JP5041158B2 - 高周波電力増幅器の歪み補償装置 - Google Patents
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Description
ところが、実際の電力増幅器は少なからず非線形性を有しており、完全な線形性を得ることが不可能である。一般に線形性を重視すると、電力増幅器の電力効率(電源から高周波数信号に変換される電力の割合)が低下する。逆に電力効率を高めようとすると、非線形性が強くなる。この相反する増幅器の特性を両立させる方法として、増幅器で発生する非線形歪みを補償する技術がこれまで知られている。
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その課題とするものは、最適な歪み補償特性を自動的に維持するとともに、歪み補償を高速に達成するプレディストータ型歪み補償装置を提供することである。
図2は歪み信号発生回路の実施例を示すブロック図である。
図3は歪み検出回路の第1の実施例を示すブロック図である。
図4は歪み検出回路の第2の実施例を示すブロック図である。
図5は図4に示す歪み検出回路のフィルタ特性と歪み信号を含んだ信号の電力スペクトルとの関係を示す説明図である。
図6は歪み検出回路の第3の実施例を示すブロック図である。
図7は歪み補償特性の例を示す説明図である。
図8は本発明の第2の実施形態に係る歪み補償装置の回路ブロック図である。
図9は本発明の第3の実施形態に係る歪み補償装置の回路ブロック図である。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る歪み補償装置を説明するための回路ブロック図である。この図を用いて、まず、全体の動作を説明する。入力端子11に入力される増幅すべき高周波信号は歪み補償信号発生回路12と歪み信号発生回路16に入力される。歪み補償信号発生回路12は、増幅すべき高周波信号の他に、電力増幅器13で発生する歪み成分を打ち消すための歪み補償信号を発生させる。
増幅器13の出力は出力端子14に出力されるとともに、その一部は位相補償回路19を通ったのち、歪み検出回路15に入力されて、歪み信号成分が抽出される。この際、入力端子11より入力される増幅すべき高周波信号(図の破線)を用いることも考えられる。歪み信号発生回路16は、高周波入力信号を入力として、高次(n次)の歪み信号を発生させる。nの値として、例えば、3,5,7などが考えられる。n次の歪み信号の一部は、歪み補償信号発生回路12に入力され、制御変数発生回路18により発生されるn次の制御変数が乗算される。n次の歪み信号の一部は相関回路17に入力され、歪み検出回路15の出力信号との間で相関演算が行われる。相関回路17の出力は制御変数発生回路18に入力され、制御変数が生成される。
位相補償回路19は入力端子11から歪み検出回路15の出力に至るまでに受ける信号の位相回転を補償するものであり、その動作の詳細については、後で説明する。
図2は本発明の実施例における歪み信号発生回路の実施例を示す回路図である。ここでは、数式を用いて説明を加える。任意の高周波信号は次式のように表現できる。
ここで、A(t)は振幅、ωcは搬送波周波数、ψ(t)は位相である。信号における情報はA(t)およびψ(t)に反映されている。上式は三角関数の公式により、
と書き換えられる。ここでx(t)=A(t)cosψ(t),y(t)=A(t)sinψ(t)とおいた。
式(1)を複素数を用いて表現すれば、次のようになる。
ここで、
とおいた。
けば、次のように表される。
我々は、搬送波周波数ωcの値には興味がないので、これを無視して(ωc=0)信号を複素数で表す。複素信号z(t)は信号の情報をすべて含んでいる。もし、実際の高周波信号を表現したければ、式(3)を用いればよい。式(5)で与
An(t)=|z(t)|n(記号||は絶対値を表す)であることを用いた。
単化のため時間因子tを省略したものである。また図1における歪み信号発生回路16の出力はこのように複数の歪み信号からなっていることに留意しておきたい。これに対応して、制御変数発生回路18も同数の制御変数αnを発生する。歪み補償信号発生回路12の動作の例を式を用いて表現すれば、次のようになる。この回路の出力z′は
と表される。出力z′は増幅すべき信号zとn次の歪み補償信号が加算されたものである。その原理は、増幅器内で発生する歪み成分と同振幅、逆位相となる信号を増幅すべき信号に加えて入力することによって、増幅器出力において歪
αnの乗算で得られている。
歪み検出回路の第1の実施例を図3に示す。この回路は増幅すべき信号zと増幅器13の出力から得られる信号z″の差分をとっている。
歪み検出回路の第2の実施例を図4に示す。この回路は増幅器の出力から得られる信号をフィルタに通すことにより歪み信号成分を抽出している。図5はこの回路の動作を説明するためのスペクトルを概念的に示したものである。同図の実線は増幅すべき信号のスペクトルを表し、破線は歪みによって発生した信号のスペクトルである。図4に示したフィルタの振幅特性|H(ω)|は理想的には図5に示したように歪み信号成分のみを通過させるものである。
図6は歪み検出回路の第3の実施例を示す。ここでは、高速フーリエ変換(FFT)を行って後、歪み成分検出回路で歪みによる周波数成分のみを抽出している。その後、逆フーリエ変換(IFFT)を行って時間領域の信号にもどしてもよいし、周波数領域のままで、相関をとることも考えられる。
本発明における相関回路は、歪み信号発生回路で発生されるn次の歪み信号
号*は複素共役を示す)を計算する。この相関値をもとにして、制御変数発生回路は制御変数αnを発生させる。その方法は歪み信号eを零に近づけるものですれば、どのような手法を用いてよい。例えば、歪み補償装置を時間離散システムとして実現する場合には、以下のような最小2乗(LMS)法を用いることができる。
ここで、mは離散時間を表している(m=0,1,2,,...)。また、μは小さな定数である。制御変数αnは任意の初期値(通常は零を与える)から出発して時間が進むにつれて、|e[m]|2の平均値が最小値になるような値に自動的に収束する。このことは、歪み信号が相対値に小さいとして数学的に示すことができる。しかし、記述が長くなるので、ここでは、その説明は省略する。その代わりに、計算機シミュレーション実験によって、その動作の妥当性を示す。図7は上記の制御変数発生アルゴリズムによって得られた歪み補償特性を電力スペクトルとして示す。歪みが軽減されることにより帯域外電力成分が減少していることが分る。
図8は本発明に係る歪み補償装置の第2の実施例を示す。この実施例が、図1に示した第1の実施例と異なるところは、直交変調回路811、局部発振回路812、および直交検波回路813を新しく追加し、位相補償回路814を変更していることである。その他の回路は第1の実施例と同等であり、番号符号1〜8を番号符号81〜88としている。直交変調回路812は送信すべき信号を同相成分x(t)と直交成分y(t)とで表すとき、式(2)で与えられる演算を行う。ここで、局部発振回路812は搬送波周波数ωcの正弦波(cosωctとsinωct)を発生させる回路である。また、直交検波回路812は式(2)で与えられる高周波信号s(t)から、同相および直交成分である、x(t),y(t)を取り出す働きをする。その動作の詳細は同業者においては公知であるから、ここでは説明を省略する。位相補償回路814は、位相、直交成分の信号をもとにして、入力信号の位相を回転させる回路である。その動作は数式により次のように表される。
ここで、Δφは位相回転量であり、その値は入力端子81に入力される信号z=x+jyが直交変調回路811、増幅回路83および直交検波回路813を通過してきたときに生じる位相回転を打ち消すように設定される。具体的には、信号z=x+jyとz″=x″+jy″との位相差を検出することによって行うことができる。ディジタル信号処理を行う場合には、次のような反復法を用いることが考えられる。
ここで、μは小さな定数であり、x[m],y[m]は入力信号zの離散時間信号
ある。
本発明の第2の実施例の動作は、第1の実施例の動作を説明するときに用いた信号の複素表現z(t)=x(t)+jy(t)において、同相、直交成分をそれぞれx(t),y(t)とした時の動作そのものであるから、これ以上の説明は省略する。本発明の実施例は、破線で囲んだ部分をいわゆるディジタル信号処理によって実現することが望ましい。この場合には、図8には図示していないが、破線部からの出力x′,y′の部分にディジタルアナログ変調回路を、また、破線部への入力x″,y″の部分にアナログディジタル変換回路を、それぞれ用いる。本実施例は信号処理をベースバンド帯で行えること、さらには、ディジタル信号処理を用いることが容易となる利点を有している。
本発明に係る歪み補償装置の第3の実施例を図9に示す。この実施例は第2の実施例において、番号符号81〜88,811〜814を番号符号91〜98,911〜914に変更し、負帰還回路を付け加えたものとなっている。負帰還回路は、位相補償回路914の出力の一部に係数乗算回路915により定数(β)を乗算したのち、入力端子91に入力される信号z=x+jyから引き算することにより構成されている。定数βは歪み補償の程度と回路動作の安定性と考慮して決定する。低域通過フィルタ(LPF)916は負帰還回路の安定性を保つために挿入される。本実施例におけるその他の回路は第2の実施例と同一であるので、ここでは説明を省略する。この実施例では、歪み補償信号発生回路92の入力に負帰還信号を入力することが肝要である。本実施例の効果は、プレディストータ型歪み補償方式が最適な歪み補償特性に収束するのに時間が長くかかるという問題を、負帰還方式により改善する効果がある。別の観点からすれば、負帰還方式歪み補償において、歪み補償を大きく取ろうとすると、動作が不安定になる欠点を歪み補償量をプレディストータ型に分担させることによって、解決していると考えることができる。
Claims (6)
- 入力端子を通して与えられる高周波信号を増幅する電力増幅器に接続され、該電力増幅器において発生する非線形歪みを補償する歪み補償装置であって、
電力増幅器出力における歪み信号を検出する歪み検出手段と、
増幅すべき高周波信号を入力としてn次(nは2以上の整数)の非線形歪み信号を発生させる歪み信号発生手段と、
該非線形歪み信号に制御変数を乗算することにより歪み補償信号を発生する共に、前記歪み補償信号と前記高周波信号とを加算して、前記電力増幅器に出力する歪み補償信号発生手段と、
前記歪み信号発生手段の出力と前記歪み検出手段の出力との相関を求める相関回路と、
前記電力増幅器の出力信号を抽出する抽出手段と、
前記抽出された前記電力増幅器の出力信号を前記入力端子と前記歪み補償信号発生手段の間に負帰還する負帰還手段とを備え、
前記相関回路の出力により、前記制御変数を決定することを特徴とする
ことを特徴とする歪み補償装置。 - 前記歪み検出手段が、前記電力増幅器出力から得られる信号と増幅すべき信号との誤差を検出することを特徴する請求項1に記載の歪み補償装置。
- 前記歪み検出手段が、前記電力増幅器出力から得られる信号をフィルタに通すことにより、歪みにより生じた周波数成分を検出することを特徴する請求項1に記載の歪み補償装置。
- 前記歪み検出手段が、前記電力増幅器出力から得られる信号をフーリエ変換した後、歪みにより生じた周波数成分を検出することを特徴する請求項1に記載の歪み補償装置。
- 前記抽出手段から前記負帰還手段に帰還される信号に位相補償を行なう位相補償手段を有することを特徴とする請求項1乃至4のいずれか一項に記載の歪み補償装置。
- 前記電力増幅器の前段に設けられた直交変調回路と、前記電力増幅器の出力から得られる信号を入力とする直交検波回路とを備え、前記抽出手段から前記負帰還手段に帰還される信号を直交検波することにより、同相成分及び直交成分のベースバンド信号を帰還させると共に、前記直交変調回路により変調された信号を前記電力増幅器に出力することを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の歪み補償装置。
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