JP4406960B2 - 歪み補償方法、歪み補償装置および無線通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信装置の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法および装置、および送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル無線通信装置では、通信の高速化・大容量化などに伴い、送信用の電力増幅器に求められる線形性が厳しくなりつつある。しかし、電力増幅器の線形性を厳しくすると、電力増幅器の電力効率が低下し、例えば、デジタル携帯電話システムの端末電話機では、連続通話可能時間の長時間化を妨げることになる。そこで、電力増幅器の非線形歪みを補償して、電力増幅器の電力効率を向上させることが考えられている。
【０００３】
電力増幅器の非線形歪みを補償する方法としては、負帰還法、フィードフォワード法など、いくつかの方式が提案されているが、最近は、電力増幅器の非線形の振幅特性および位相特性に応じて、その振幅歪みおよび位相歪みを打ち消すようにベースバンド信号を前もって歪ませておくプリディストーション法が注目されている。
【０００４】
図１１は、文献「１９９９年電子情報通信学会総合全国大会論文Ｂ−Ｓ−３６『プリディストーション方式を用いた送信系非線形歪補償の実験的検証』」に示された従来のプリディストーション法を示し、補償用データを作成する手段としてテーブルを用いるものである。
【０００５】
すなわち、図１１の方法では、歪み補償部６０のパワー計算部６１で、補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑから、Ｖｉ2＋Ｖｑ2で表される演算出力が算出され、その演算出力（Ｖｉ2＋Ｖｑ2）によって、テーブル６２から、これにあらかじめ書き込まれた、演算出力（Ｖｉ2＋Ｖｑ2）に対応する振幅歪み補償用データおよび位相歪み補償用データが読み出され、複素積演算部６３で、ベースバンド信号Ｉ，Ｑとテーブル６２から読み出された補償用データとの複素積が演算されて、歪み補償部６０から歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。
【０００６】
この歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’は、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２に供給されて、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ３３，３４を通じて直交変調部４０に供給されて、直交変調部４０から直交変調された高周波信号が得られ、その高周波信号が、電力増幅器５０で増幅される。
【０００７】
図１２は、文献「Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｃｏｎｔａｉｎｍｅｎｔ ｂｙ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｏｆ ＯＱＰＳＫＳｉｇｎａｌｓ，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｊｏｕｒｎａｌ，Ｏｃｔｏｂｅｒ，１９９８，ｐｐ．２２−３７」に示された従来のプリディストーション法を示し、電力増幅器の非線形の振幅特性および位相特性を近似する関数を、それぞれ実際の特性にフィットするように定義した上で、この関数の非線形性を打ち消すような逆関数を求めておいて、この逆関数から補償データを得るものである。
【０００８】
すなわち、図１２の方法では、歪み補償部６０の振幅逆関数演算部６５および位相逆関数演算部６６で、それぞれ補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが上記のように求められた振幅および位相の逆関数に代入されて、それぞれの逆関数が演算され、さらに複素積演算部６７で、振幅逆関数の演算結果と位相逆関数の演算結果との複素積が演算されて、歪み補償部６０から歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。以後の処理は、図１１の方法と同じである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１１に示した従来のプリディストーション法は、電力増幅器５０の振幅歪みおよび位相歪みを補償するための多量のデータをテーブル６２に書き込んでおくため、特に、高精度の補償が要求される振幅歪みを補償するための多量のデータをテーブル６２に書き込んでおくため、テーブル６２を構成するメモリとして大容量のものが必要になるという問題がある。
【００１０】
また、図１２に示した従来のプリディストーション法は、振幅逆関数演算部６５および位相逆関数演算部６６で、振幅および位相のそれぞれにつき逆関数演算を行い、さらに複素積演算部６７で、それらの演算結果につき複素積演算を行うため、歪み補償部６０での演算量が膨大となり、歪み補償部６０として大規模な演算ロジックを必要とするという問題がある。
【００１１】
そこで、この発明は、プリディストーション法によって電力増幅器の非線形歪みを補償する場合に、小容量のテーブルメモリおよび小規模の演算ロジックによって高精度の補償を行うことができるようにしたものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の歪み補償方法は、
無線通信装置が実行する、当該無線通信装置の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法として、
直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑを、それぞれ振幅歪み補償用の多項式であって、補償後の前記電力増幅器の入力電圧ｇ（ｖ）に対応する前記電力増幅器の出力電圧ｆ（ｇ（ｖ））が補償前の前記電力増幅器の入力電圧ｖに比例するようにされた関数ｇ（ｖ）に代入して、演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）を算出する第１工程と、
その演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）から、
Ｍｉｑ2＝（ｇ（Ｖｉ））2＋（ｇ（Ｖｑ））2
で表される演算出力Ｍｉｑ2を算出する第２工程と、
その演算出力Ｍｉｑ2によって、位相歪み補償用のテーブルから、その演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応した位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出す第３工程と、
その読み出された余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθと、前記演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）とから、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×ｃｏｓθ−ｇ（Ｖｑ）×ｓｉｎθ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×ｃｏｓθ＋ｇ（Ｖｉ）×ｓｉｎθ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する第４工程と、
を備える歪み補償方法である。
【００１３】
この場合、ｃｏｓθ＝１、かつｓｉｎθ＝θとして、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）−ｇ（Ｖｑ）×θ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）＋ｇ（Ｖｉ）×θ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出することができる。
【００１４】
あるいは、ｃｏｓθ＝１−θ2／２、かつｓｉｎθ＝θ−θ3／６として、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×（１−θ2／２）−ｇ（Ｖｑ）×（θ−θ3／６）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×（１−θ2／２）＋ｇ（Ｖｉ）×（θ−θ3／６）
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出することができる。
【００１５】
演算出力Ｍｉｑ2から、その平方根を算出して、その算出結果Ｍｉｑによって、位相歪み補償用のテーブルから、位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出すようにしてもよいことは言うまでもなく、この発明は、その場合も含むものである。
【００１６】
上記の歪み補償方法においては、テーブルには電力増幅器の位相歪みを補償するための少量のデータを書き込んでおけばよいので、テーブルを構成するメモリは小容量でよい。しかも、多項式演算は、振幅についてのみ行うとともに、合成演算も、テーブルから直接、読み出されたｃｏｓθおよびｓｉｎθを多項式演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に乗算するだけであるので、歪み補償のための演算量が僅少となり、小規模の演算ロジックによって歪み補償を行うことができる。
【００１７】
さらに、ｃｏｓθおよびｓｉｎθとしてテイラー級数の１項または２項のみからなる近似式を用いる場合には、歪み補償の効果を損なうことなく、歪み補償のための演算を、より簡単にすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
［１．無線通信装置の構成：図１］
図１は、この発明の無線通信装置の一例、すなわち、この発明の歪み補償方法によって送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の一例を示し、デジタル携帯電話システムの端末電話機の場合である。
【００１９】
この無線通信装置では、デジタル直交ベースバンド信号Ｉｏ，Ｑｏが、ロールオフフィルタ１１，１２に供給されて、それぞれの高周波成分が除去され、ロールオフフィルタ１１，１２からのデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが、歪み補償部２０に供給されて、歪み補償部２０から後述のように歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られ、その歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２に供給されて、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ３３，３４を通じて直交変調部４０に供給されて、直交変調部４０から直交変調された高周波信号が得られ、その高周波信号が、電力増幅器５０で増幅される。
【００２０】
［２．歪み補償の方法：図２〜図１０］
この発明の歪み補償方法では、位相歪み補償用のテーブルから位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出すが、以下では、この場合を第４の例として示し、その前に、位相歪み補償用のテーブルから位相値θを読み出す場合を第１、第２、第３の例として示す。
（２−１．歪み補償の第１の例：図２〜図７）
図２は、歪み補償部２０の第１の例を示す。
【００２１】
この例では、ロールオフフィルタ１１，１２からのデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを、それぞれ多項式演算部２１，２２に供給し、多項式演算部２１，２２で、ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑを、それぞれ振幅歪み補償用の多項式ｇ（ｖ）に代入して、演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）を算出する。
【００２２】
多項式ｇ（ｖ）は、歪み補償後の電力増幅器の線形電圧利得をａとし、電力増幅器の入力電圧をｖとし、電力増幅器の出力電圧を関数ｆ（ｖ）で表した場合に、図３の式（１）が成立するような、すなわち補償後の電力増幅器の入力電圧ｇ（ｖ）に対応する電力増幅器の出力電圧ｆ（ｇ（ｖ））が補償前の電力増幅器の入力電圧ｖに比例するような関数である。なお、図３および図４の各式のアスタリスク（＊）は乗算を意味する。
【００２３】
図５は電力増幅器の代表的な特性を示し、実線１が振幅特性である。この電力増幅器で、入力電力値がＡであるとき、出力電力値はＢとなるが、電力増幅器の振幅特性が細線３で示すように線形であれば、出力電力値はＢ’となり、あらかじめ入力電力値をＡからＡ’に変換しておけば、出力電力値はＢ’となって、元の入力電力値Ａが出力電力値Ｂ’に変換されることになり、結果的に振幅歪みは生じないことになる。このように入力電力値をＡからＡ’に変換する多項式がｇ（ｖ）である。
【００２４】
図２の歪み補償部２０では、さらに２乗演算部２３で、多項式演算部２１，２２の演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）から、図３の式（２）で表される演算出力Ｍｉｑ2を算出する。
【００２５】
さらに、歪み補償部２０にはテーブル２４を設けて、これに電力増幅器の位相歪みを補償するための、演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応する位相値θを、あらかじめ書き込んでおき、２乗演算部２３の演算出力Ｍｉｑ2によって、テーブル２４から、その演算出力Ｍｉｑ2に対応した位相値θを読み出す。
【００２６】
図５の実線２は、電力増幅器の代表的な位相特性を示す。この電力増幅器で、入力電力が上述したように元の値Ａから変換された値Ａ’であるとき、電力増幅器を通過した後の出力の位相はＤとなるが、電力増幅器の位相特性が実線２と破線４の間の線で示すように線形であれば、出力位相はＤ''となり、あらかじめ電力増幅器の入力の位相をＤからＤ’に変換しておけば、出力位相はＤ''となって、元の入力位相Ｄが出力位相Ｄ''に変換されることになり、結果的に位相歪みは生じないことになる。
【００２７】
そこで、テーブル２４は、演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応する位相値θとして、電力増幅器の全入力範囲に渡って図５の破線４の位相のデータを有するものとする。
【００２８】
図２の歪み補償部２０では、さらに合成演算部２５，２６で、多項式演算部２１，２２の演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）とテーブル２４からの位相値θとから、図３の式（３）（４）で表される演算を行って、歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する。
【００２９】
上述した例で歪み補償が実現されることを、以下に示す。まず、電力増幅器の位相歪みが補償されることを示す。ここでは、ひとまず、振幅歪みはないものと考える。
【００３０】
ロールオフフィルタ１１，１２の出力信号Ｉ，Ｑ間の位相差をΦとして、これが９０度程度の値になるものとし、図３の式（２）から、多項式演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）が図３の式（５）（６）で表されることを用いると、位相歪みを有する電力増幅器の出力電圧Ｖｏｕｔは、図３の式（７）で表される。式（７）中のＶｍおよびωは、電力増幅器の出力の高周波信号の振幅および角周波数、ｈ（ｖ）は電力増幅器の位相偏移（位相歪み）である。
【００３１】
図３の式（８）（９）で示すようにＶｍ＊ｃｏｓ（Φ），Ｖｍ＊ｓｉｎ（Φ）をＶｉｎｉ，Ｖｉｎｑで置き換えると、式（７）の出力電圧Ｖｏｕｔは、同図の式（１０）で表される。
【００３２】
さらに、この電力増幅器に歪み補償部２０からの式（３）（４）で表される信号Ｉ’，Ｑ’が入力されることは、式（１０）中のＶｉｎｉ，Ｖｉｎｑが図３の式（１１）（１２）で表されることに相当するので、式（１０）の出力電圧Ｖｏｕｔは、図４の式（１３）（１４）（１５）で表される。式（１３）〜（１５）中のｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）は、式（７）（１０）中のｈ（ｖ）に相当する位相偏移（位相歪み）である。
【００３３】
そして、テーブル２４からの位相値θは、この位相偏移ｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）を打ち消すものであるので、すなわち位相値θと位相偏移ｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）との間には図４の式（１６）に示す関係があるので、式（１５）の出力電圧Ｖｏｕｔは、図４の式（１７）で表されるようになり、位相偏移ｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）が打ち消される。
【００３４】
以上のように、電力増幅器の位相歪みが補償される。次に、電力増幅器の振幅歪みが補償されることを示す。
【００３５】
振幅歪みを有する電力増幅器の出力電圧Ｖｏｕｔは、上記の関数ｆ（ｖ）を用いることによって、図４の式（１８）で表される。位相歪みｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）は、上述したように補償されるので、ここでは考慮しない。
【００３６】
この電力増幅器の入力電圧Ｖｉ，Ｖｑは、多項式演算によって電圧ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に変換されるので、その変換後の電力増幅器の出力電圧Ｖａｍは、式（１８）中のＶｉ，Ｖｑをｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に置き換えた、図４の式（１９）で表される。
【００３７】
式（１８）（１９）中の関数ｆ（ｖ）は、ｃｏｓ（ωｔ），ｓｉｎ（ωｔ）を分離して考えたものである。これは、もともと振幅歪みを表す関数ｆ（ｖ）は、角周波数ωの成分の振幅（直流かそれに近い成分）のみを考慮して得たものであり、ｃｏｓ（ωｔ），ｓｉｎ（ωｔ）とは分離して考慮すべきものだからである。
【００３８】
そして、式（１９）中の関数ｆ（ｇ（Ｖｉ）），ｆ（ｇ（Ｖｑ））は、それぞれ図３の式（１）のように表されるので、式（１９）の出力電圧Ｖａｍは、図４の式（２０）で表され、振幅歪みが打ち消される。
【００３９】
以上のように、電力増幅器の振幅歪みが補償される。すなわち、図２の例によれば、電力増幅器の振幅歪みおよび位相歪みが補償される。
【００４０】
そして、図２の例によれば、テーブル２４には電力増幅器の位相歪みを補償するための少量のデータを書き込んでおけばよいので、テーブル２４を構成するメモリは小容量でよい。しかも、多項式演算部２１，２２での多項式演算は、振幅についてのみ行うとともに、合成演算部２５，２６での合成演算も、テーブル２４からの位相値θからｃｏｓθおよびｓｉｎθを求めて多項式演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に乗算するだけであるので、歪み補償のための演算量が僅少となり、小規模の演算ロジックによって歪み補償を行うことができる。
【００４１】
図５の実線１および２で示す振幅特性および位相特性を有する、最大出力が２９．３ｄＢｍ、小電力利得が２６．１ｄＢ、最大位相偏移ｄＨが−５．２度の電力増幅器に、歪み補償を行わないＱＰＳＫ（Ｑuadrature ＰＳＫ：直交ＰＳＫ）変調信号を入力して得られる、歪みを含む電力増幅器の出力スペクトラムを計算した結果を、図６に示す。この場合、隣接チャンネル漏洩電力比は−３５ｄＢｃである。
【００４２】
これに対して、同じ電力増幅器に上記の例のように歪み補償を行ったＱＰＳＫ変調信号を入力して得られる、電力増幅器の出力スペクトラムを計算した結果を、図７に示す。この場合、隣接チャンネル漏洩電力比は−８５ｄＢｃであり、図６の歪み補償を行わない場合に比べて５０ｄＢも改善される。
【００４３】
（２−２．歪み補償の第２および第３の例：図８〜図１０）
図８は、歪み補償部２０の第２の例を示す。
【００４４】
この例では、ｃｏｓθ＝１、かつｓｉｎθ＝θとして、合成演算部２５，２６で、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）−ｇ（Ｖｑ）×θ …（２１）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）＋ｇ（Ｖｉ）×θ …（２２）
で表される演算を行う。その他は、図２の第１の例と同じである。
【００４５】
図９は、歪み補償部２０の第３の例を示す。
【００４６】
この例では、ｃｏｓθ＝１−θ2／２、かつｓｉｎθ＝θ−θ3／６として、合成演算部２５，２６で、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×（１−θ2／２）−ｇ（Ｖｑ）×（θ−θ3／６）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×（１−θ2／２）＋ｇ（Ｖｉ）×（θ−θ3／６）
で表される演算を行う。その他は、図２の第１の例と同じである。
【００４７】
図８または図９の例によれば、合成演算部２５，２６での演算を、より簡単にすることができる。
【００４８】
図１０に、図５に示した特性の電力増幅器で、歪み補償を行わない場合、図８の第２の例で歪み補償を行った場合、および図９の第３の例で歪み補償を行った場合のそれぞれについて、図５に示した最大位相偏移ｄＨを変数として変化させたときの、歪み補償の効果を計算した結果を示す。
【００４９】
図１０の破線で示すように、最大位相偏移ｄＨが−５．２度のとき、歪み補償を行わない場合に比べて、図８の第２の例では２５ｄＢ程度の歪みの改善が見られ、図９の第３の例では６０ｄＢ程度の歪みの改善が見られ、ｃｏｓθおよびｓｉｎθとしてテイラー級数の１項または２項のみからなる近似式を用いる場合でも、歪み補償の効果が損なわれないことが分かる。
【００５０】
（２−３．歪み補償の第４の例）
図２の例は、テーブル２４から演算出力Ｍｉｑ2に対応する位相値θを読み出す場合であるが、第４の例では、テーブル２４に演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応するｃｏｓθおよびｓｉｎθを書き込んでおいて、演算出力Ｍｉｑ2によってテーブル２４からｃｏｓθおよびｓｉｎθを読み出す。
【００５１】
この場合には、図２の例に比べて、テーブル２４のデータ量が増加するが、それでも、図１１に示した従来の例のように振幅歪みおよび位相歪みを補償するためのデータをテーブル６２に書き込む場合に比べて、テーブルのデータ量が僅少になるとともに、図２の例に比べて、合成演算部２５，２６での演算が、より簡単になる。
【００５２】
図８または図９の例においても、同様に、演算出力Ｍｉｑ2によってテーブル２４から直接、ｃｏｓθ＝１およびｓｉｎθ＝θまたはｃｏｓθ＝１−θ2／２およびｓｉｎθ＝θ−θ3／６を読み出す。
【００５３】
［３．他の実施形態］
さらに、この発明は、デジタル携帯電話システムの端末電話機の送信部の電力増幅器に限らず、基地局の送信用の電力増幅器や、その他の無線通信システムの基地局または移動局の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する場合に、広く適用することができる。
【００５４】
【発明の効果】
上述したように、この発明によれば、プリディストーション法によって電力増幅器の非線形歪みを補償する場合に、小容量のテーブルメモリおよび小規模の演算ロジックによって高精度の補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の無線通信装置の一例を示す図である。
【図２】図１の歪み補償部の第１の例を示す図である。
【図３】図２の例の説明に供する各種の式を示す図である。
【図４】図２の例の説明に供する各種の式を示す図である。
【図５】電力増幅器の代表的な振幅位相特性を示す図である。
【図６】図５の特性の電力増幅器で、歪み補償を行わない場合の出力スペクトラム計算結果を示す図である。
【図７】図５の特性の電力増幅器で、図２の例で歪み補償を行った場合の出力スペクトラム計算結果を示す図である。
【図８】図１の歪み補償部の第２の例を示す図である。
【図９】図１の歪み補償部の第３の例を示す図である。
【図１０】歪み補償を行わない場合、および図８または図９の例で歪み補償を行った場合についての歪み補償の効果を計算した結果を示す図である。
【図１１】従来のプリディストーション法の第１の例を示す図である。
【図１２】従来のプリディストーション法の第２の例を示す図である。
【符号の説明】
１１，１２…ロールオフフィルタ、２０…歪み補償部、２１，２２…多項式演算部、２３…２乗演算部、２４…テーブル、２５，２６…合成演算部、３１，３２…Ｄ／Ａコンバータ、３３，３４…ローパスフィルタ、４０…直交変調部、５０…電力増幅器
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信装置の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法および装置、および送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル無線通信装置では、通信の高速化・大容量化などに伴い、送信用の電力増幅器に求められる線形性が厳しくなりつつある。しかし、電力増幅器の線形性を厳しくすると、電力増幅器の電力効率が低下し、例えば、デジタル携帯電話システムの端末電話機では、連続通話可能時間の長時間化を妨げることになる。そこで、電力増幅器の非線形歪みを補償して、電力増幅器の電力効率を向上させることが考えられている。
【０００３】
電力増幅器の非線形歪みを補償する方法としては、負帰還法、フィードフォワード法など、いくつかの方式が提案されているが、最近は、電力増幅器の非線形の振幅特性および位相特性に応じて、その振幅歪みおよび位相歪みを打ち消すようにベースバンド信号を前もって歪ませておくプリディストーション法が注目されている。
【０００４】
図１１は、文献「１９９９年電子情報通信学会総合全国大会論文Ｂ−Ｓ−３６『プリディストーション方式を用いた送信系非線形歪補償の実験的検証』」に示された従来のプリディストーション法を示し、補償用データを作成する手段としてテーブルを用いるものである。
【０００５】
すなわち、図１１の方法では、歪み補償部６０のパワー計算部６１で、補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑから、Ｖｉ2＋Ｖｑ2で表される演算出力が算出され、その演算出力（Ｖｉ2＋Ｖｑ2）によって、テーブル６２から、これにあらかじめ書き込まれた、演算出力（Ｖｉ2＋Ｖｑ2）に対応する振幅歪み補償用データおよび位相歪み補償用データが読み出され、複素積演算部６３で、ベースバンド信号Ｉ，Ｑとテーブル６２から読み出された補償用データとの複素積が演算されて、歪み補償部６０から歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。
【０００６】
この歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’は、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２に供給されて、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ３３，３４を通じて直交変調部４０に供給されて、直交変調部４０から直交変調された高周波信号が得られ、その高周波信号が、電力増幅器５０で増幅される。
【０００７】
図１２は、文献「Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｃｏｎｔａｉｎｍｅｎｔ ｂｙ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｏｆ ＯＱＰＳＫＳｉｇｎａｌｓ，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｊｏｕｒｎａｌ，Ｏｃｔｏｂｅｒ，１９９８，ｐｐ．２２−３７」に示された従来のプリディストーション法を示し、電力増幅器の非線形の振幅特性および位相特性を近似する関数を、それぞれ実際の特性にフィットするように定義した上で、この関数の非線形性を打ち消すような逆関数を求めておいて、この逆関数から補償データを得るものである。
【０００８】
すなわち、図１２の方法では、歪み補償部６０の振幅逆関数演算部６５および位相逆関数演算部６６で、それぞれ補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが上記のように求められた振幅および位相の逆関数に代入されて、それぞれの逆関数が演算され、さらに複素積演算部６７で、振幅逆関数の演算結果と位相逆関数の演算結果との複素積が演算されて、歪み補償部６０から歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。以後の処理は、図１１の方法と同じである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１１に示した従来のプリディストーション法は、電力増幅器５０の振幅歪みおよび位相歪みを補償するための多量のデータをテーブル６２に書き込んでおくため、特に、高精度の補償が要求される振幅歪みを補償するための多量のデータをテーブル６２に書き込んでおくため、テーブル６２を構成するメモリとして大容量のものが必要になるという問題がある。
【００１０】
また、図１２に示した従来のプリディストーション法は、振幅逆関数演算部６５および位相逆関数演算部６６で、振幅および位相のそれぞれにつき逆関数演算を行い、さらに複素積演算部６７で、それらの演算結果につき複素積演算を行うため、歪み補償部６０での演算量が膨大となり、歪み補償部６０として大規模な演算ロジックを必要とするという問題がある。
【００１１】
そこで、この発明は、プリディストーション法によって電力増幅器の非線形歪みを補償する場合に、小容量のテーブルメモリおよび小規模の演算ロジックによって高精度の補償を行うことができるようにしたものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の歪み補償方法は、
無線通信装置が実行する、当該無線通信装置の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法として、
直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑを、それぞれ振幅歪み補償用の多項式であって、補償後の前記電力増幅器の入力電圧ｇ（ｖ）に対応する前記電力増幅器の出力電圧ｆ（ｇ（ｖ））が補償前の前記電力増幅器の入力電圧ｖに比例するようにされた関数ｇ（ｖ）に代入して、演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）を算出する第１工程と、
その演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）から、
Ｍｉｑ2＝（ｇ（Ｖｉ））2＋（ｇ（Ｖｑ））2
で表される演算出力Ｍｉｑ2を算出する第２工程と、
その演算出力Ｍｉｑ2によって、位相歪み補償用のテーブルから、その演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応した位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出す第３工程と、
その読み出された余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθと、前記演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）とから、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×ｃｏｓθ−ｇ（Ｖｑ）×ｓｉｎθ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×ｃｏｓθ＋ｇ（Ｖｉ）×ｓｉｎθ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する第４工程と、
を備える歪み補償方法である。
【００１３】
この場合、ｃｏｓθ＝１、かつｓｉｎθ＝θとして、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）−ｇ（Ｖｑ）×θ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）＋ｇ（Ｖｉ）×θ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出することができる。
【００１４】
あるいは、ｃｏｓθ＝１−θ2／２、かつｓｉｎθ＝θ−θ3／６として、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×（１−θ2／２）−ｇ（Ｖｑ）×（θ−θ3／６）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×（１−θ2／２）＋ｇ（Ｖｉ）×（θ−θ3／６）
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出することができる。
【００１５】
演算出力Ｍｉｑ2から、その平方根を算出して、その算出結果Ｍｉｑによって、位相歪み補償用のテーブルから、位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出すようにしてもよいことは言うまでもなく、この発明は、その場合も含むものである。
【００１６】
上記の歪み補償方法においては、テーブルには電力増幅器の位相歪みを補償するための少量のデータを書き込んでおけばよいので、テーブルを構成するメモリは小容量でよい。しかも、多項式演算は、振幅についてのみ行うとともに、合成演算も、テーブルから直接、読み出されたｃｏｓθおよびｓｉｎθを多項式演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に乗算するだけであるので、歪み補償のための演算量が僅少となり、小規模の演算ロジックによって歪み補償を行うことができる。
【００１７】
さらに、ｃｏｓθおよびｓｉｎθとしてテイラー級数の１項または２項のみからなる近似式を用いる場合には、歪み補償の効果を損なうことなく、歪み補償のための演算を、より簡単にすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
［１．無線通信装置の構成：図１］
図１は、この発明の無線通信装置の一例、すなわち、この発明の歪み補償方法によって送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の一例を示し、デジタル携帯電話システムの端末電話機の場合である。
【００１９】
この無線通信装置では、デジタル直交ベースバンド信号Ｉｏ，Ｑｏが、ロールオフフィルタ１１，１２に供給されて、それぞれの高周波成分が除去され、ロールオフフィルタ１１，１２からのデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが、歪み補償部２０に供給されて、歪み補償部２０から後述のように歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られ、その歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２に供給されて、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ３３，３４を通じて直交変調部４０に供給されて、直交変調部４０から直交変調された高周波信号が得られ、その高周波信号が、電力増幅器５０で増幅される。
【００２０】
［２．歪み補償の方法：図２〜図１０］
この発明の歪み補償方法では、位相歪み補償用のテーブルから位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出すが、以下では、この場合を第４の例として示し、その前に、位相歪み補償用のテーブルから位相値θを読み出す場合を第１、第２、第３の例として示す。
（２−１．歪み補償の第１の例：図２〜図７）
図２は、歪み補償部２０の第１の例を示す。
【００２１】
この例では、ロールオフフィルタ１１，１２からのデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを、それぞれ多項式演算部２１，２２に供給し、多項式演算部２１，２２で、ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑを、それぞれ振幅歪み補償用の多項式ｇ（ｖ）に代入して、演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）を算出する。
【００２２】
多項式ｇ（ｖ）は、歪み補償後の電力増幅器の線形電圧利得をａとし、電力増幅器の入力電圧をｖとし、電力増幅器の出力電圧を関数ｆ（ｖ）で表した場合に、図３の式（１）が成立するような、すなわち補償後の電力増幅器の入力電圧ｇ（ｖ）に対応する電力増幅器の出力電圧ｆ（ｇ（ｖ））が補償前の電力増幅器の入力電圧ｖに比例するような関数である。なお、図３および図４の各式のアスタリスク（＊）は乗算を意味する。
【００２３】
図５は電力増幅器の代表的な特性を示し、実線１が振幅特性である。この電力増幅器で、入力電力値がＡであるとき、出力電力値はＢとなるが、電力増幅器の振幅特性が細線３で示すように線形であれば、出力電力値はＢ’となり、あらかじめ入力電力値をＡからＡ’に変換しておけば、出力電力値はＢ’となって、元の入力電力値Ａが出力電力値Ｂ’に変換されることになり、結果的に振幅歪みは生じないことになる。このように入力電力値をＡからＡ’に変換する多項式がｇ（ｖ）である。
【００２４】
図２の歪み補償部２０では、さらに２乗演算部２３で、多項式演算部２１，２２の演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）から、図３の式（２）で表される演算出力Ｍｉｑ2を算出する。
【００２５】
さらに、歪み補償部２０にはテーブル２４を設けて、これに電力増幅器の位相歪みを補償するための、演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応する位相値θを、あらかじめ書き込んでおき、２乗演算部２３の演算出力Ｍｉｑ2によって、テーブル２４から、その演算出力Ｍｉｑ2に対応した位相値θを読み出す。
【００２６】
図５の実線２は、電力増幅器の代表的な位相特性を示す。この電力増幅器で、入力電力が上述したように元の値Ａから変換された値Ａ’であるとき、電力増幅器を通過した後の出力の位相はＤとなるが、電力増幅器の位相特性が実線２と破線４の間の線で示すように線形であれば、出力位相はＤ''となり、あらかじめ電力増幅器の入力の位相をＤからＤ’に変換しておけば、出力位相はＤ''となって、元の入力位相Ｄが出力位相Ｄ''に変換されることになり、結果的に位相歪みは生じないことになる。
【００２７】
そこで、テーブル２４は、演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応する位相値θとして、電力増幅器の全入力範囲に渡って図５の破線４の位相のデータを有するものとする。
【００２８】
図２の歪み補償部２０では、さらに合成演算部２５，２６で、多項式演算部２１，２２の演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）とテーブル２４からの位相値θとから、図３の式（３）（４）で表される演算を行って、歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する。
【００２９】
上述した例で歪み補償が実現されることを、以下に示す。まず、電力増幅器の位相歪みが補償されることを示す。ここでは、ひとまず、振幅歪みはないものと考える。
【００３０】
ロールオフフィルタ１１，１２の出力信号Ｉ，Ｑ間の位相差をΦとして、これが９０度程度の値になるものとし、図３の式（２）から、多項式演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）が図３の式（５）（６）で表されることを用いると、位相歪みを有する電力増幅器の出力電圧Ｖｏｕｔは、図３の式（７）で表される。式（７）中のＶｍおよびωは、電力増幅器の出力の高周波信号の振幅および角周波数、ｈ（ｖ）は電力増幅器の位相偏移（位相歪み）である。
【００３１】
図３の式（８）（９）で示すようにＶｍ＊ｃｏｓ（Φ），Ｖｍ＊ｓｉｎ（Φ）をＶｉｎｉ，Ｖｉｎｑで置き換えると、式（７）の出力電圧Ｖｏｕｔは、同図の式（１０）で表される。
【００３２】
さらに、この電力増幅器に歪み補償部２０からの式（３）（４）で表される信号Ｉ’，Ｑ’が入力されることは、式（１０）中のＶｉｎｉ，Ｖｉｎｑが図３の式（１１）（１２）で表されることに相当するので、式（１０）の出力電圧Ｖｏｕｔは、図４の式（１３）（１４）（１５）で表される。式（１３）〜（１５）中のｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）は、式（７）（１０）中のｈ（ｖ）に相当する位相偏移（位相歪み）である。
【００３３】
そして、テーブル２４からの位相値θは、この位相偏移ｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）を打ち消すものであるので、すなわち位相値θと位相偏移ｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）との間には図４の式（１６）に示す関係があるので、式（１５）の出力電圧Ｖｏｕｔは、図４の式（１７）で表されるようになり、位相偏移ｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）が打ち消される。
【００３４】
以上のように、電力増幅器の位相歪みが補償される。次に、電力増幅器の振幅歪みが補償されることを示す。
【００３５】
振幅歪みを有する電力増幅器の出力電圧Ｖｏｕｔは、上記の関数ｆ（ｖ）を用いることによって、図４の式（１８）で表される。位相歪みｈ（Ｖｉ，Ｖｑ）は、上述したように補償されるので、ここでは考慮しない。
【００３６】
この電力増幅器の入力電圧Ｖｉ，Ｖｑは、多項式演算によって電圧ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に変換されるので、その変換後の電力増幅器の出力電圧Ｖａｍは、式（１８）中のＶｉ，Ｖｑをｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に置き換えた、図４の式（１９）で表される。
【００３７】
式（１８）（１９）中の関数ｆ（ｖ）は、ｃｏｓ（ωｔ），ｓｉｎ（ωｔ）を分離して考えたものである。これは、もともと振幅歪みを表す関数ｆ（ｖ）は、角周波数ωの成分の振幅（直流かそれに近い成分）のみを考慮して得たものであり、ｃｏｓ（ωｔ），ｓｉｎ（ωｔ）とは分離して考慮すべきものだからである。
【００３８】
そして、式（１９）中の関数ｆ（ｇ（Ｖｉ）），ｆ（ｇ（Ｖｑ））は、それぞれ図３の式（１）のように表されるので、式（１９）の出力電圧Ｖａｍは、図４の式（２０）で表され、振幅歪みが打ち消される。
【００３９】
以上のように、電力増幅器の振幅歪みが補償される。すなわち、図２の例によれば、電力増幅器の振幅歪みおよび位相歪みが補償される。
【００４０】
そして、図２の例によれば、テーブル２４には電力増幅器の位相歪みを補償するための少量のデータを書き込んでおけばよいので、テーブル２４を構成するメモリは小容量でよい。しかも、多項式演算部２１，２２での多項式演算は、振幅についてのみ行うとともに、合成演算部２５，２６での合成演算も、テーブル２４からの位相値θからｃｏｓθおよびｓｉｎθを求めて多項式演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）に乗算するだけであるので、歪み補償のための演算量が僅少となり、小規模の演算ロジックによって歪み補償を行うことができる。
【００４１】
図５の実線１および２で示す振幅特性および位相特性を有する、最大出力が２９．３ｄＢｍ、小電力利得が２６．１ｄＢ、最大位相偏移ｄＨが−５．２度の電力増幅器に、歪み補償を行わないＱＰＳＫ（Ｑuadrature ＰＳＫ：直交ＰＳＫ）変調信号を入力して得られる、歪みを含む電力増幅器の出力スペクトラムを計算した結果を、図６に示す。この場合、隣接チャンネル漏洩電力比は−３５ｄＢｃである。
【００４２】
これに対して、同じ電力増幅器に上記の例のように歪み補償を行ったＱＰＳＫ変調信号を入力して得られる、電力増幅器の出力スペクトラムを計算した結果を、図７に示す。この場合、隣接チャンネル漏洩電力比は−８５ｄＢｃであり、図６の歪み補償を行わない場合に比べて５０ｄＢも改善される。
【００４３】
（２−２．歪み補償の第２および第３の例：図８〜図１０）
図８は、歪み補償部２０の第２の例を示す。
【００４４】
この例では、ｃｏｓθ＝１、かつｓｉｎθ＝θとして、合成演算部２５，２６で、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）−ｇ（Ｖｑ）×θ …（２１）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）＋ｇ（Ｖｉ）×θ …（２２）
で表される演算を行う。その他は、図２の第１の例と同じである。
【００４５】
図９は、歪み補償部２０の第３の例を示す。
【００４６】
この例では、ｃｏｓθ＝１−θ2／２、かつｓｉｎθ＝θ−θ3／６として、合成演算部２５，２６で、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×（１−θ2／２）−ｇ（Ｖｑ）×（θ−θ3／６）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×（１−θ2／２）＋ｇ（Ｖｉ）×（θ−θ3／６）
で表される演算を行う。その他は、図２の第１の例と同じである。
【００４７】
図８または図９の例によれば、合成演算部２５，２６での演算を、より簡単にすることができる。
【００４８】
図１０に、図５に示した特性の電力増幅器で、歪み補償を行わない場合、図８の第２の例で歪み補償を行った場合、および図９の第３の例で歪み補償を行った場合のそれぞれについて、図５に示した最大位相偏移ｄＨを変数として変化させたときの、歪み補償の効果を計算した結果を示す。
【００４９】
図１０の破線で示すように、最大位相偏移ｄＨが−５．２度のとき、歪み補償を行わない場合に比べて、図８の第２の例では２５ｄＢ程度の歪みの改善が見られ、図９の第３の例では６０ｄＢ程度の歪みの改善が見られ、ｃｏｓθおよびｓｉｎθとしてテイラー級数の１項または２項のみからなる近似式を用いる場合でも、歪み補償の効果が損なわれないことが分かる。
【００５０】
（２−３．歪み補償の第４の例）
図２の例は、テーブル２４から演算出力Ｍｉｑ2に対応する位相値θを読み出す場合であるが、第４の例では、テーブル２４に演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応するｃｏｓθおよびｓｉｎθを書き込んでおいて、演算出力Ｍｉｑ2によってテーブル２４からｃｏｓθおよびｓｉｎθを読み出す。
【００５１】
この場合には、図２の例に比べて、テーブル２４のデータ量が増加するが、それでも、図１１に示した従来の例のように振幅歪みおよび位相歪みを補償するためのデータをテーブル６２に書き込む場合に比べて、テーブルのデータ量が僅少になるとともに、図２の例に比べて、合成演算部２５，２６での演算が、より簡単になる。
【００５２】
図８または図９の例においても、同様に、演算出力Ｍｉｑ2によってテーブル２４から直接、ｃｏｓθ＝１およびｓｉｎθ＝θまたはｃｏｓθ＝１−θ2／２およびｓｉｎθ＝θ−θ3／６を読み出す。
【００５３】
［３．他の実施形態］
さらに、この発明は、デジタル携帯電話システムの端末電話機の送信部の電力増幅器に限らず、基地局の送信用の電力増幅器や、その他の無線通信システムの基地局または移動局の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する場合に、広く適用することができる。
【００５４】
【発明の効果】
上述したように、この発明によれば、プリディストーション法によって電力増幅器の非線形歪みを補償する場合に、小容量のテーブルメモリおよび小規模の演算ロジックによって高精度の補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の無線通信装置の一例を示す図である。
【図２】図１の歪み補償部の第１の例を示す図である。
【図３】図２の例の説明に供する各種の式を示す図である。
【図４】図２の例の説明に供する各種の式を示す図である。
【図５】電力増幅器の代表的な振幅位相特性を示す図である。
【図６】図５の特性の電力増幅器で、歪み補償を行わない場合の出力スペクトラム計算結果を示す図である。
【図７】図５の特性の電力増幅器で、図２の例で歪み補償を行った場合の出力スペクトラム計算結果を示す図である。
【図８】図１の歪み補償部の第２の例を示す図である。
【図９】図１の歪み補償部の第３の例を示す図である。
【図１０】歪み補償を行わない場合、および図８または図９の例で歪み補償を行った場合についての歪み補償の効果を計算した結果を示す図である。
【図１１】従来のプリディストーション法の第１の例を示す図である。
【図１２】従来のプリディストーション法の第２の例を示す図である。
【符号の説明】
１１，１２…ロールオフフィルタ、２０…歪み補償部、２１，２２…多項式演算部、２３…２乗演算部、２４…テーブル、２５，２６…合成演算部、３１，３２…Ｄ／Ａコンバータ、３３，３４…ローパスフィルタ、４０…直交変調部、５０…電力増幅器
Claims (7)
- 無線通信装置が実行する、当該無線通信装置の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法として、
直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑを、それぞれ振幅歪み補償用の多項式であって、補償後の前記電力増幅器の入力電圧ｇ（ｖ）に対応する前記電力増幅器の出力電圧ｆ（ｇ（ｖ））が補償前の前記電力増幅器の入力電圧ｖに比例するようにされた関数ｇ（ｖ）に代入して、演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）を算出する第１工程と、
その演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）から、
Ｍｉｑ2＝（ｇ（Ｖｉ））2＋（ｇ（Ｖｑ））2
で表される演算出力Ｍｉｑ2を算出する第２工程と、
その演算出力Ｍｉｑ2によって、位相歪み補償用のテーブルから、その演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応した位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθを読み出す第３工程と、
その読み出された余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθと、前記演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）とから、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×ｃｏｓθ−ｇ（Ｖｑ）×ｓｉｎθ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×ｃｏｓθ＋ｇ（Ｖｉ）×ｓｉｎθ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する第４工程と、
を備える歪み補償方法。 - 請求項１の歪み補償方法において、
ｃｏｓθ＝１、かつｓｉｎθ＝θとして、前記第４工程では、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）−ｇ（Ｖｑ）×θ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）＋ｇ（Ｖｉ）×θ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する歪み補償方法。 - 請求項１の歪み補償方法において、
ｃｏｓθ＝１−θ2／２、かつｓｉｎθ＝θ−θ3／６として、前記第４工程では、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×（１−θ2／２）−ｇ（Ｖｑ）×（θ−θ3／６）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×（１−θ2／２）＋ｇ（Ｖｉ）×（θ−θ3／６）
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する歪み補償方法。 - 無線通信装置の送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する装置として、
直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑを、それぞれ振幅歪み補償用の多項式であって、補償後の前記電力増幅器の入力電圧ｇ（ｖ）に対応する前記電力増幅器の出力電圧ｆ（ｇ（ｖ））が補償前の前記電力増幅器の入力電圧ｖに比例するようにされた関数ｇ（ｖ）に代入して、演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）を算出する多項式演算手段と、
その演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）から、
Ｍｉｑ2＝（ｇ（Ｖｉ））2＋（ｇ（Ｖｑ））2
で表される演算出力Ｍｉｑ2を算出する２乗演算手段と、
その演算出力Ｍｉｑ2によって、その演算出力Ｍｉｑ2と１対１に対応した位相値θの余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθが読み出される位相歪み補償用のテーブルと、
その読み出された余弦値ｃｏｓθおよび正弦値ｓｉｎθと、前記演算結果ｇ（Ｖｉ），ｇ（Ｖｑ）とから、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×ｃｏｓθ−ｇ（Ｖｑ）×ｓｉｎθ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×ｃｏｓθ＋ｇ（Ｖｉ）×ｓｉｎθ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する合成演算手段と、
を備える歪み補償装置。 - 請求項４の歪み補償装置において、
ｃｏｓθ＝１、かつｓｉｎθ＝θとされて、前記合成演算手段は、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）−ｇ（Ｖｑ）×θ
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）＋ｇ（Ｖｉ）×θ
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する歪み補償装置。 - 請求項４の歪み補償装置において、
ｃｏｓθ＝１−θ2／２、かつｓｉｎθ＝θ−θ3／６とされて、前記合成演算手段は、
Ｉ’＝ｇ（Ｖｉ）×（１−θ2／２）−ｇ（Ｖｑ）×（θ−θ3／６）
Ｑ’＝ｇ（Ｖｑ）×（１−θ2／２）＋ｇ（Ｖｉ）×（θ−θ3／６）
で表される直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を算出する歪み補償装置。 - 請求項４〜６のいずれかの歪み補償装置を歪み補償部として備える無線通信装置。
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