KR20140067143A - 멀티채널 광대역 통신 시스템에서 디지털 사전왜곡을 위해 대역폭을 증가시키는 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

디지털 사전왜곡 선형화 방법이 제공되어, 광대역 통신 시스템에 채용되는 RF 전력 증폭기에 있어서 순시 또는 운영 대역폭을 증가시킨다. 본 발명의 실시예들은 멀티채널 광대역 무선 송신기를 위한 기존의 디지털 플랫폼에 통합된 피드백 필터를 이용하여 DPD 선형화 대역폭을 증가시키는 방법을 제공한다. 본 발명의 일 실시예는 DPD 피드백 경로 내의 저전력 대역 통과 필터와 함께 DPD 피드백 신호를 이용한다.

Description

멀티채널 광대역 통신 시스템에서 디지털 사전왜곡을 위해 대역폭을 증가시키는 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR INCREASING BANDWIDTH FOR DIGITAL PREDISTORTION IN MULTI-CHANNEL WIDEBAND COMMUNICATION SYSTEMS}
본 발명은 일반적으로 멀티플렉싱 변조(multiplexing modulation) 기술을 이용하는 광대역 통신 시스템에 관련된다. 보다 구체적으로, 본 발명은 멀티채널 광대역 무선 송신기에서의 비선형성 및/또는 메모리 효과를 보상하기 위하여 디지털 사전왜곡(predistortion) 선형화를 위한 순시(instantaneous) 또는 운영(operational) 대역폭을 증가시키는 방법에 관련된다.
무선 주파수(radio frequency; RF) 전력 증폭기(power amplifier; PA)의 선형성 및 효율은 높은 첨두전력 대 평균전력비(Peak-to-Average Power Ratio; PAR) 값을 갖는 비상수 엔빌로프(non-constant envelope) 디지털 변조 방식에 있어서 설계상 중요한 문제가 되어 왔다. 이는 무선 통신 시스템에서의 스펙트럼 효율의 중요성이 증가되어 나타난 결과이다. RF PA들은 PA의 출력에서의 진폭 변조 - 진폭 변조(AM-AM) 왜곡 및 진폭 변조 - 위상 변조(AM-PM) 왜곡을 생성하는 비선형성을 갖는다. 이러한 바람직하지 않은 결과들은 에러 벡터 크기(error vector magnitude; EVM)를 악화시킬 수 있는 대역내(in-band) 왜곡과, 인접한 채널에서의 스펙트럼 재성장(regrowth)을 일으킬 수 있다. 상업용 무선 통신 시스템은 예컨대 20MHz 내지 25MHz 범위 내의 대역폭을 이용할 수 있다. 이러한 예에서, 스펙트럼 재성장 효과는 100MHz 내지 125MHz 폭보다 큰 주파수 대역에 걸쳐 원하지 않는 영향을 줄 수 있다. 이러한 잠재적인 영향은 시스템간 및 시스템내 간섭을 포함할 수 있다. 따라서, 관련 기술 분야에서는 통신 시스템에 관련된 향상된 방법 및 시스템에 대한 요구가 존재한다.
스펙트럼 재성장 및 대역내 왜곡 효과를 제거 또는 감소하기 위해 RF PA 애플리케이션에서 선형화 기술을 채용하는 것이 바람직하다. 해당 기술분야의 문헌에서 피드백, 피드포워드(feedforward) 및 사전왜곡과 같은 다양한 RF PA 선형화 기술들이 제안되어 왔다. 가장 전망있는 선형화 기술들 중 하나는 디지털 신호 프로세서에 있어서의 최근의 진보를 이용하는 기저대역(baseband) 디지털 사전왜곡(digital predistortion; DPD)이다. 널리 사용되는 종래의 피드포워드 선형화 기술과 비교할 때 DPD는 시스템 복잡도는 감소되고 더 나은 선형성과 더 높은 전력 효율을 성취할 수 있다. 또한, 소프트웨어 구현은 다중 표준(multi-standard) 환경에 바람직한 재설정가능성(reconfigurability)을 갖는 디지털 사전왜곡기를 제공한다. 또한, 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier; DPA)와 같이 효율 향상 기술을 이용하는 PA는 선형성을 희생하는 대가로 기존의 PA 설계보다 더 높은 효율을 달성할 수 있다. 따라서, DPD를 효율 향상 기술을 이용하는 DPA와 결합하면 시스템 선형성과 전체 효율을 최대화할 수 있는 가능성이 있다.
차세대 무선 시스템을 위한 순시(instantaneous) 대역폭(예컨대, 25MHz를 초과)에 대한 요건은 계속 증가하고 있고, 이는 DPD 처리 속도가 함께 증가되어야 한다는 것을 의미한다. 이러한 더 높은 처리 속도로 인해 수 개월의 시간과 상당한 인적 리소스 및 비용이 들 수 있는 새로운 디지털 플랫폼 설계를 위한 노력이 필요할 수 있다. 더 높은 처리 속도는 또한, 필드 프로그래머블 게이트 어레이(Field Programmable Gate Array; FPGA), 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 및 아날로그-디지털 컨버터(ADC)에서 DPD를 위한 샘플링 레이트(sampling rate) 증가로 인해 시스템 비용을 높이고 전력 소모를 증가시킬 수 있다. 이에 더하여, RF/IF 필터 요건은 보다 엄격하고 이는 또한 시스템 비용과 복잡도를 증가시킬 것이다. 더 넓은 순시 대역폭을 갖는 DPD를 갖는데 따른 또 다른 전형적인 결과는 증가된 메모리 효과일 수 있다. 이는 DPD 알고리즘이 더욱더 복잡해지게 할 수 있고 설계, 최적화 및 테스트에 더 긴 시간이 걸릴 것이다.
본 발명의 실시예들은 고도의 복잡도와 비용을 추가하지 않고도 더 넓은 대역폭을 제공하는 DPD 선형화 방법 및 시스템을 제공한다.
이에 따라, 본 발명의 실시예들은 앞서 논의된 한계들을 극복한다. 본 발명의 실시예들은 멀티채널 광대역 무선 송신기를 위한 기존의 디지털 플랫폼을 많은 비용을 들여 변경하지 않고 DPD 선형화 대역폭을 증가시키는 방법을 제공한다. 상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 몇몇 실시예에 의하면, DPD 피드백 경로에 협대역 필터(narrow band-pass filter)와 함께 DPD 피드백 신호가 채용된다. 본 명세서에 기술된 실시예들은, 전력 소모 및/또는 비용을 증가시킬 수 있는 디지털 프로세싱 부품들의 변경없이 기존의 디지털 송신기 시스템으로 얻을 수 있는 DPD 대역폭을 확장할 수 있다.
본 발명의 방식에 의하여 종래 기술에 비해 많은 이점들을 얻을 수 있다. 본 명세서에 상세히 설명되는 바와 같이, DPD 출력에 대한 디지털 유한 임펄스 응답(finite impulse response; FIR) 필터 특성은, DPD 출력 및 피드백 입력에 기초한 간접 학습(indirect learning) 알고리즘에서 오류를 일으킬 수 있는 왜곡의 중첩을 피하기 위해 중요하다. 이는 많은 수의 탭(tap)을 갖는 디지털 FIR 필터를 이용하고자 하는 요구를 일으킬 수 있다. 본 발명의 실시예들은 DPD 입력 및 피드백 입력에 기초한 직접 학습 알고리즘을 이용함으로써 디지털 FIR 필터의 제거를 가능하게 할 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 다중 대역 애플리케이션, 그리고, 심지어 단일 대역 애플리케이션을 위한 멀티플라이어(multiplier)의 수를 감소시킬 수 있다. 또한, 계수의 계산에 오류를 일으킬 수 있는 왜곡의 중첩을 피하기 위해 아날로그 피드백 경로의 아날로그 필터 특성이 제공될 수도 있다. 이렇게 해서, 본 발명의 실시예들은 크고 값비싼 하나 또는 그 이상의 멀티폴(multi-pole) 세라믹 필터에 대한 필요를 감소 또는 제거하고, 이를 피드백 ADC에서의 앨리어싱(aliasing)만을 제거하는 하나 또는 그 이상의 덜 엄격한 세라믹 필터로 대체한다. 이에 따라, 중첩을 피하기 위해 많은 수의 탭을 갖는 디지털 FIR 필터가 삽입될 수 있다. 또한, 하나의 필터는 다중 대역 애플리케이션을 위해 공유될 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 실시예들은 평범한 세라믹 필터와 다수의 탭을 갖는 하나의 민감한 디지털 필터를 이용할 수 있다. 이러한 그리고 다른 본 발명의 실시예들은 다수의 이점 및 특징들과 함께 이하의 설명 및 첨부된 도면들과 관련하여 보다 상세히 설명된다.
본 발명의 목적 및 이점들은 다음과 같은 첨부 도면들과 함께 이하의 상세한 설명을 참조하여 보다 완벽히 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 DPD 선형화 대역폭을 증가시키는 방법을 도시하는 단순화된 흐름도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 반송파(multi-carrier) 광대역 전력 증폭기 시스템을 도시하는 개념적 블록도이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 의한 다중 반송파 광대역 전력 증폭기 시스템을 도시하는 개념적 블록도이다.
도 4a 내지 4d는 종래의 시스템에 있어서 DPD 대역폭 특성을 보여주는 그래프이다.
도 5a 내지 5d는 본 발명의 일 실시예에 의한 DPD 대역폭 특성을 보여주는 그래프이다.
도 6은 DPD를 이용하는 종래의 시스템에 있어서 스펙트럼 출력 응답을 보여주는 도면이다.
도 7a 내지 7c는 본 발명의 다양한 실시예에 의한 시스템에 있어서 스펙트럼 출력 응답을 보여주는 도면이다.
일반적으로, 본 발명의 DPD 기술은 인접 채널 전력비(adjacent channel power ratio; ACPR)를 효과적으로 향상시킬 수 있다. 그러나, DPD 성능은 DPD 피드백 경로에서 채용되는 ADC의 속도 제한과 관련된 제한된 대역폭으로 인해 나빠질 수 있다. 이러한 ADC는 DPD 피드백 신호를 처리하는데 매우 중요하다. 더 높은 샘플링 레이트를 갖는 ADC를 채용하기 위해 제품 설계를 수정하면 DPD 성능을 향상시킬 수 있을지 모르지만, 이러한 방식은 DPD 기능의 복잡도와 가격을 증가시키고 이에 따라 시스템 비용을 증가시킬 수 있다. 이는 새롭고 진화된 시스템 요건을 만족시키기에는 바람직하지 않은 방식임에 분명하다. 이러한 한계를 극복하기 위해 본 발명은 주파수 분할 듀플렉스(duplex) 무선 시스템과 관련된 듀플렉서(duplexer)의 대역 통과 특성을 이용하고, 이에 따라 DPD는 PA 출력 신호의 감소된 대역폭에서 왜곡 감소를 제공하기 위해서만 요구된다. 따라서, 본 발명에 의해 제공되는 시스템은 이하에서 향상된 대역폭 디지털 사전왜곡(enhanced-bandwidth digital predistortion; EBWDPD) 시스템이라고 불린다. EBWDPD 시스템의 실시예들은 첨부된 도면들을 참조하여 설명된다.
종래의 시스템에서, DPD 시스템과 관련된 대역폭은 일반적으로 입력 신호의 대역폭의 5배일 것이 요구된다. 예를 들어, 20MHz 입력 신호 대역폭을 갖는 종래의 시스템에 있어서, DPD 기능은 DPD 출력 및 DPD 피드백 입력을 위해 적어도 100MHz 대역폭을 요구하고, 이는 피드백 ADC 샘플링 레이트가 적어도 200Msps이어야 함을 의미한다. 이는 종래의 DPD 구현을 위한 매우 중요한 팩터이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 반송파 광대역 전력 증폭기 시스템을 도시하는 개념적인 불록도이다. 도 2에 도시된 시스템은 디지털 복합(complex) 입력 샘플 201(20MHz의 대역폭), 디지털 사전왜곡 회로 202(100MHz를 넘는 대역폭), 피드백 대역 통과(band-pass) 필터(FB BPF) 204와 유사한 대역폭을 갖는 디지털 필터 203, 디지털-아날로그 컨버터 205, AQM 206으로서 나타내진 IQ 변조기, 전력 증폭기 207, 듀플렉서 208(20MHz의 대역폭), PA 207의 출력에 연결된 출력을 위한 저전력(low power) 피드백 RF 대역 통과 필터 204(RF FB BPF)를 포함하는 무선 주파수 다운 컨버전(down-conversion; 하향 변환) 회로 209, 및 DPD 피드백 경로를 위한 아날로그-디지털 컨버터 210(FB BPF 대역폭 값의 두 배보다 큰 샘플링 레이트를 채용함으로써 얻어진 RF FB BPF 대역폭보다 일반적으로 더 큰 대역폭을 가짐)를 포함한다. RF FB BPF 204는 피드백 신호를 필터링하여 상기 전력 증폭기의 출력과 비교해서 감소된 대역폭을 특징으로 하는 신호를 제공한다. DPD 계수들은 RF FB BPF 204에 의해 생성된 피드백 신호로부터 추출되고, 이는 필터 204와 연관된 감소된 대역폭을 갖는다.
DPD 202는 입력 신호의 3차 및 5차 전개(expansion)와 연관된 왜곡 성분을 도입하고, 이는 DPD 출력 대역폭이 20MHz 입력 신호에 기초한 대략 100MHz보다 더 커지게 한다. DPD 출력(100MHz를 넘는 대역폭을 가짐)과 피드백 신호(FB BPF 대역폭을 가짐)로부터의 부정확한 에러 계산으로 인한 DPD 알고리즘의 불안정성을 피하기 위해, DPD 출력이 RF FB BPF 204와 유사한 대역폭 값을 갖는 디지털 필터 203에 의해 필터링된다. 본 발명의 실시예들은 도 7a 내지 7c와 관련하여 보다 상세히 설명되는 것과 같이 적합한 대역폭 값을 갖는 RF FB BPF 204를 이용한다. 필터 204의 대역폭은 DPD 대역폭보다 작고, 필터 204가 DPD 대역폭과 같은 대역폭을 갖는 종래의 시스템과 대조된다. 또한, ADC 210은 몇몇 실시예에서 FIR 필터 203과 연관된 대역폭을 갖고, 이는 DPD 대역폭보다 작다.
종래의 시스템과 비교해서 도 2에 도시된 다중 반송파 광대역 전력 증폭기 시스템에서의 다양한 구성요소의 대역폭이 감소되고 따라서 시스템 복잡도 및 비용이 감소된다는 점에 주목해야 한다. 일 예로서, 디지털 필터 203은 디지털 사전왜곡 회로의 대역폭에 기초하여 100MHz를 초과하기보다는 피드백 대역 통과 필터 204의 대역폭과 유사한 대역폭을 갖는다. ADC 210은 FB BPF 대역폭 값의 2배보다 큰 샘플링 레이트를 채용함으로써 얻어지는 RF FB BPF 대역폭보다 일반적으로 더 큰 대역폭을 갖는다. 이렇게 해서, 본 발명의 실시예들은 종래의 시스템 내의 종래의 구성요소들보다 더 낮은 대역폭과 샘플링 레이트에서 동작하는 구성요소들을 이용하여 시스템 비용과 복잡도를 감소시킨다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 의한 다중 반송파 광대역 전력 증폭기 시스템을 도시하는 개념적 블록도이다. 이 실시예는 도 2에 도시된 시스템과 몇 가지 공통된 특성들을 공유하고 몇 가지 차이점을 갖는다. 도 3에 도시된 바와 같이, 이 시스템은 저전력 협대역(narrowband) IF 대역 통과 필터 301을 포함한다. 도 3에 의해 제공되는 본 발명의 실시예들은 RF 대역 통과 필터를 사용하는 것에 비해서 IF BPF 필터를 사용하여 설계 및 구현하기가 쉽고 비용이 적게 든다. IF 필터를 사용해서, 본 발명은 통상의 IF 주파수의 사용에 기초한 다양한 애플리케이션에서 채용되는 시스템들에 적용가능하다. 도 2에 도시된 실시예의 경우와 같이, IF FB BPF에 뒤이은 피드백 ADC는 DPD 피드백 경로에 대한 FB BPF 대역폭 값의 2배보다 더 큰 샘플링 레이트를 채용한다. 이는 높은 성능을 제공하면서도 구현 비용을 절감하는 것을 돕는다. 상기 피드백 루프는 증폭기 왜곡을 보상하는 왜곡을 도입하기 위해 사용되는 입력(예컨대, 전력 증폭기 207에서의 왜곡의 척도)을 제공한다.
도 2 및 도 3에 도시된 실시예들은 종래의 시스템에서 사용되는 대역폭(예컨대, >100MHz)보다 작은 대역폭을 특징으로 하는 디지털 필터를 채용할 수 있다. 또한, 도 2 및 도 3에 도시된 실시예들은 PA 출력에 연결된 RF BPF 또는 저전력 피드백 IF BPF를 포함할 수 있다. 이렇게 해서, 본 발명의 다양한 실시예에 따라 RF 또는 IF에서 필터링이 행해질 수 있다.
도 4a 내지 4d는 종래의 시스템에 있어서 DPD 대역폭 특성을 보여주는 그래프이다. 종래의 시스템에 있어서의 DPD 대역폭은 입력 신호 대역폭의 값의 5배보다 더 클 것이 요구된다. 도 4a는 DPD 입력 신호를 보여준다. 도 4b는 FB BW의 상당히 넓은 대역폭에 걸쳐 왜곡 성분(어두운 음영 처리)을 갖는 피드백 신호를 보여준다. 도 4c는 FIR 디지털 필터 대역 통과 특성과 함께 사전왜곡 성분(상기 피드백 신호에 기초함)을 갖는 DPD 출력 신호를 보여준다. 사전왜곡 성분을 갖는 신호는 DPD 대역폭보다 약간 작은 대역폭을 갖는다. 도 4d는 왜곡이 없어진 PA/듀플렉서 출력 신호를 보여준다. 데이터는 중앙 스펙트럼 대역 내에 포함되고 왜곡은 도 4b에 도시되며 180도 위상 천이(이상(out of phase))를 갖는 왜곡 성분은 도 4c에 도시되고, 그 결과 왜곡이 제거되고 현저한 대역외(out of band) 전력이 없는 신호가 도 4d에 도시된다. 몇몇 실시예에서, DPD 202의 출력에서의 신호는 도 4b에 도시된 것과 유사하다.
도 4d에 도시된 바와 같이, 듀플렉서 대역폭은 데이터 스펙트럼의 대역폭보다 약간 크다. 본 발명의 실시예들은 스펙트럼으로부터 대역외 전력의 일부를 제거하는 것을 돕기 위해 듀플렉서 208의 필터링 특성을 이용한다. 듀플렉서의 사용때문에, 대역폭 전체(예컨대, FB BW)에 걸쳐 교정할 필요는 없고, 필터링 기능을 제공하는 듀플렉서로 대역폭의 일부만을 교정하면 된다.
도 5a 내지 5d는 본 발명의 실시예에 의한 DPD 대역폭 특성을 보여주는 그래프이다. 도 2와 관련하여 설명된 것처럼, DPD 대역폭은 종래 시스템에 의해 요구되는 대역폭보다 작은 FB BPF 대역폭과 연관된다. 도 5a는 DPD 입력 신호를 보여준다. 도 5b는 FB BPF 204 후의 피드백 신호의 대역폭을 보여준다. 도 5b에 도시된 것처럼, FB BPF 204 후의 피드백 신호의 대역폭은 DPD 대역폭에 비해 감소된다. 따라서, 도 2를 참조하면, RF 피드백 대역 통과 필터(RF FB BPF) 204는 도 5b에 도시된 것과 같은 대역폭을 갖는다. 이 대역폭은 DPD 대역폭에 비해 감소된다.
도 5c는 종래의 시스템과 비교해서, 더 좁은 FIR 디지털 필터 대역 통과 특성과 함께 사전왜곡 성분(피드백 신호에 기초함)을 갖는 DPD 출력 신호를 보여준다. 사전왜곡 성분을 갖는 신호는 DPD 대역폭보다 훨씬 작은 대역폭을 갖는다. 도 5c에 도시된 것처럼, 사전왜곡 성분 430(도 4c를 참조)은 사전왜곡 성분 530보다 크다. 이는 RF FB BPF 204에 의해 제공되는 필터링 특성의 결과이다. 사전왜곡 성분 530과 연관되는 대역폭은 DBD BW보다 훨씬 좁다는 점에 주목해야 한다.
도 5d는 PA/듀플렉서 출력 신호를 보여준다. 도 4d와 달리, 듀플렉서는 입력 신호의 대역폭 훨씬 밖에서 출력 왜곡을 감소시키는데 있어서 중요한 역할을 갖는다. 원하는 신호의 각각의 대역 에지 가까이에서, DPD는 실질적인 양의 왜곡 감소를 제공한다. 따라서, 듀플렉서의 필터링 특성을 사용하면, 그렇지 않은 경우에 가능한 것보다 더 작은 범위에서의 보상을 가능하게 한다. 반송파 가까이에서, 본 명세서에 개시된 디지털 사전왜곡 기술의 결과 대역외 전력(데이터 스펙트럼의 바깥쪽)은 실질적으로 0이다. 일부 대역외 전력이 나타나지만, 전력의 대부분은 듀플렉서의 대역폭 바깥쪽에 있어서, 그 결과 전력의 대부분이 듀플렉서에 의해 필터링된다.
도 6은 DPD를 채용하는 종래의 시스템에 있어서 스펙트럼 출력 응답을 보여주는 도면이다. 도 6의 결과들은 FB BPF가 없는 종래의 PA 시스템에 관한 것이다. 이 결과들은 4 반송파 WCDMA 입력 신호(총 대역폭이 20MHz) 및 60W 평균 출력 전력에 대한 것이다. 왜곡의 대역폭은 ~100MHz(즉, 신호 대역폭의 5배)이다. DPD는 왜곡을 20dB 이상 감소시킨다.
도 7a 내지 7c는 본 발명의 다양한 실시예에 의한 시스템에 있어서 스펙트럼 출력 응답을 보여주는 도면이다. 도 7a 내지 7c에 도시된 스펙트럼은 FB BPF 대역폭(FIR 필터 203)의 다양한 값들(각각 25MHz, 30MHz 및 40MHz)에 기초한 DPD 성능을 도시한다. 25MHz FB BPF 대역폭에 대해서, DPD 성능과 관련된 스펙트럼은 미리 정해진 레벨의 노이즈를 포함한다. 30MHz 및 40MHz의 FB BPF 대역폭을 사용하는 시스템은, >100MHz일 수 있는 종래의 시스템에 채용되는 피드백 ADC보다 훨씬 더 낮은 샘플링 레이트를 갖는 ADC 210을 이용하면서, 종래의 시스템에 있어서의 DPD 성능에 필적하는 DPD 성능에 대한 결과를 제공한다. 또한, 본 발명의 실시예들은 전형적인 대역폭의 값이 신호 대역폭의 5배보다 큰 종래의 시스템에서의 종래의 필터보다 훨씬 낮은 대역폭을 특징으로 하는 필터 203을 이용한다. 시스템 대역폭(즉, 25MHz)은 피드백 루프 및 도 2에 도시된 RF FB BPF 204 또는 도 3에 도시된 IF FB BPF 301의 대역폭을 가리킨다.
표 1은 본 발명의 실시예들에 관한 인접 채널 누설 전력비(Adjacant Channel Leakage Power Ratio; ACLR) 성능을 보여주는 표이고, 그 값들은 도 6 및 도 7a 내지 7c의 결과로부터 얻어진다. 표 1은 DPD가 없는 PA 시스템, 종래의 DPD 방식을 포함하는 PA, 본 발명에 의한 25MHz FB BPF를 포함하는 DPD를 포함하는 PA, 본 발명에 의한 30MHz FB BPF를 포함하는 DPD를 포함하는 PA, 및 본 발명에 의한 40MHz FB BPF를 포함하는 DPD를 포함하는 PA의 ACLR 성능을 여러 열(row)에 보여준다. 표 1에 보여진 데이터에 기초하면, 30MHz 최소 대역폭을 갖는 FB BPF를 이용하는 시스템들은 종래의 DPD를 포함하는 PA와 유사한 성능을 달성할 수 있다. 따라서, 본 발명의 몇몇 실시예는 30MHz 피드백 경로 대역폭을 이용하고, 이는 단지 60Msps의 샘플링 레이트를 갖는 피드백 ADC가 채용될 수 있음을 의미한다. 이는 유사한 성능을 위해 200Msps 또는 더 큰 샘플링 레이트를 갖는 피드백 ADC를 요구하는 종래의 DPD 시스템과 대조된다.
몇몇 실시예에서, 60Msps 피드백 ADC가 20MHz 순시 입력 신호 대역폭을 위해 사용되고 듀플렉서는 25MHz 대역폭에서 사용된다. 몇몇 실시예에서는, 순시 또는 운영 입력 신호 대역폭보다 약간 더 큰 대역폭을 갖는 듀플렉서가 사용된다. 몇몇 실시예에서, 피드백 대역폭의 값은 순시 또는 운영 입력 신호 대역폭보다 약 20% 큰 값으로 설정된다. 몇몇 실시예에서, 144Msps 샘플링 레이트를 갖는 피드백 ADC를 채용할 때의 결과와 같이, 60MHz 순시 또는 운영 입력 신호 대역폭을 지원하는 시스템은 72MHz로 설정된 피드백 대역폭의 값을 갖는다. 따라서, 본 발명의 실시예들은, 많은 종래의 DPD 시스템들이 일반적으로 선택하는 250Msps 샘플링 레이트를 갖는 피드백 ADC를 채용하는 종래의 DPD 시스템을 이용해서는 가능하지 않은 이점들(비용 및 복잡도의 감소를 포함함)을 제공한다.
시스템 내용 ACLR(dBc)＠
+5MHz(+10MHz)		 ACLR(dBc)＠
-5MHz(-10MHz)
DPD없는 PA -37.1(-38.8) -28.2(-30.37)
종래의 DPD/
시스템(25MHz)		 -51.64(-51.83)/
-52.29(-53.21)		 -50.38(-51.14)/
-50.84(-52.57)
DPD(25MHz)/
시스템(25MHz)		 -47.89(-45.6)/
-48.72(-47.2)		 -46.8(-45.46)/
-47.46(-47.01)
DPD(30MHz)/
시스템(25MHz)		 -50.85(-50.2)/
-51.54(-51.75)		 -50.0(-50.84)/
-50.49(-52.23)
DPD(40MHz)/
시스템(25MHz)		 -51.35(-51.45)/
-51.99(-52.88)		 -50.33(-51.46)/
-50.79(-52.85)
표 1에 기재된 것처럼, DPD가 없는 전력 증폭기는 +5MHz와 -5MHz에서 각각 -37.1dBc와 -28.2dBc의 ACLR 값을 갖는다. 종래의 시스템을 이용하면 -51.64dBc 등과 -50.38dBc 등의 값들이 얻어진다. 본 발명의 실시예들을 이용하면, 마지막 세 개의 줄에 나타난 것처럼, 각각 -47.89dBc, -50.85dBc, 및 -51.35dBc의 값들이 얻어진다. 이렇게 해서, 본 발명의 25MHz 시스템에 있어서 성능은 약간 떨어지지만, 30MHz 시스템에 있어서는 성능이 향상되고 40MHz 시스템에 있어서는 실질적으로 균등하다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 종래의 DPD 시스템들의 대역폭(즉, 100MHz)보다 훨씬 더 좁은 대역폭(즉, 40MHz)에서 동작하는 시스템을 이용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 의한 DPD 선형화 대역폭을 증가시키는 방법을 도시하는 단순화된 흐름도이다. 방법 100은 DPD에서 복합 입력 신호를 수신하는 단계(101) 및 DPD를 이용하여 상기 신호에 사전왜곡을 도입하는 단계(102)를 포함한다. 상기 방법은 또한 디지털 필터를 이용하여 사전왜곡된 상기 신호를 필터링하는 단계(103) 및 상기 필터링된 신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계(104)를 포함한다. 상기 사전왜곡된 신호를 필터링하는 단계는 DPD의 대역폭보다 더 작은 필터 대역폭, 예컨대, 30MHz 내지 50MHz의 대역폭에서 실행될 수 있다.
또한 상기 방법은 상기 아날로그 신호를 직각 변조(quadrature modulation)하는 단계(105), 상기 변조된 신호를 증폭하는 단계(106), 피드백 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 신호의 일부를 연결하는 단계(107) 및 대역 통과 필터를 이용하여 상기 피드백 신호를 필터링하는 단계(108)를 포함한다. 상기 대역 통과 필터를 이용하여 피드백 신호를 필터링하는 단계는 DPD의 대역폭보다 작은 대역 통과 대역폭에 걸쳐서 실행될 수 있고, 예컨대, 상기 대역 통과 대역폭은 30MHz 내지 50MHz일 수 있다.
또한, 상기 방법은 상기 필터링된 피드백 신호를 다운 컨버팅(downconverting; 하향 변환)하는 단계(109), 상기 다운 컨버팅된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계(110), 및 상기 디지털 신호를 DPD의 피드백 입력으로 공급하는 단계(111)을 포함한다. 상기 다운 컨버팅된 신호를 변환하는 단계는 DPD의 대역폭의 두 배보다 작은 샘플링 레이트에서 실행되고, 예컨대, 상기 샘플링 레이트는 60Msps 내지 100Msps 사이이다.
도 1에 도시된 구체적인 단계들은 본 발명의 몇몇 실시예들에 의한 DPD 선형화 대역폭을 증가시키는 특정 방법을 제공한다. 다른 실시예에 따라서는 다른 시퀀스의 단계들이 실행될 수도 있다. 예를 들어, 본 발명의 다른 실시예들은 상기 단계들을 다른 순서로 실행할 수 있다. 또한, 도 1에 도시된 상기 각각의 단계들은 개별 단계에 적합하도록 다양한 순서로 실행될 수 있는 다수의 하위 단계들을 포함할 수 있다. 또한, 특정 애플리케이션에 따라서는 추가적인 단계들이 부가되거나 제거될 수 있다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 많은 변형, 수정 및 대안을 인식할 수 있을 것이다.
본 발명은 바람직한 실시예를 참조하여 설명되었지만, 본 발명은 이러한 상세한 기술 내용으로 국한되는 것이 아님이 이해되어야 한다. 상기 상세한 설명에서 다양한 치환 및 변경이 제안되었고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 다른 치환이나 변경을 도출해 낼 수 있을 것이다. 따라서, 모든 치환 및 변경은 첨부된 청구범위에 정의된 것과 같은 본 발명의 권리범위에 포함된다.

Claims (21)

  1. 광대역 통신 시스템에 있어서,
    제1 대역폭을 갖고, 입력 신호를 수신하는 디지털 사전왜곡기(digital predistorter; DPD);
    상기 DPD의 출력에 연결되고, 제2 대역폭을 갖는 필터;
    상기 필터의 출력에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터;
    상기 디지털-아날로그 컨버터의 출력에 연결되는 변조기;
    상기 변조기의 출력에 연결되는 전력 증폭기;
    상기 전력 증폭기의 출력에 연결되고, 제3 대역폭을 갖는 대역 통과 필터;
    상기 대역 통과 필터의 출력에 연결되는 다운 컨버터; 및
    상기 다운 컨버터의 출력에 연결되는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 포함하되,
    상기 ADC는 샘플링 레이트 값이 상기 제1 대역폭의 값보다 작은,
    광대역 통신 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 ADC는 샘플링 레이트 값이 상기 제1 대역폭의 값의 1/3보다 작은,
    광대역 통신 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제3 대역폭은 상기 제1 대역폭보다 작은,
    광대역 통신 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제3 대역폭은 상기 제2 대역폭과 실질적으로 동일한,
    광대역 통신 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 대역 통과 필터는 저전력 협대역 대역 통과 필터를 포함하는,
    광대역 통신 시스템.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 필터는 협대역 디지털 필터를 포함하는,
    광대역 통신 시스템.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 대역 통과 필터는 무선 주파수(RF) 필터를 포함하는,
    광대역 통신 시스템.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 대역 통과 필터는 아날로그 저전력 협대역 중간 주파수(intermediate frequency: IF) 필터를 포함하는,
    광대역 통신 시스템.
  9. 통신 시스템에 있어서,
    입력 신호를 수신하는 디지털 사전왜곡기(DPD) - 상기 입력 신호는 대역폭이 20MHz이고, 상기 DPD는 대역폭이 100MHz보다 큼 -;
    상기 DPD의 출력에 연결되는 디지털 필터 - 상기 디지털 필터는 대역폭이 30MHz 내지 50MHz임 -;
    상기 디지털 필터의 출력에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터;
    상기 디지털-아날로그 컨버터의 출력에 연결되는 변조기;
    상기 변조기의 출력에 연결되는 전력 증폭기;
    상기 전력 증폭기의 출력에 연결되고, 대역폭이 100MHz보다 작은 무선 주파수(radio frequency; RF) 대역 통과 필터; 및
    상기 RF 대역 통과 필터의 출력에 연결되는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 포함하되,
    상기 ADC는 샘플링 레이트가 100Msps보다 작거나 그와 동일한,
    통신 시스템.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 RF 대역 통과 필터의 대역폭은 30MHz 내지 50MHz인,
    통신 시스템.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 샘플링 레이트는 60Msps 내지 100Msps인,
    통신 시스템.
  12. 통신 시스템에 있어서,
    입력 신호를 수신하는 디지털 사전왜곡기(DPD) - 상기 입력 신호는 대역폭이 20MHz이고, 상기 DPD는 대역폭이 100MHz보다 큼 -;
    상기 DPD의 출력에 연결되는 디지털 필터 - 상기 디지털 필터는 대역폭이 30MHz 내지 50MHz임 -;
    상기 디지털 필터의 출력에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터;
    상기 디지털-아날로그 컨버터의 출력에 연결되는 변조기;
    상기 변조기의 출력에 연결되는 전력 증폭기;
    상기 전력 증폭기의 출력 및 다운 컨버터의 출력에 연결되는 중간 주파수(IF) 대역 통과 필터 - 상기 IF 대역 통과 필터는 대역폭이 100MHz보다 작음 -; 및
    상기 IF 대역 통과 필터의 출력에 연결되는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 포함하되,
    상기 ADC는 샘플링 레이트가 100Msps보다 작거나 그와 동일한,
    통신 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 IF 대역 통과 필터의 대역폭은 30MHz 내지 50MHz인,
    통신 시스템.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 샘플링 레이트는 60Msps 내지 100Msps인,
    통신 시스템.
  15. 통신 시스템을 작동하는 방법에 있어서,
    디지털 사전왜곡기(DPD)에서 신호를 수신하는 단계;
    상기 DPD를 사용하여 상기 신호에 사전왜곡을 도입하는 단계;
    디지털 필터를 사용하여 상기 사전왜곡된 신호를 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계;
    상기 아날로그 신호를 변조하는 단계;
    상기 변조된 신호를 증폭하는 단계;
    피드백 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 신호의 일부를 연결하는 단계;
    대역 통과 필터를 사용하여 상기 피드백 신호를 필터링하는 단계;
    필터링된 상기 피드백 신호를 다운 컨버팅하는 단계;
    상기 다운 컨버팅된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계; 및
    상기 디지털 신호를 상기 DPD로 공급하는 단계
    를 포함하는 통신 시스템 작동 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 사전왜곡된 신호를 필터링하는 단계는 상기 DPD의 대역폭보다 작은 필터 대역폭에서 실행되는,
    통신 시스템 작동 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 필터 대역폭은 30MHz 내지 50MHz인,
    통신 시스템 작동 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 대역 통과 필터를 사용하여 상기 피드백 신호를 필터링하는 단계는 상기 DPD의 대역폭보다 작은 대역 통과 대역폭에서 실행되는,
    통신 시스템 작동 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 대역 통과 대역폭은 30MHz 내지 50MHz인,
    통신 시스템 작동 방법.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 다운 컨버팅된 신호를 변환하는 단계는 상기 DPD의 대역폭의 두 배보다 작은 샘플링 레이트에서 실행되는,
    통신 시스템 작동 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 샘플링 레이트는 60Msps 내지 100Msps인,
    통신 시스템 작동 방법.
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