WO2006137600A1 - 高周波電力増幅器の歪み補償装置 - Google Patents

Abstract

高周波電力増幅器の出力信号成分に含まれる非線形歪み信号を検出する一方、増幅すべき高周波信号から非線形歪み信号を生成し、この非線形歪み信号と検出された非線形歪み信号との相関を求め、その結果得られた信号に基づいて制御変数を求め、求められた制御変数と生成された非線形歪み信号の乗算により歪み補償信号を生成して増幅すべき信号に加算する。これにより、最適な歪み補償特性を自動的に維持することができ、良好な歪み補償を高速に達成し得る歪み補償装置を提供する。

Description

高周波電力増幅器の歪み補償装置 技術分野

本発明は、 高周波信号を電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する装置 に関する。 明 背景技術 書

高周波信号を増幅する際に、 その包絡線が一定でない信号に対しては、 入力 と出力とが線形であること、 いわゆる線形性が必要である。 なぜならば、 線形 性が失われるといわゆる非線形歪み （以後歪みと記す） が発生し、 もとの信号 の帯域外に不要電力を輻射することになり、 隣接するチャネルに干渉を与える からである。

ところが、 実際の電力増幅器は少なからず非線形性を有しており、 完全な線 形性を得ることが不可能である。 一般に線形性を重視すると、 電力増幅器の電 力効率 （電源から高周波数信号に変換される電力の割合） が低下する。 逆に電 力効率を高めようとすると、 非線形性が強くなる。 この相反する増幅器の特性 を両立させる方法として、 増幅器で発生する非線形歪みを補償する技術がこれ まで知られている。 発明の開示

発明が解決しょうとする課題：

非線形歪みを補償するこれまでの技術は負帰還法、 フィードフォヮ一ド法、 およびプレディストータ法に大別できる。 負帰還法は、 その動作が高速である 利点があるものの、 歪み補償を大きくするに従い、 動作が不安定になる問題が ある。 フィードフォワード法は動作の不安定性はないものの、 副増幅器を必要 とするために全体としての電力効率が低下するのが欠点である。 プレディスト ータ法は、 この点で有利であるため、 注目を浴ぴている。 しかし、 電力増幅器 の特性が、 信号の中心周波数の変化、 電圧変動、 温度変化、 あるいは経年によ り変化するという問題がある。 そのために、 いかにして、 最適な歪み補償特性 を自動的に維持するかが重要である。 また、 従来のプレディストータ法では、 最適な歪み補償特性に達するのに要する時間が、 負帰還法に比べて長くなるこ とが改善すべき課題である。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その課題とするものは、 最適な歪み補償特性を自動的に維持するとともに、 歪み補償を高速に達成する プレディストータ型歪み補償装置を提供することである。

課題を解決するための手段：

上記課題を解決するために、 本発明は、 電力増幅器出力における歪み信号を 検出する歪み検出手段と、 増幅すべき高周波信号を入力として 22次 （ は 2以 上の整数） の歪み信号を発生させる歪み信号発生手段と、 該非線形歪み信号に 制御変数を乗算することにより歪み補償信号を発生する歪み補償信号発生手段 と、 前記歪み信号発生手段の出力と前記歪み信号検出手段の出力との相関を求 める相関回路と、 信号の位相回転を補償する位相補償手段とを備え、 前記相関 回路の出力により、 前記制御変数を決定することを特徴としている。

発明の効果：

本発明によれば、 増幅器の特性が変化したとしても自動的に最適な歪み補償 特性を達成するとともに、 最適な歪み補償特徴を得るまでの時間を短縮するこ とができる。 図面の簡単な説明

図 1は本発明の第 1の実施形態に係る歪み補償装置の回路プロック図である。 図 2は歪み信号発生回路の実施例を示すプロック図である。

図 3は歪み検出回路の第 1の実施例を示すプロック図である。

図 4は歪み検出回路の第 2の実施例を示すプロック図である。 図 5は図 4に示す歪み検出回路のフィルタ特性と歪み信号を含んだ信号の電 カスペクトルとの関係を示す説明図である。

図 6は歪み検出回路の第 3の実施例を示すプロック図である。

図 7は歪み補償特性の例を示す説明図である。

図 8は本発明の第 2の実施形態に係る歪み補償装置の回路プロック図である。 図 9は本発明の第 3の実施形態に係る歪み補償装置の回路プロック図である。 発明を実施するための最良の形態

以下、 本発明に係る実施の形態を図面に基づいて説明する。

図 1は、 本発明の第 1の実施形態に係る歪み補償装置を説明するための回路 プロック図である。 この図を用いて、 まず、 全体の動作を説明する。 入力端子 11に入力される増幅すべき高周波信号は歪み捕償信号発生回路 12と歪み信号 発生回路 16に入力される。 歪み補償信号発生回路 12は、 増幅すべき高周波信 号の他に、 電力増幅器 13 で発生する歪み成分を打ち消すための歪み補償信号 を発生させる。

増幅器 13の出力は出力端子 14に出力されるとともに、 その一部は位相補償 回路 19を通ったのち、 歪み検出回路 15に入力されて、 歪み信号成分が抽出さ れる。 この際、 入力端子 11より入力される増幅すべき高周波信号 （図の破線） を用いることも考えられる。歪み信号発生回路 16は、高周波入力信号を入力と して、 高次 （/?次） の歪み信号を発生させる。 /3の値として、 例えば、 3， 5, 7 などが考えられる。 7次の歪み信号の一部は、 歪み補償信号発生回路 12に入力 され、 制御変数発生回路 18により発生される 次の制御変数が乗算される。 次の歪み信号の一部は相関回路 17に入力され、 歪み検出回路 15の出力信号と の間で相関演算が行われる。 相関回路 17の出力は制御変数発生回路 18に入力 され、 制御変数が生成される。

位相補償回路 19 は入力端子 11から歪み検出回路 15の出力に至るまでに受 ける信号の位相回転を補償するものであり、 その動作の詳細については、 後で 説明する。 図 2は本発明の実施例における歪み信号発生回路の実施例を示す回路図であ る。 ここでは、 数式を用いて説明を加える。 任意の高周波信号は次式のように 表現できる。 s(t) = ) cos(<5^ + φ(ή) ( l )

ここで、 )は振幅、 ω_εは搬送波周波数、 φ(ί)は位相である。 信号における 情報は および φ( )に反映されている。 上式は三角関数の公式により、 s{t ) = ^)cos^)cosft)_ci - A{t ) ηφ{ί )Qos _ct (₂)

= (/)cos co_ct一 ( sin co_ct と書き換えられる。 ここで

γ(ή = Α(ή5ίηφ(ή とおいた。

式 （1) を複素数を用いて表現すれば、 次のようになる。 s(t) = RQ[A(t)e^Mt)e ^t] (3)

ここで、

z(t)= x[t)+j'y(t) (4) とおいた。

さて、 S ( )の 72次の歪み信号のうち、搬送波周波数0_C付近の成分を と書 けば、 次のように表される。 s_d ⁿ (t) = Aⁿ (t)cos{ _ct + φ{ί)) (5)

我々は、 搬送波周波数 co_cの値には興味がないので、 これを無視して （co_c=0) 信号を複素数で表す。 複素信号 は信号の情報をすベて含んでいる。 もし- 実際の高周波信号を表現したければ、 式 （3 ) を用いればよい。 式 （5 ) で与 えられる歪み信号 (t) に対しては複素表現 ζ (0= |^Γ—^{1 ζ}( を得る。 ここで、

A" {t) ^ \z(t)\" (記号 | .|は絶対値を表す） であることを用いた。 図 2に示した信号 z， z_d" などは、 このような複素表現において、 表記の簡 単化のため時間因子 を省略したものである。 また図 1における歪み信号発生 回路 16 の出力はこのように複数の歪み信号からなっていることに留意してお きたい。 これに対応して、 制御変数発生回路 18 も同数の制御変数 を発生す る。歪み補償信号発生回路 12の動作の例を式を用いて表現すれば、次のように なる。 この回路の出力 ζ'は z' = z + a₃z_d ³ + a₅z_d^ + · · · · · + _Nz_{d ( 6 )}

と表される。 出力 は増幅すべき信号 _zと 次の歪み補償信号が加算されたも のである。 その原理は、 増幅器内で発生する歪み成分と同振幅、 逆位相となる 信号を増幅すべき信号に加えて入力することによって、 増幅器出力において歪 みを打ち消すものである。 次の歪み補償信号は 次の歪み信号 と制御変数 nの乗算で得られている。

歪み検出回路の第 1の実施例を図 3に示す。 この回路は増幅すべき信号 zと 増幅器 13の出力から得られる信号 の差分をとつている。

歪み検出回路の第 2の実施例を図 4に示す。 この回路は増幅器の出力から得 られる信号をフィルタに通すことにより歪み信号成分を抽出している。 図 5は この回路の動作を説明するためのスぺクトルを概念的に示したものである。 同 図の実線は増幅すべき信号のスぺク トルを表し、 破線は歪みによって発生した 信号のスペク トルである。 図 4に示したフィルタの振幅特性 は理想的に は図 5に示したように歪み信号成分のみを通過させるものである。

図 6は歪み検出回路の第 3の実施例を示す。 ここでは、高速フーリエ変換 ( F F T)を行って後、歪み成分検出回路で歪みによる周波数成分のみを抽出してい る。 その後、 逆フーリエ変換（I F F T)を行って時間領域の信号にもどしても よいし、 周波数領域のままで、 相関をとることも考えられる。

本発明における相関回路は、 歪み信号発生回路で発生される 次の歪み信号 と歪み検出回路 15より出力される歪み信号 eとの相関値すなわち、 _Z"*_d (記 号 * は複素共役を示す） を計算する。 この相関値をもとにして、 制御変数発生 回路は制御変数 „を発生させる。その方法は歪み信号 eを零に近づけるもので すれば、 どのような手法を用いてよい。 例えば、 歪み補償装置を時間離散シス テムとして実現する場合には、 以下のような最小 2乗 （LMS) 法を用いること ができる。 a_n im + 1 1 = a_n [m] + μζ ^η ά [m]eiJ i] ( 7 ) ここで、 J22 は離散時間を表している （ 22 =0,1,2，，...）。 また、 μ は小さな定 数である。 制御変数 α は任意の初期値 （通常は零を与える） から出発して時間 が進むにつれて、 μ[,„] | ²の平均値が最小値になるような値に自動的に収束する。 このことは、 歪み信号が相対値に小さいとして数学的に示すことができる。 し かし、 記述が長くなるので、 ここでは、 その説明は省略する。 その代わりに、 計算機シミュレーション実験によって、 その動作の妥当性を示す。 図 7は上記 の制御変数発生アルゴリズムによって得られた歪み補償特性を電カスペクトル として示す。 歪みが軽減されることにより帯域外電力成分が減少していること が分る。

図 8は本発明に係る歪み補償装置の第 2の実施例を示す。 この実施例が、 図 1に示した第 1の実施例と異なるところは、 直交変調回路 811、 局部発振回路 812、および直交検波回路 813を新しく追加し、位相捕償回路 814を変更してい ることである。 その他の回路は第 1の実施例と同等であり、 番号符号 1〜8を 番号符号 81〜88 としている。 直交変調回路 812は送信すべき信号を同相成分 ί)と直交成分ダ ）とで表すとき、式（2 )で与えられる演算を行う。ここで、 局部発振回路 812は搬送波周波数 co_cの正弦波 （_COS(o_c i と sino5_c i) を発生させ る回路である。また、直交検波回路 812は式（2 )で与えられる高周波信号 s ( ) から、 同相および直交成分である、 X、 , y{ t) を取り出す働きをする。 その 動作の詳細は同業者においては公知であるから、 ここでは説明を省略する。 位 相補償回路 814は、 位相、 直交成分の信号をもとにして、 入力信号の位相を回 転させる回路である。 その動作は数式により次のように表される。 x"'\t ) = x"\ t lcos Α - y" t Jsin Α ( 8 a )

y"'(t) = x"(t)sin Αφ + y"(t) cos Α ( s b ) ここで、 Δ φは位相回転量であり、 その値は入力端子 81 に入力される信号 ζ = χ + _/ が直交変調回路 811、増幅回路 83および直交検波回路 813を通過して きたときに生じる位相回転を打ち消すように設定される。 具体的には、 信号 z = x + jy と _Z" = JC" +ゾ との位相差を検出することによって行うことができ る。 ディジタル信号処理を行う場合には、 次のような反復法を用いることが考 えられる。

ここで、 _μ は小さな定数であり、 ] , rim は入力信号 Zの離散時間信号 の同相、 直交成分であり、 ^'"[ ]， y"'[m] は位相補償回路 8 1 4の出力で ある。

本発明の第 2の実施例の動作は、 第 1の実施例の動作を説明するときに用い た信号の複素表現 ) = χ(0₊ ( ) において、 同相、 直交成分をそれ'ぞれ ί)， ダ ( ί)とした時の動作そのものであるから、 これ以上の説明は省略する。 本発明 の実施例は、 破線で囲んだ部分をいわゆるディジタル信号処理によって実現す ることが望ましい。 この場合には、 図 8には図示していないが、 破線部からの 出力 JC'J'の部分にディジタルアナログ変調回路を、また、破線部への入力 X",ダ の部分にアナログディジタル変換回路を、 それぞれ用いる。 本実施例は信号処 理をベースバンド帯で行えること、 さらには、 ディジタル信号処理を用いるこ とが容易となる利点を有している。

本発明に係る歪み補償装置の第 3の実施例を図 9に示す。 この実施例は第 2 の実施例において、 番号符号 81〜88， 811〜814を番号符号 91〜98， 911〜914 に変更し、 負帰還回路を付け加えたものとなっている。 負帰還回路は、 位相補 償回路 914の出力の一部に係数乗算回路 915により定数（β)を乗算したのち、 入力端子 91に入力される信号 ζ = χ +ゾ: y から引き算することにより構成されて いる。 定数 βは歪み補償の程度と回路動作の安定性と考慮して決定する。 低域 通過フィルタ （L P F ) 916は負帰還回路の安定性を保っために挿入される。 本 実施例におけるその他の回路は第 2の実施例と同一であるので、 ここでは説明 を省略する。 この実施例では、歪み補償信号発生回路 92の入力に負帰還信号を 入力することが肝要である。 本実施例の効果は、 プレディストータ型歪み補償 方式が最適な歪み補償特性に収束するのに時間が長くかかるという問題を、 負 帰還方式により改善する効果がある。 別の観点からすれば、 負帰還方式歪み補 償において、 歪み補償を大きく取ろうとすると、 動作が不安定になる欠点を歪 み補償量をプレディストータ型に分担させることによって、 解決していると考 えることができる。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . 高周波信号を増幅する電力増幅器に接続して、 該電力増幅器において 発生する非線形歪みを補償するプレディストータ型歪み補償装置において、 電力増幅器出力における歪み信号を検出する歪み検出手段と、

増幅すべき高周波信号を入力として /2次 (nは 2以上の整数） の非線形歪み 信号を発生させる歪み信号発生手段と、

該非線形歪み信号に制御変数を乗算することにより歪み補償信号を発生する 歪み補償信号発生手段と、

前記歪み信号発生手段の出力と前記歪み検出手段の出力との相関を求める相 関回路と、

前記歪み検出手段の前段に配置され信号の位相回転を補償する位相補償手段 と

を備え、

前記相関回路の出力が前記制御変数を決定する

ことを特徴とする歪み補償装置。

2 . 前記歪み検出手段が、 前記電力増幅器出力から得られる信号と増幅す べき信号との誤差を検出することを特徴する請求項 1に記載の歪み補償装置。

3 . 前記歪み検出手段が、 前記電力増幅器出力から得られる信号をフィル タに通すことにより、 歪みにより生じた周波数成分を検出することを特徴する 請求項 1に記載の歪み補償装置。

4 . 前記歪み検出手段が、 前記電力増幅器出力から得られる信号をフーリ ェ変換した後、 歪みにより生じた周波数成分を検出することを特徴する請求項 1に記載の歪み補償装置。

5 . 前記電力増幅器の前段に配備される直交変調回路と、 前記電力増幅器 の出力から得られる信号を入力とする直交検波回路と、 のそれぞれを設け、 増 幅すべき信号として、 同相おょぴ直交成分のベースバ ド信号を用いて、 位相 補償、 歪み検出、 相関演算、 歪み信号発生、 制御信号発生、 および歪み補償信 号発生を行うことを特徴する請求項 1に記載の歪み補償装置。

6 . 前記位相補償手段の検出から得られる信号を、 入力端子と歪み補償信 号発生手段との間に負帰還することを特徴とする請求項 5に記載の歪み補償装 置。