器35由3阶失真提取带通滤波器351、5阶失真提取带通滤波器352和7阶失真提取带通滤波器353组成。控制器40由3阶失真分量控制器421、5阶失真分量控制器422和7阶失真分量控制器423组成，它们被提供有提取出的3阶、5阶和7阶失真分量以控制与各阶对应的频率特性补偿器241、242、243，相位调节器251、252、253和增益调节器261、262、263。这些失真分量控制器每一个都具有与图1实施例一样的比率计算部件、比较部件和控制部件，但没有示出它们。该控制器40进一步提供有控制部件41，用于控制失真分量控制器421、422和423的操作。
该数字预矫正线性电路被示出为具有用于处理3阶、5阶和7阶失真的结构，但阶数可以按照希望进行改变。
如图8所示，形成每个频率特性补偿器241、242和243的FIR滤波器包括K个级联的延迟元件24D1到24DK、用于将延迟元件的输入和输出端的信号分别乘以预置的抽头系数a0到aK的乘法器24M0到24MK、和用于将来自乘法器的输出相加的加法器24S1到24SK。可以确定抽头系数a0到aK的值以使该FIR滤波器241、242和243可以具有希望的频率特性。
作为具有频率间隔f1且具有相同振幅的两个载波的导频信号PU和PL被输入到该数字预矫正线性电路20中。来自数字预矫正线性电路20的输出信号是已经对导频信号PU和PL添加了补偿信号的信号。该输出信号被转换为模拟信号，该模拟信号被执行上变频，以使中心频率成为fc，之后它被输入到功率放大器33中。在这种情况下，由数字预矫正线性电路20产生的补偿信号被设置为执行全部传送路径中的失真补偿。因此，向功率放大器33的输入信号中的补偿信号可以与从数字预矫正线性电路20输出的信号中的补偿信号不同。
由定向耦合器34A和带通滤波器34B形成的分配器34提取该交叉调制失真，所提取出的失真通过由混频器36A和带通滤波器36B组成的频率转换器进行下变频。下变频的信号通过模拟-数字转换器(ADC)38而转换成数字信号，该数字信号被输入到失真提取器35。形成该失真提取器35的3阶、5阶和7阶失真分量提取带通滤波器351、352和353各自通过较高和较低带通滤波器(失真分量提取BPF)而提取相应阶的较高和较低交叉调制失真信号。该3阶、5阶和7阶失真分量控制器421、422和423每一个都使用提取出的信号，以通过增益调节器26、相位调节器25和频率特性补偿器24来改变来自失真产生器23的输出的振幅和相位，直到达到相邻信道泄漏功率比下降到小于预定值的失真补偿量为止。获得这种失真补偿量的方法与先前描述过的方法相同。这样获得的频率特性被设置为FIR滤波器241、242和243(频率特性补偿器)的抽头系数。该FIR滤波器241、242和243可被设置在奇数阶失真产生器23的输入侧。
实施例3
图9以方框形式图示了本发明的第三实施例。在该实施例中，采用24n表示在第(2n+1)阶失真补偿路径中的频率特性补偿器，其中n＝1，2和3，采用一组快速傅立叶变换(FFT)24An、频率特性调节器24Bn和快速逆傅立叶变换(IFFT)24Cn来代替在图7实施例中的形成相应第(2n+1)阶的失真产生路径DPn的频率特性补偿器24n的FIR滤波器。采用这种对频率特性控制的配置，通过FFT 24 An将来自失真产生器23n的输出信号转换为频域信号，然后通过频率特性调节器24Bn将该信号乘以希望的频率特性的系数，并通过IFFT 24Cn将该相乘后的信号反向转换成时域信号。
控制器40的3阶失真补偿控制器421控制该3阶失真产生路径DP1的增益调节器261、相位调节器251和频率特性调节器24B1的相乘系数，以使在来自功率放大器33的输出中的3阶失真分量满足相邻信道泄漏功率比小于预定值这一条件。使用与在第一实施例中相同的方法，通过使用导频信号来设置频率特性调节器24 B1的系数。同样的方法可以应用于5阶和7阶失真产生路径DP2和DP3。该FFT和IFFT可以设置在每个奇数阶失真产生器23的输入侧。该3阶、5阶和7阶失真产生路径DP1、DP2和DP3的增益调节器、相位调节器和频率特性调节器采用与第一实施例中的相同方式进行控制。
在上述实施例中，数字预矫正线性电路20的3阶、5阶和7阶失真产生路径DP1、DP2和DP3可以如图10所示相互独立地进行控制。例如，在步骤S1中，3阶失真产生路径DP1的增益调节器261、相位调节器251和频率特性补偿器241采用与第一实施例相同的方式进行控制。也就是说，实现该控制，使得监控的导频信号的3阶失真分量在来自功率放大器33的输出中被最小化。一旦完成这个控制操作，就停止3阶失真产生路径DP1的控制，在步骤S2中，以类似的方法控制5阶失真产生路径DP2的增益调节器262、相位调节器252和频率特性补偿器242，使得监控的导频信号的5阶失真分量在来自功率放大器33的输出中减到最小。在步骤S3中，以类似的方法控制7阶失真产生路径DP3的增益调节器263、相位调节器253和频率特性补偿器243，使得监控的导频信号的7阶失真分量在来自功率放大器33的输出中减到最小。以这种方式，3阶、5阶和7阶失真产生路径被独立地控制。重复以上控制，直到该3阶、5阶和7阶失真分量减到最小为止。
在第二实施例中，控制目标值被描述为最小值，但可以实现该控制使得该目标值小于先前描述的参考值。如果合适，该参考值可以根据例如相邻信道泄漏功率比等的功率放大器的设计条件和无线电波环境而改变。对于3阶、5阶和7阶失真产生路径可以使用不同的参考值。该参考值可以在控制操作的过程中改变。例如，在3阶失真产生路径DP1的第一控制中，使用特定的参考值直到该目标值变得小于该参考值为止。在完成了对5阶和7阶失真产生路径DP2和DP3的控制之后再次对3阶失真产生路径DP1进行控制的情况下，该参考值可以改变为较小的值。对其它阶的失真产生路径可以使用相同的方法。
通过图10中的步骤S1、S2和S3的数字预矫正线性电路20的3阶、5阶和7阶失真产生路径DP1、DP2和DP3的控制操作可以如图11所示被同时执行。
例如，重复控制3阶、5阶和7阶失真产生路径DP1、DP2和DP3的增益调节器、相位调节器和频率特性补偿器，直到在步骤S4中监控的导频信号的3阶、5阶和7阶失真分量在来自功率放大器33的输出中同时减到最小为止，正如第一实施例的情况。可替换地，可以实现该控制直到3阶、5阶和7阶失真分量各自都变得小于参考值为止。
本发明的效果
根据本发明，较高和较低频率的导频信号的奇数阶失真分量通过在各个奇数阶失真产生路径中设置的频率特性补偿器而被单独控制，通过这种方法，有可能实现具有高精度的失真补偿。此外，由于预矫正线性电路通过数字信号处理技术进行配置，因此与专利文献2和3中阐述的由模拟元件形成的那些预矫正线性电路相比，该预矫正线性电路的配置可更加简化。

Claims (21)

1.一种用于幂级数预矫正线性电路的控制方法，该幂级数预矫正线性电路如下构成：输入信号被分离并且提供给线性信号传输路径和N个奇数阶失真产生路径，N是等于或大于1的整数，来自所述奇数阶失真产生路径的输出被组合成要被与来自所述线性信号传输路径的输出一起施加到功率放大器的失真补偿信号，以便补偿通过功率放大器的交叉调制失真，并且所述奇数阶失真产生路径的每一个中都插入有失真产生器，用于产生所述输入信号的奇数阶失真，还插入有频率特性补偿器，用于为所述奇数阶失真提供希望的频率特性，所述方法包括步骤：
(a)将每个作为所述输入信号的导频信号和传输信号输入到所述幂级数预矫正线性电路；
(b)从来自所述功率放大器的输出中提取出所述导频信号的失真分量；
(c)将所述提取的所述导频信号的失真分量中的较高频率失真分量与参考值进行比较，并调节所述频率特性补偿器的增益和相位的频率特性，以使所述导频信号的所述较高频率失真分量变得小于所述参考值；并且
(d)将所述提取的所述导频信号的失真分量中的较低频率失真分量与参考值进行比较，并调节所述频率特性补偿器的增益和相位的频率特性，以使所述导频信号的所述较低频率失真分量变得小于所述参考值。
2、如权利要求1所述的方法，其中所述导频信号是具有相同振幅但频率不同的双载波信号。
3、如权利要求2所述的方法，进一步包括交替两次或更多次重复所述步骤(c)和(d)的步骤。
4、如权利要求2或3所述的方法，其中所述N是等于或大于2的整数，并且根据与所述奇数阶失真产生路径对应的提取出的不同奇数阶失真分量，而对不同奇数阶的所述失真产生路径分别执行通过所述步骤(c)和(d)的所述调节。
5、如权利要求4所述的方法，其中重复执行对所述N个失真产生路径的每个的所述调节，直到每个奇数阶失真分量变得小于所述参考值为止。
6、如权利要求5所述的方法，其中在每一轮重复中按顺序执行对所述N个失真产生路径的调节。
7、如权利要求5所述的方法，其中在每一轮重复中同时执行对所述N个失真产生路径的调节。
8、如权利要求4所述的方法，其中对于每一轮的重复，所述参考值被改变为更小的值。
9、如权利要求2所述的方法，其中所述每个失真产生路径中还插入有相位调节器和增益调节器，该方法进一步包括，在所述步骤(c)和(d)之前的控制所述相位调节器和所述增益调节器的步骤，以使通过所述步骤(b)提取出的所述失真分量的功率变得小于预定值。
10、如权利要求5所述的方法，其中对于每一轮的重复，所述参考值被改变为更小的值。
11、如权利要求4所述的方法，其中所述每个失真产生路径中还插入有相位调节器和增益调节器，该方法进一步包括，在所述步骤(c)和(d)之前的控制所述相位调节器和所述增益调节器的步骤，以使通过所述步骤(b)提取出的所述失真分量的功率变得小于预定值。
12、一种用于实现权利要求1的所述控制方法的控制设备，所述设备包括:
导频信号产生器，用于产生导频信号，并将其输入到所述幂级数预矫正线性电路；
失真提取器，用于从来自所述功率放大器的输出中提取所述导频信号的奇数阶失真分量；和
控制器，用于控制每个所述N个奇数阶失真产生路径中的所述频率特性补偿器的增益和相位的频率特性，使得由所述失真提取器检测的所述提取出的所述导频信号的奇数阶失真分量中的较高和较低频率失真分量变为小于预定的参考值。
13、如权利要求12所述的设备，其中所述导频信号是具有相同振幅但频率不同的双载波信号。
14、如权利要求13所述的设备，其中所述N是等于或大于2的整数，并且所述控制器根据与所述奇数阶失真产生路径对应的所提取的不同奇数阶失真分量，而分别调节不同奇数阶的所述失真产生路径的所述频率特性补偿器。
15、如权利要求14所述的设备，其中所述控制器对所述N个失真产生路径的每个重复执行调节，直到每个奇数阶失真分量变得小于所述参考值为止。
16、如权利要求15所述的设备，其中在每一轮重复中所述控制器按顺序执行对所述N个失真产生路径的调节。
17、如权利要求15所述的设备，其中在每一轮重复中所述控制器同时执行对所述N个失真产生路径的调节。
18、如权利要求15或16所述的设备，其中对于每一轮的重复，所述控制器将所述参考值改变为更小的值。
19、如权利要求14所述的设备，其中在每个奇数阶失真产生路径上的所述频率特性补偿器是FIR滤波器，并且所述控制器控制所述FIR滤波器的抽头系数。
20、如权利要求14所述的设备，其中所述频率特性补偿器由将信号变换为频域信号的FFT、调节所述频域信号的增益和相位的频率特性调节器、和将所述频域信号逆变换为时域信号的IFFT构成，并且所述控制器控制所述频率特性调节器的增益和相位。
21、如权利要求13或14所述的设备，其中所述每个失真产生路径进一步在其中插入有相位调节器和增益调节器，并且所述控制器控制所述相位调节器和所述增益调节器，使得所述提取出的失真分量的功率变得小于预定值。
CNB2005100697755A 2004-02-27 2005-02-28 用于控制基于幂级数的预矫正线性电路的方法和设备 Expired - Fee Related CN100466464C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP053244/04 2004-02-27
JP2004053244A JP4598414B2 (ja) 2004-02-27 2004-02-27 べき級数型プリディストータの制御方法及び装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1738192A CN1738192A (zh) 2006-02-22
CN100466464C true CN100466464C (zh) 2009-03-04

Family

ID=34747535

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2005100697755A Expired - Fee Related CN100466464C (zh) 2004-02-27 2005-02-28 用于控制基于幂级数的预矫正线性电路的方法和设备

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7196576B2 (zh)
EP (1) EP1569331B1 (zh)
JP (1) JP4598414B2 (zh)
KR (1) KR100665023B1 (zh)
CN (1) CN100466464C (zh)
DE (1) DE602005026076D1 (zh)

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050242860A1 (en) * 2004-04-30 2005-11-03 Weijie Yun FFT-based multichannel video receiver
US7348843B1 (en) * 2005-04-21 2008-03-25 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Predistortion linearizer using cascaded lower-order linearizers
CN100576724C (zh) * 2005-05-18 2009-12-30 株式会社Ntt都科摩 幂级数型前置补偿器及其控制方法
DE602006000525T2 (de) * 2005-06-03 2009-02-05 Ntt Docomo Inc. Mehrbandvorverzerrer mit Korrekturwertetabellen
CN100527602C (zh) * 2005-06-06 2009-08-12 株式会社Ntt都科摩 多频带用型幂级数型前置补偿器
EP1895654B1 (en) * 2005-06-24 2011-08-10 NEC Corporation High frequency power amplifier distortion compensation device
JP4770440B2 (ja) * 2005-12-13 2011-09-14 ソニー株式会社 信号処理装置、信号処理方法
KR100760523B1 (ko) * 2006-07-29 2007-09-20 홍의석 전치왜곡 선형화기
US7724840B2 (en) * 2006-12-19 2010-05-25 Crestcom, Inc. RF transmitter with predistortion and method therefor
JP2008271289A (ja) * 2007-04-23 2008-11-06 Hitachi Kokusai Electric Inc 歪補償装置
US9548775B2 (en) * 2007-09-06 2017-01-17 Francis J. Smith Mitigation of transmitter passive and active intermodulation products in real and continuous time in the transmitter and co-located receiver
US11036262B1 (en) 2008-01-14 2021-06-15 Micro Mobio Corporation Radio frequency power amplifier with adjacent channel leakage correction circuit
US9088258B2 (en) * 2008-01-14 2015-07-21 Micro Mobio Corporation RF power amplifier with linearity control
JP5060532B2 (ja) 2008-09-10 2012-10-31 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型プリディストータ、べき級数型プリディストータの制御方法
GB2466072B (en) * 2008-12-12 2011-03-23 Motorola Inc Adaptive cartesian loop transmitter for broadband and optimal loop stability adjustment
JP5113871B2 (ja) * 2009-05-21 2013-01-09 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータ及びその制御方法
JP5355508B2 (ja) * 2009-08-27 2013-11-27 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータとその歪補償制御方法
US8351877B2 (en) * 2010-12-21 2013-01-08 Dali Systems Co. Ltfd. Multi-band wideband power amplifier digital predistorition system and method
JP5459158B2 (ja) * 2010-09-21 2014-04-02 富士通株式会社 送信装置及び歪補償方法
US8766718B2 (en) 2011-09-30 2014-07-01 Aviat U.S., Inc. Systems and methods for adaptive power amplifier linearization
US10938360B1 (en) 2011-10-26 2021-03-02 Micro Mobio Corporation Multimode multiband wireless device with broadband power amplifier
WO2013084778A1 (ja) * 2011-12-09 2013-06-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ プリディストータ、プリディストータ制御方法
US9112748B2 (en) * 2012-02-13 2015-08-18 Qualcomm Incorporated Reduction of small spurs in transmitters
JP6190634B2 (ja) * 2013-06-21 2017-08-30 株式会社Ｎｔｔドコモ プリディストータ、プリディストータの制御方法
WO2016029190A1 (en) * 2014-08-22 2016-02-25 Lockheed Martin Corporation Multi-stage linearizer
US9838048B2 (en) * 2014-12-19 2017-12-05 The Regents Of The University Of California Channelized active noise elimination (CANE) for bit stream RF transmitters
US10116340B2 (en) * 2016-01-28 2018-10-30 Texas Instruments Incorporated Wideband low distortion power amplifier
CN110326214B (zh) * 2017-03-02 2023-06-23 住友电气工业株式会社 失真补偿装置和失真补偿方法
JP2018182623A (ja) * 2017-04-18 2018-11-15 富士通株式会社 歪みキャンセル装置および歪みキャンセル方法
US10304669B1 (en) * 2018-01-21 2019-05-28 Mks Instruments, Inc. Adaptive counter measure control thwarting IMD jamming impairments for RF plasma systems
US11515617B1 (en) 2019-04-03 2022-11-29 Micro Mobio Corporation Radio frequency active antenna system in a package
CN110336572B (zh) * 2019-06-11 2020-09-15 三维通信股份有限公司 一种收发信机的增益平坦度补偿方法
US20230318636A1 (en) * 2022-03-30 2023-10-05 Qualcomm Incorporated Frequency-Based Predistortion Signal Generation

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6549067B1 (en) * 1999-04-01 2003-04-15 Andrew Corporation Method and apparatus for linearizing an output signal
US6580320B1 (en) * 1999-02-12 2003-06-17 Andrew Corporation Signal processing apparatus

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5685909A (en) * 1979-12-14 1981-07-13 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Automatic following type nonlinear compensation system
FR2507026A1 (fr) * 1981-05-26 1982-12-03 Thomson Csf Dispositif de correction d'intermodulation produite par un amplificateur de signaux hautes frequences
JPH0295917U (zh) * 1989-01-20 1990-07-31
US5565814A (en) * 1994-12-21 1996-10-15 Nec Corporation Feedforward amplifier using frequency changeable pilot signal
JP3662138B2 (ja) * 1998-03-16 2005-06-22 株式会社日立国際電気 増幅器
WO2000074232A1 (fr) * 1999-05-28 2000-12-07 Fujitsu Limited Amplificateur de compensation de distorsion du type predistorsion
US6515544B1 (en) * 1999-09-17 2003-02-04 Ntt Docomo, Inc. Multi-terminal power combining feed-forward amplifier
JP2002057533A (ja) * 2000-05-30 2002-02-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 前置歪み補償回路、低歪み電力増幅器、及びその制御方法
JP2002064340A (ja) 2000-08-14 2002-02-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
JP3564382B2 (ja) * 2000-10-24 2004-09-08 松下電器産業株式会社 プリディストーション歪み補償回路
DE60135249D1 (de) * 2000-12-04 2008-09-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd Vorwärtskopplungsverstärker, kommunikationsvorrichtung, vorwärtskopplungsverstärkungsverfahren, programm und medium
JP2003110369A (ja) * 2001-09-27 2003-04-11 Hitachi Kokusai Electric Inc 歪み補償増幅装置
JP2003229727A (ja) 2002-02-05 2003-08-15 Nagano Japan Radio Co 非線形歪補償回路
JP2004064377A (ja) * 2002-07-29 2004-02-26 Hitachi Kokusai Electric Inc フィードフォワード増幅器

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6580320B1 (en) * 1999-02-12 2003-06-17 Andrew Corporation Signal processing apparatus
US6549067B1 (en) * 1999-04-01 2003-04-15 Andrew Corporation Method and apparatus for linearizing an output signal

Also Published As

Publication number Publication date
EP1569331B1 (en) 2011-01-26
JP4598414B2 (ja) 2010-12-15
CN1738192A (zh) 2006-02-22
DE602005026076D1 (de) 2011-03-10
EP1569331A1 (en) 2005-08-31
US7196576B2 (en) 2007-03-27
JP2005244723A (ja) 2005-09-08
KR20060042263A (ko) 2006-05-12
US20050189990A1 (en) 2005-09-01
KR100665023B1 (ko) 2007-01-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100466464C (zh) 用于控制基于幂级数的预矫正线性电路的方法和设备
EP2293436B1 (en) Power series digital predistorter and distortion compensation control method therefor
EP3941011B1 (en) Processing transmission signals in radio transmitter
CN101895260B (zh) 幂级数型数字预失真器及其控制方法
CN100566133C (zh) 用于放大具有输入信号功率的输入信号的设备和方法
KR101150734B1 (ko) 멱급수형 프리디스토터, 멱급수형 프리디스토터의 제어방법
US20050123066A1 (en) Adaptive pre-distortion method and apparatus for digital rf transmitters
US20150078484A1 (en) Predistortion Correction Method, Predistortion Correction Apparatus, Transmitter, and Base Station
CN103873407A (zh) 用于在观测环内具有降低的采样率的射频发射器的数字预失真系统
US20070063769A1 (en) Arrangement and method for digital predistortion of a complex baseband input signal
KR101255561B1 (ko) 멱급수형 디지털 프리디스토터와 그 왜곡 보상 제어 방법
CN104937841A (zh) 用于pa线性化的频带限制自适应的系统和方法
CN100521513C (zh) 多级放大设备和使用它的接收、发送及无线电通信设备
CN104426823A (zh) 预失真方法及预失真装置
KR20040090919A (ko) 왜곡 보상 회로 및 송신 장치
RU2761856C1 (ru) Способ повышения линейности высокочастотных усилителей мощности и устройство для его осуществления
Lee et al. Training of digital predistortion based on signal-to-distortion-ratio measurements
Finnerty et al. Cartesian pre-distortion using a sigma delta modulator for multi-standard RF power amplifiers
Collins et al. H-infinity robust design methodology approach to RF PA linearization
JP2001016047A (ja) 歪み発生器、プリディストータおよび歪み補償器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20090304

Termination date: 20180228

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee