WO2017179202A1 - 送信機 - Google Patents

Abstract

第１の信号生成回路（１）が、デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第１の送信信号をアナログ信号に変換し、第２の信号生成回路（２）が、デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第２の送信信号をアナログ信号に変換する。

Description

送信機

　この発明は、複数の信号を送信する送信機に関するものである。

　送信機から送信される複数の信号の伝送速度を高速化させる方法として、複数の送信信号を異なる周波数帯域を使用して伝送する方法がある。
　ただし、周波数の利用効率を高めるには、複数の送信信号の伝送に用いる周波数帯域が可能な限り隣接している必要がある。
　送信機では、一般的にデジタルアナログ変換器（以下、「Ｄ／Ａ変換器」と称する）及び電力増幅器を備えており、Ｄ／Ａ変換器がデジタル信号である送信信号をアナログ信号に変換したのち、電力増幅器がＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換された送信信号を増幅する。

　これにより、送信機の電力増幅器により増幅された送信信号が空間に放射されるが、電力増幅器により増幅された送信信号の信号帯域の外側、即ち、送信信号の信号帯域に隣接している帯域に歪みが発生することがある。この歪みはリグロースと呼ばれ、電力増幅器の非線形特性に起因するものである。
　リグロースと呼ばれる歪みが発生する場合、複数の送信信号の伝送に用いる周波数帯域を近づけると、このリグロースが隣接している周波数帯域で伝送される送信信号に影響を与えて、信号品質の劣化を招くため、このリグロースを抑圧する必要がある。
　以下の非特許文献１には、歪み補償回路を用いて、リグロースを抑圧している送信機が開示されている。

Kenle Chen, "Highly Linear and Highly Efficient Dual-Carrier Power Amplifier Based on Low-Loss RF Carrier Combiner," IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 62, NO. 3, MARCH 2014.

　従来の送信機は以上のように構成されているので、歪み補償回路を用いれば、リグロースを抑圧することができる。しかし、リグロースを抑圧するには、送信信号の信号帯域を含む広い帯域幅の信号成分を歪み補償成分として電力増幅器に与える必要がある。具体的には、送信信号における信号帯域の３倍以上の歪み補償成分を電力増幅器に与える必要がある。広い帯域幅の歪み補償成分を電力増幅器に与えるには、Ｄ／Ａ変換器では、広い帯域幅の歪み補償成分をアナログ信号に変換する必要があるため、送信信号の信号帯域だけをアナログ信号に変換する場合の動作速度より速い速度で動作する必要がある。このため、Ｄ／Ａ変換器の消費電力が増加してしまうという課題があった。

　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、Ｄ／Ａ変換器の動作速度を抑えても、リグロースを抑圧することができる送信機を得ることを目的とする。

　この発明に係る送信機は、デジタル信号である第１の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第１の送信信号を増幅する第１の信号生成回路と、デジタル信号である第２の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第２の送信信号を増幅する第２の信号生成回路と、第１の信号生成回路により増幅された第１の送信信号と第２の信号生成回路により増幅された第２の送信信号を合成する合成器とを備え、第１の信号生成回路が、デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第１の送信信号をアナログ信号に変換し、第２の信号生成回路が、デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第２の送信信号をアナログ信号に変換するようにしたものである。

　この発明によれば、第１の信号生成回路が、デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第１の送信信号をアナログ信号に変換し、第２の信号生成回路が、デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第２の送信信号をアナログ信号に変換するように構成したので、第１及び第２の送信信号をアナログ信号に変換する変換器の動作速度を抑えても、リグロースを抑圧することができる効果がある。

この発明の実施の形態１による送信機を示す構成図である。 送信信号生成部１１により生成される第１の送信信号を示す説明図である。 ＤＰＤ部１２により歪み補償処理が実施された第１の送信信号を示す説明図である。 フィルタ１３により信号成分が抑圧された第１の送信信号を示す説明図である。 周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号を示す説明図である。 ミクサ１７により周波数が変換された第１の送信信号を示す説明図である。 電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号を示す説明図である。 フィルタ２３により信号成分が抑圧された第２の送信信号を示す説明図である。 周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。 ミクサ２７により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。 電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号を示す説明図である。 合成器３から出力された合成信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による送信機を示す構成図である。 ＤＰＤ部２２により歪み補償処理が実施された第２の送信信号を示す説明図である。 スペクトラム反転部３１から出力された第２の送信信号を示す説明図である。 フィルタ３２により信号成分が抑圧された第２の送信信号を示す説明図である。 周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。 ミクサ３３により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。 電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態３による送信機を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による他の送信機を示す構成図である。 周波数変換部４３により周波数が変換された第３の送信信号を示す説明図である。 ミクサ４６により周波数が変換された第３の送信信号を示す説明図である。 電力増幅器４７により増幅された第３の送信信号を示す説明図である。 合成器５から出力された合成信号を示す説明図である。

　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。

実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１による送信機を示す構成図である。
　図１において、第１の信号生成回路１はデジタル信号である第１の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第１の送信信号を増幅する回路である。
　即ち、第１の信号生成回路１はデジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第１の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第１の送信信号を増幅する。

　第２の信号生成回路２はデジタル信号である第２の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第２の送信信号を増幅する回路である。
　即ち、第２の信号生成回路２はデジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第２の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第２の送信信号を増幅する。
　合成器３は第１の信号生成回路１により増幅された第１の送信信号と第２の信号生成回路２により増幅された第２の送信信号を合成する。

　送信信号生成部１１はデジタル信号である第１の送信信号を生成し、第１の送信信号をＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｒｅ－Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）部１２に出力する。
　この実施の形態１では、送信信号生成部１１により生成される第１の送信信号の信号帯域幅がＢＷであるものとする。
　ＤＰＤ部１２は送信信号生成部１１から出力された第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器１８の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器１８から出力される第１の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第１の歪み補償部である。

　フィルタ１３はＤＰＤ部１２により歪みが補償された第１の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ１（第１のカットオフ周波数）以下の信号成分を抑圧する第１のフィルタである。
　フィルタ１３のカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ１は第１の送信信号における信号帯域の下限周波数－ｆ_{０．５×ＢＷ}より低い周波数である。
　周波数変換部１４はフィルタ１３により信号成分が抑圧された第１の送信信号の中心周波数が＋ｆ_ＩＦ１になるように、第１の送信信号の周波数を変換する第１の周波数変換部である。

　Ｄ／Ａ変換器１５は周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換器である。
　局部発振源１６は周波数がｆ_ＬＯ１の局部発振信号を出力する発振器である。
　ミクサ１７はＤ／Ａ変換器１５によりアナログ信号に変換された第１の送信信号に、局部発振源１６から出力された周波数ｆ_ＬＯ１の局部発振信号を乗算する第１の混合器である。
　電力増幅器１８はミクサ１７により局部発振信号が乗算された第１の送信信号を増幅し、増幅後の第１の送信信号を合成器３に出力する第１の電力増幅器である。

　送信信号生成部２１はデジタル信号である第２の送信信号を生成し、第２の送信信号をＤＰＤ部２２に出力する。
　この実施の形態１では、送信信号生成部２１により生成される第２の送信信号の信号帯域幅がＢＷであるものとする。
　ＤＰＤ部２２は送信信号生成部２１から出力された第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器２８の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器２８から出力される第２の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第２の歪み補償部である。

　フィルタ２３はＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２（第２のカットオフ周波数）以上の信号成分を抑圧する第２のフィルタである。
　フィルタ２３のカットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２は第２の送信信号における信号帯域の上限周波数＋ｆ_{０．５×ＢＷ}より高い周波数である。
　周波数変換部２４はフィルタ２３により信号成分が抑圧された第２の送信信号の中心周波数が１．５×ＢＷになるように、第２の送信信号の周波数を変換する第２の周波数変換部である。

　Ｄ／Ａ変換器２５は周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換器である。
　局部発振源２６は周波数がｆ_ＬＯ２の局部発振信号を出力する発振器である。
　ミクサ２７はＤ／Ａ変換器２５によりアナログ信号に変換された第２の送信信号に、局部発振源２６から出力された周波数ｆ_ＬＯ２の局部発振信号を乗算する第２の混合器である。
　電力増幅器２８はミクサ２７により局部発振信号が乗算された第２の送信信号を増幅し、増幅後の第２の送信信号を合成器３に出力する第２の電力増幅器である。

　次に動作について説明する。
　この実施の形態１では、説明の便宜上、送信機におけるデジタル信号処理領域でのサンプリング周波数がｆ_Ｓであるものとする。
　また、デジタル信号処理領域における送信信号生成部１１，２１、ＤＰＤ部１２，２２、フィルタ１３，２３及び周波数変換部１４，２４で取り扱われる信号が複素ベースバンド信号であり、送信信号生成部１１，２１、ＤＰＤ部１２，２２、フィルタ１３，２３及び周波数変換部１４，２４から出力される信号の周波数範囲が－ｆ_Ｓ／２～＋ｆ_Ｓ／２であるものとする。

　最初に、第１の信号生成回路１の処理内容を説明する。
　第１の信号生成回路１の送信信号生成部１１は、デジタル信号である第１の送信信号として、信号帯域幅がＢＷの第１の送信信号を生成し、第１の送信信号をＤＰＤ部１２に出力する。
　図２は送信信号生成部１１により生成される第１の送信信号を示す説明図である。
　図２の例では、第１の送信信号の中心周波数が０であり、周波数が－ｆ_{０．５×ＢＷ}から＋ｆ_{０．５×ＢＷ}の範囲に信号成分が存在している。

　ＤＰＤ部１２は、送信信号生成部１１から第１の送信信号を受けると、第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器１８の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器１８から出力される第１の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する。
　図３はＤＰＤ部１２により歪み補償処理が実施された第１の送信信号を示す説明図である。
　図３の例では、ＤＰＤ部１２により歪み補償処理が実施されることで、第１の送信信号の帯域幅が３×ＢＷに広がっている。
　歪み補償処理後の第１の送信信号における帯域幅の下限周波数が－ｆ_{１．５×ＢＷ}、第１の送信信号における帯域幅の上限周波数が＋ｆ_{１．５×ＢＷ}である。
　なお、図３では、説明の便宜上、帯域幅が広がっている歪み補償処理後の第１の送信信号のほかに、歪み補償処理前の第１の送信信号も描画している。図４～６でも同様である。

　フィルタ１３は、ＤＰＤ部１２から歪み補償処理後の第１の送信信号を受けると、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ１以下の信号成分を抑圧する。
　図４はフィルタ１３により信号成分が抑圧された第１の送信信号を示す説明図である。
　フィルタ１３のカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ１は、送信信号生成部１１から出力された第１の送信信号における信号帯域の下限周波数－ｆ_{０．５×ＢＷ}より低い周波数であり、かつ、周波数－ｆ_Ｓ／２より高い周波数である。
　このため、フィルタ１３によって、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分のうち、周波数が－ｆ_{１．５×ＢＷ}から－ｆ_ＩＦ１の範囲の信号成分が抑圧されている。

　周波数変換部１４は、フィルタ１３から信号成分が抑圧された第１の送信信号を受けると、第１の送信信号の中心周波数が＋ｆ_ＩＦ１になるように、第１の送信信号の周波数を変換する。
　図５は周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号を示す説明図である。
　図５の例では、周波数変換部１４により周波数が変換されることで、第１の送信信号における帯域幅の下限周波数が０、第１の送信信号における帯域幅の上限周波数がＢ_ＩＦ１＋１．５×ＢＷになっている。
　Ｄ／Ａ変換器１５は、周波数変換部１４から周波数が変換された第１の送信信号を受けると、その第１の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第１の送信信号をミクサ１７に出力する。

　ここで、フィルタ１３が実装されていない場合、ＤＰＤ部１２により歪みが補償された第１の送信信号の周波数が周波数変換部１４によって変換され、周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号がＤ／Ａ変換器１５に入力される。
　周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号の帯域幅Ｂ_０は、下記の式（１）に示すように、３×ＢＷであるため、帯域幅が３×ＢＷの第１の送信信号がＤ／Ａ変換器１５に入力される。
　　Ｂ_０＝３×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　　　（１）
　これにより、Ｄ／Ａ変換器１５の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}であるとすると、Ｄ／Ａ変換器１５のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}は、下記の式（２）を満足している必要がある。
　　Ｆ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}＞Ｂ_０×２＝６×ＢＷ　　　　（２）

　この実施の形態１では、フィルタ１３が実装されているため、図５に示すように、周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号の帯域幅がＢ_１であるとすると、帯域幅Ｂ_１は、下記の式（３）に示すように、第１の送信信号の下限周波数である０から中心周波数＋ｆ_ＩＦ１までの帯域幅であるＢ_ＩＦ１と、第１の送信信号の中心周波数＋ｆ_ＩＦ１から上限周波数までの帯域幅である１．５×ＢＷとの和になる。
　　Ｂ_１＝Ｂ_ＩＦ１＋１．５×ＢＷ　　　　　　　　（３）
　これにより、Ｄ／Ａ変換器１５の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_ＤＡ１であるとすると、Ｄ／Ａ変換器１５のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ１は、下記の式（４）を満足している必要がある。
　　Ｆ_ＤＡ１＞Ｂ_１×２　　　　　　　　　　　　　（４）

　ただし、フィルタ１３によってカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ１以下の信号成分を抑圧されているため、第１の送信信号の下限周波数である０から中心周波数＋ｆ_ＩＦ１までの帯域幅であるＢ_ＩＦ１は、下記の式（５）に示すように、１．５×ＢＷより狭くなっている。
　　Ｂ_ＩＦ１＜１．５×ＢＷ　　　　　　　　　　　（５）
　したがって、周波数変換部１４により周波数が変換された第１の送信信号の帯域幅Ｂ_１は、３×ＢＷより狭くなるため、式（４）の右辺であるＢ_１×２は、６×ＢＷより狭くなる。
　　Ｂ_１×２＜６×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　（６）

　フィルタ１３が実装されていない場合のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}として、式（２）を満足する最小のサンプリング周波数を選択するとすれば、サンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}は、６×ＢＷより僅かに高い周波数となる。
　一方、フィルタ１３が実装されている場合のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ１として、式（４）を満足する最小のサンプリング周波数を選択するとすれば、式（６）より、サンプリング周波数Ｆ_ＤＡ１は、６×ＢＷより低い周波数となる。
　　Ｆ_ＤＡ１＜６×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　（７）
　このため、この実施の形態１におけるＤ／Ａ変換器１５のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ１は、下記の式（８）に示すように、フィルタ１３が実装されていない場合のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}より低くなる。
　　Ｆ_ＤＡ１＜Ｆ_{ＤＡ１＿ＯＬＤ}　　　　　　　　　（８）
　したがって、この実施の形態１では、フィルタ１３が実装されていない場合より、Ｄ／Ａ変換器１５の動作速度を下げることができる。

　局部発振源１６は、周波数がｆ_ＬＯ１の局部発振信号をミクサ１７に出力する。
　ミクサ１７は、Ｄ／Ａ変換器１５からアナログ信号に変換された第１の送信信号を受けると、その第１の送信信号に局部発振源１６から出力された周波数ｆ_ＬＯ１の局部発振信号を乗算することで、第１の送信信号の周波数を変換する。
　そして、ミクサ１７は、周波数変換後の第１の送信信号として、下記の式（９）に示すように、第１の送信信号の中心周波数＋ｆ_ＩＦ１と、局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ１との和の周波数ｆ_ＭＩＸ１の信号を電力増幅器１８に出力する。
　　ｆ_ＭＩＸ１＝ｆ_ＩＦ１＋ｆ_ＬＯ１　　　　　　　（９）
　図６はミクサ１７により周波数が変換された第１の送信信号を示す説明図である。

　電力増幅器１８は、ミクサ１７から中心周波数がｆ_ＭＩＸ１の第１の送信信号を受けると、その第１の送信信号を増幅して、増幅後の第１の送信信号を合成器３に出力する。
　図７は電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号を示す説明図である。
　電力増幅器１８の非線形特性に起因して、リグロースである歪みが発生するが、電力増幅器１８の出力信号である増幅後の第１の送信信号に歪みが生じないように、ＤＰＤ部１２によって事前に歪みが補償されているため、電力増幅器１８の出力信号には歪みが生じていない。

　次に、第２の信号生成回路２の処理内容を説明する。
　第２の信号生成回路２の送信信号生成部２１は、デジタル信号である第２の送信信号として、信号帯域幅がＢＷの第２の送信信号を生成し、第２の送信信号をＤＰＤ部２２に出力する。
　この実施の形態１では、第２の送信信号のスペクトラムは、第１の送信信号のスペクトラムと同様に、図２のようなスペクトラムであるものとする。

　ＤＰＤ部２２は、送信信号生成部２１から第２の送信信号を受けると、第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器２８の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器２８から出力される第２の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する。
　ＤＰＤ部２２により歪み補償処理が実施された第２の送信信号のスペクトラムは、第１の送信信号のスペクトラムと同様に、図３のようになる。

　フィルタ２３は、ＤＰＤ部２２から歪み補償処理後の第２の送信信号を受けると、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２以上の信号成分を抑圧する。
　図８はフィルタ２３により信号成分が抑圧された第２の送信信号を示す説明図である。
　フィルタ２３のカットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２は、送信信号生成部２１から出力された第２の送信信号における信号帯域の上限周波数＋ｆ_{０．５×ＢＷ}より高い周波数であり、かつ、周波数＋ｆ_Ｓ／２より低い周波数である。
　このため、フィルタ２３によって、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分のうち、カットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２から周波数＋ｆ_{１．５×ＢＷ}の範囲の信号成分が抑圧される。
　なお、図８では、説明の便宜上、歪み補償処理後の第２の送信信号のほかに、歪み補償処理前の第２の送信信号も描画している。図９，１０でも同様である。

　周波数変換部２４は、フィルタ２３から信号成分が抑圧された第２の送信信号を受けると、第２の送信信号の中心周波数が＋ｆ_{１．５×ＢＷ}になるように、第２の送信信号の周波数を変換する。
　図９は周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。
　周波数変換部２４により周波数が変換されることで、第２の送信信号における帯域幅の下限周波数が０、第２の送信信号における帯域幅の上限周波数が１．５×ＢＷ＋Ｂ_ＩＦ２になる。
　Ｄ／Ａ変換器２５は、周波数変換部２４から周波数が変換された第２の送信信号を受けると、その第２の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第２の送信信号をミクサ２７に出力する。

　ここで、フィルタ２３が実装されていない場合、ＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号の周波数が周波数変換部２４によって変換され、周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号がＤ／Ａ変換器２５に入力される。
　周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号の帯域幅Ｂ_０は、下記の式（１０）に示すように、３×ＢＷであるため、帯域幅が３×ＢＷの第２の送信信号がＤ／Ａ変換器２５に入力される。
　　Ｂ_０＝３×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
　これにより、Ｄ／Ａ変換器２５の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}であるとすると、Ｄ／Ａ変換器２５のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}は、下記の式（１１）を満足している必要がある。
　　Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}＞Ｂ_０×２＝６×ＢＷ　　　　（１１）

　この実施の形態１では、フィルタ２３が実装されているため、図９に示すように、周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号の帯域幅がＢ_２であるとすると、帯域幅Ｂ_２は、下記の式（１２）に示すように、第２の送信信号の下限周波数である０から中心周波数＋ｆ_{１．５×ＢＷ}までの帯域幅である１．５×ＢＷと、第２の送信信号の中心周波数＋ｆ_{１．５×ＢＷ}から上限周波数までの帯域幅であるＢ_ＩＦ２との和になる。
　　Ｂ_２＝１．５×ＢＷ＋Ｂ_ＩＦ２　　　　　　　　（１２）
　これにより、Ｄ／Ａ変換器２５の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_ＤＡ２であるとすると、Ｄ／Ａ変換器２５のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２は、下記の式（１３）を満足している必要がある。
　　Ｆ_ＤＡ２＞Ｂ_２×２　　　　　　　　　　　　　（１３）

　ただし、フィルタ２３によってカットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２以上の信号成分を抑圧されているため、第２の送信信号の中心周波数＋ｆ_{１．５×ＢＷ}から上限周波数までの帯域幅であるＢ_ＩＦ２は、下記の式（１４）に示すように、１．５×ＢＷより狭くなっている。
　　Ｂ_ＩＦ２＜１．５×ＢＷ　　　　　　　　　　　（１４）
　したがって、周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号の帯域幅Ｂ_２は、３×ＢＷより狭くなるため、式（１３）の右辺であるＢ_２×２は、６×ＢＷより狭くなる。
　　Ｂ_２×２＜６×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　（１５）

　フィルタ２３が実装されていない場合のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}として、式（１１）を満足する最小のサンプリング周波数を選択するとすれば、サンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}は、６×ＢＷより僅かに高い周波数となる。
　一方、フィルタ２３が実装されている場合のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２として、式（１３）を満足する最小のサンプリング周波数を選択するとすれば、式（１５）より、サンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２は、６×ＢＷより低い周波数となる。
　　Ｆ_ＤＡ２＜６×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　（１６）
　このため、この実施の形態１におけるＤ／Ａ変換器２５のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２は、下記の式（１７）に示すように、フィルタ２３が実装されていない場合のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}より低くなる。
　　Ｆ_ＤＡ２＜Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}　　　　　　　　　（１７）
　したがって、この実施の形態１では、フィルタ２３が実装されていない場合より、Ｄ／Ａ変換器２５の動作速度を下げることができる。

　局部発振源２６は、周波数がｆ_ＬＯ２の局部発振信号をミクサ２７に出力する。
　ミクサ２７は、Ｄ／Ａ変換器２５からアナログ信号に変換された第２の送信信号を受けると、その第２の送信信号に局部発振源２６から出力された周波数ｆ_ＬＯ２の局部発振信号を乗算することで、第２の送信信号の周波数を変換する。
　そして、ミクサ２７は、周波数変換後の第２の送信信号として、下記の式（１８）に示すように、第２の送信信号の中心周波数＋ｆ_{１．５×ＢＷ}と、局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ２との和の周波数ｆ_ＭＩＸ２の信号を電力増幅器２８に出力する。
　　ｆ_ＭＩＸ２＝ｆ_{１．５×ＢＷ}＋ｆ_ＬＯ２　　　　（１８）
　図１０はミクサ２７により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。

　電力増幅器２８は、ミクサ２７から中心周波数がｆ_ＭＩＸ２の第２の送信信号を受けると、その第２の送信信号を増幅して、増幅後の第２の送信信号を合成器３に出力する。
　図１１は電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号を示す説明図である。
　電力増幅器２８の非線形特性に起因して、リグロースである歪みが発生するが、電力増幅器２８の出力信号である増幅後の第２の送信信号に歪みが生じないように、ＤＰＤ部２２によって事前に歪みが補償されているため、電力増幅器２８の出力信号には歪みが生じていない。

　合成器３は、第１の信号生成回路１の電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号と、第２の信号生成回路２の電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号とを合成し、第１の送信信号と第２の送信信号との合成信号を図示せぬアンテナ等に出力する。
　図１２は合成器３から出力された合成信号を示す説明図である。
　ただし、電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号の中心周波数ｆ_ＭＩＸ１と、電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号の中心周波数ｆ_ＭＩＸ２との間に、下記の式（１９）に示すような関係が成立するように、局部発振源１６，２６から出力される局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ１，ｆ_ＬＯ２が設定されているものとする。
　　ｆ_ＭＩＸ２＝ｆ_ＭＩＸ１＋ＢＷ　　　　　　　　（１９）

　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、第１の信号生成回路１が、デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第１の送信信号をアナログ信号に変換し、第２の信号生成回路２が、デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第２の送信信号をアナログ信号に変換するように構成したので、第１及び第２の送信信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１５，２５の動作速度を抑えても、リグロースを抑圧することができる効果を奏する。

実施の形態２．
　上記実施の形態１では、フィルタ２３が、ＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数＋ｆ_ＩＦ２以上の信号成分を抑圧するものを示したが、この実施の形態２では、ＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号におけるスペクトラムを反転し、スペクトラム反転後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ２以下の信号成分を抑圧するものについて説明する。

　図１３はこの発明の実施の形態２による送信機を示す構成図であり、図１３において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　スペクトラム反転部３１はＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号におけるスペクトラムを反転し、スペクトラム反転後の第２の送信信号をフィルタ３２に出力する。
　フィルタ３２はスペクトラム反転部３１によりスペクトラムが反転された第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ２以下の信号成分を抑圧する第２のフィルタである。
　ミクサ３３はＤ／Ａ変換器２５によりアナログ信号に変換された第２の送信信号に、局部発振源２６から出力された周波数ｆ_ＬＯ２の局部発振信号を乗算する第２の混合器である。

　次に動作について説明する。
　第１の信号生成回路１の処理内容は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
　以下、第２の信号生成回路２の処理内容を説明する。
　第２の信号生成回路２の送信信号生成部２１は、上記実施の形態１と同様に、信号帯域幅がＢＷの第２の送信信号を生成し、第２の送信信号をＤＰＤ部２２に出力する。

　ＤＰＤ部２２は、送信信号生成部２１から第２の送信信号を受けると、第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器２８の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器２８から出力された第２の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する。
　図１４はＤＰＤ部２２により歪み補償処理が実施された第２の送信信号を示す説明図である。
　図１４の例では、ＤＰＤ部２２により歪み補償処理が実施されることで、第２の送信信号の帯域幅が３×ＢＷに広がっている。
　歪み補償処理後の第２の送信信号における帯域幅の下限周波数が－ｆ_{１．５×ＢＷ}、第２の送信信号における帯域幅の上限周波数が＋ｆ_{１．５×ＢＷ}である。
　なお、図１４では、説明の便宜上、帯域幅が広がっている歪み補償処理後の第２の送信信号のほかに、歪み補償処理前の第２の送信信号も描画している。図１５～１８でも同様である。

　スペクトラム反転部３１は、ＤＰＤ部２２から歪み補償処理後の第２の送信信号を受けると、歪み補償処理後の第２の送信信号におけるスペクトラムを反転し、スペクトラム反転後の第２の送信信号をフィルタ３２に出力する。
　図１５はスペクトラム反転部３１から出力された第２の送信信号を示す説明図である。
　スペクトラム反転部３１によるスペクトラムの反転は、歪み補償処理後の第２の送信信号の中心周波数である周波数０を対称軸にして、周波数が＋方向の信号成分と周波数が－方向の信号成分とを入れ替えるものである。
　このため、図１４と図１５を比較すると、第２の送信信号の中心周波数を対称軸にして、図中、スペクトラムが左右反転している。

　フィルタ３２は、スペクトラム反転部３１からスペクトラム反転後の第２の送信信号を受けると、スペクトラム反転後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ２以下の信号成分を抑圧する。
　図１６はフィルタ３２により信号成分が抑圧された第２の送信信号を示す説明図である。
　フィルタ３２のカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ２は、送信信号生成部２１から出力された第２の送信信号における信号帯域の下限周波数－ｆ_{０．５×ＢＷ}より低い周波数であり、かつ、周波数－ｆ_Ｓ／２より高い周波数である。
　このため、フィルタ３２によって、スペクトラム反転後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数が－ｆ_{１．５×ＢＷ}から－ｆ_ＩＦ２の範囲の信号成分が抑圧される。

　周波数変換部２４は、フィルタ３２から信号成分が抑圧された第２の送信信号を受けると、第２の送信信号の中心周波数が＋ｆ_ＩＦ２になるように、第２の送信信号の周波数を変換する。
　図１７は周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。
　周波数変換部２４により周波数が変換されることで、第２の送信信号における帯域幅の下限周波数が０、第２の送信信号における帯域幅の上限周波数がＢ_ＩＦ２＋１．５×ＢＷになる。
　Ｄ／Ａ変換器２５は、周波数変換部２４から周波数が変換された第２の送信信号を受けると、その第２の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第２の送信信号をミクサ３３に出力する。

　ここで、フィルタ３２が実装されていない場合、ＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号の周波数が周波数変換部２４によって変換され、周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号がＤ／Ａ変換器２５に入力される。ただし、説明の簡単化のため、帯域幅の変化を伴わないスペクトラム反転部３１の存在を無視している。
　周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号の帯域幅Ｂ_０は、下記の式（２０）に示すように、３×ＢＷであるため、帯域幅が３×ＢＷの第２の送信信号がＤ／Ａ変換器２５に入力される。
　　Ｂ_０＝３×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　　　　（２０）
　これにより、Ｄ／Ａ変換器２５の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}であるとすると、Ｄ／Ａ変換器２５のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}は、下記の式（２１）を満足している必要がある。
　　Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}＞Ｂ_０×２＝６×ＢＷ　　　　　（２１）

　この実施の形態２では、フィルタ３２が実装されているため、図１７に示すように、周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号の帯域幅がＢ_２であるとすると、帯域幅Ｂ_２は、下記の式（２２）に示すように、第２の送信信号の下限周波数である０から中心周波数＋ｆ_ＩＦ２までの帯域幅であるＢ_ＩＦ２と、第２の送信信号の中心周波数＋ｆ_ＩＦ２から上限周波数までの帯域幅である１．５×ＢＷとの和になる。
　　Ｂ_２＝１．５×ＢＷ＋Ｂ_ＩＦ２　　　　　　　　　（２２）
　これにより、Ｄ／Ａ変換器２５の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_ＤＡ２であるとすると、Ｄ／Ａ変換器２５のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２は、下記の式（２３）を満足している必要がある。
　　Ｆ_ＤＡ２＞Ｂ_２×２　　　　　　　　　　　　　　（２３）

　ただし、フィルタ３２によってカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ２以下の信号成分を抑圧されているため、第２の送信信号の下限周波数である０から中心周波数＋ｆ_ＩＦ２までの帯域幅であるＢ_ＩＦ２は、下記の式（２４）に示すように、１．５×ＢＷより狭くなっている。
　　Ｂ_ＩＦ２＜１．５×ＢＷ　　　　　　　　　　　　（２４）
　したがって、周波数変換部２４により周波数が変換された第２の送信信号の帯域幅Ｂ_２は、３×ＢＷより狭くなるため、式（２３）の右辺であるＢ_２×２は、６×ＢＷより狭くなる。
　　Ｂ_２×２＜６×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　　（２５）

　フィルタ３２が実装されていない場合のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}として、式（２１）を満足する最小のサンプリング周波数を選択するとすれば、サンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}は、６×ＢＷより僅かに高い周波数となる。
　一方、フィルタ３２が実装されている場合のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２として、式（２３）を満足する最小のサンプリング周波数を選択するとすれば、式（２５）より、サンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２は、６×ＢＷより低い周波数となる。
　　Ｆ_ＤＡ２＜６×ＢＷ　　　　　　　　　　　　　　（２６）
　このため、この実施の形態２におけるＤ／Ａ変換器２５のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ２は、下記の式（２７）に示すように、フィルタ３２が実装されていない場合のサンプリング周波数Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}より低くなる。
　　Ｆ_ＤＡ２＜Ｆ_{ＤＡ２＿ＯＬＤ}　　　　　　　　　　（２７）
　したがって、この実施の形態２では、フィルタ３２が実装されていない場合より、Ｄ／Ａ変換器２５の動作速度を下げることができる。

　局部発振源２６は、周波数がｆ_ＬＯ２の局部発振信号をミクサ３３に出力する。
　ミクサ３３は、Ｄ／Ａ変換器２５からアナログ信号に変換された第２の送信信号を受けると、その第２の送信信号に局部発振源２６から出力された周波数ｆ_ＬＯ２の局部発振信号を乗算することで、第２の送信信号の周波数を変換する。
　そして、ミクサ３３は、周波数変換後の第２の送信信号として、下記の式（２８）に示すように、第２の送信信号の中心周波数＋ｆ_ＩＦ２と、局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ２との差の周波数ｆ_ＭＩＸ２の信号を電力増幅器２８に出力する。
　　ｆ_ＭＩＸ２＝ｆ_ＩＦ２－ｆ_ＬＯ２　　　　　　　　（２８）
　図１８はミクサ３３により周波数が変換された第２の送信信号を示す説明図である。
　第２の送信信号の中心周波数＋ｆ_ＩＦ２と、局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ２との差の周波数ｆ_ＭＩＸ２の信号は、Ｄ／Ａ変換器２５から出力された第２の送信信号の周波数が変換されているだけでなく、スペクトルが反転されている。

　電力増幅器２８は、ミクサ３３から中心周波数がｆ_ＭＩＸ２の第２の送信信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、その第２の送信信号を増幅して、増幅後の第２の送信信号を合成器３に出力する。
　図１９は電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号を示す説明図である。
　電力増幅器２８の非線形特性に起因して、リグロースである歪みが発生するが、電力増幅器２８の出力信号である増幅後の第２の送信信号に歪みが生じないように、ＤＰＤ部２２によって事前に歪みが補償されているため、電力増幅器２８の出力信号には歪みが生じていない。

　合成器３は、上記実施の形態１と同様に、第１の信号生成回路１の電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号と、第２の信号生成回路２の電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号とを合成し、第１の送信信号と第２の送信信号との合成信号を図示せぬアンテナ等に出力する。
　合成器３から出力される合成信号のスペクトラムは、上記実施の形態１と同様に、図１２のようになる。

　以上で明らかなように、ＤＰＤ部２２により歪みが補償された第２の送信信号におけるスペクトラムを反転し、スペクトラム反転後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数がカットオフ周波数－ｆ_ＩＦ２以下の信号成分を抑圧するように構成しても、上記実施の形態１と同様に、第２の送信信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器２５の動作速度を抑えても、リグロースを抑圧することができる効果を奏する。

実施の形態３．
　上記実施の形態１，２では、第１の送信信号と第２の送信信号を合成するものを示したが、第１の送信信号と第２の送信信号と第３の送信信号を合成するようにしてもよい。
　図２０はこの発明の実施の形態３による送信機を示す構成図であり、図２０において、図１３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　第３の信号生成回路４はデジタル信号である第３の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第３の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第３の送信信号を増幅する回路である。

　合成器５は第１の信号生成回路１により増幅された第１の送信信号と、第２の信号生成回路２により増幅された第２の送信信号と、第３の信号生成回路４により増幅された第３の送信信号とを合成する。
　図２０では、第３の信号生成回路４が上記実施の形態２における図１３の送信機に適用されている例を示しているが、図２１に示すように、第３の信号生成回路４が上記実施の形態１における図１の送信機に適用されているものであってもよい。
　図２１はこの発明の実施の形態３による他の送信機を示す構成図であり、図２１において、図１及び図２０と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。

　送信信号生成部４１はデジタル信号である第３の送信信号を生成し、第３の送信信号をＤＰＤ部４２に出力する。
　この実施の形態３では、送信信号生成部４１により生成される第３の送信信号の信号帯域幅がＢＷであるものとする。
　ＤＰＤ部４２は送信信号生成部４１から出力される第３の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器４７の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器４７から出力された第３の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第３の歪み補償部である。

　周波数変換部４３はＤＰＤ部４２により歪みが補償された第３の送信信号の中心周波数が＋ｆ_ＩＦ３になるように、第３の送信信号の周波数を変換する第３の周波数変換部である。
　Ｄ／Ａ変換器４４は周波数変換部４３により周波数が変換された第３の送信信号をアナログ信号に変換する第３のデジタルアナログ変換器である。

　局部発振源４５は周波数がｆ_ＬＯ３の局部発振信号を出力する発振器である。
　ミクサ４６はＤ／Ａ変換器４４によりアナログ信号に変換された第３の送信信号に、局部発振源４５から出力された周波数ｆ_ＬＯ３の局部発振信号を乗算する第３の混合器である。
　電力増幅器４７はミクサ４６により局部発振信号が乗算された第３の送信信号を増幅し、増幅後の第３の送信信号を合成器５に出力する第３の電力増幅器である。

　次に動作について説明する。
　第１の信号生成回路１及び第２の信号生成回路２の処理内容は、上記実施の形態２と同様であるため説明を省略する。
　以下、第３の信号生成回路４の処理内容を説明する。
　第３の信号生成回路４の送信信号生成部４１は、デジタル信号である第３の送信信号として、信号帯域幅がＢＷの第３の送信信号を生成し、第３の送信信号をＤＰＤ部４２に出力する。
　この実施の形態３では、第３の送信信号のスペクトラムは、第１及び第２の送信信号のスペクトラムと同様に、図２のようなスペクトラムであるものとする。

　ＤＰＤ部４２は、送信信号生成部４１から第３の送信信号を受けると、第３の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、電力増幅器４７の非線形特性に起因して発生するリグロース、即ち、電力増幅器４７から出力される第３の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する。
　ＤＰＤ部４２により歪み補償処理が実施された第３の送信信号のスペクトラムは、第１の送信信号のスペクトラムと同様に、図３のようになる。

　周波数変換部４３は、ＤＰＤ部４２から歪み補償処理後の第３の送信信号を受けると、第３の送信信号の中心周波数が＋ｆ_ＩＦ３になるように、第３の送信信号の周波数を変換する。
　図２２は周波数変換部４３により周波数が変換された第３の送信信号を示す説明図である。
　周波数変換部４３により周波数が変換されることで、第３の送信信号における帯域幅の下限周波数が０、第３の送信信号における帯域幅の上限周波数が＋ｆ_３×ＢＷになる。
　なお、図２２では、説明の便宜上、帯域幅が広がっている歪み補償処理後の第３の送信信号のほかに、歪み補償処理前の第３の送信信号も描画している。図２３でも同様である。

　Ｄ／Ａ変換器４４は、周波数変換部４３から周波数が変換された第３の送信信号を受けると、その第３の送信信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換した第３の送信信号をミクサ４６に出力する。
　第３の信号生成回路４にはフィルタが実装されていないため、Ｄ／Ａ変換器４４から帯域幅が３×ＢＷの信号が出力される。
　これにより、Ｄ／Ａ変換器４４の動作速度であるサンプリング周波数がＦ_ＤＡ３であるとすると、Ｄ／Ａ変換器４４のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ３は、下記の式（２９）を満足している必要がある。
　　Ｆ_ＤＡ３＞（３×ＢＷ）×２＝６×ＢＷ　　　　　　（２９）
　なお、第３の信号生成回路４にも、例えばフィルタ１３やフィルタ２３のようなフィルタを実装するようにすれば、Ｄ／Ａ変換器１５，２５と同様に、Ｄ／Ａ変換器４４のサンプリング周波数Ｆ_ＤＡ３を下げることができる。

　局部発振源４５は、周波数がｆ_ＬＯ３の局部発振信号をミクサ４６に出力する。
　ミクサ４６は、Ｄ／Ａ変換器４４からアナログ信号に変換された第３の送信信号を受けると、その第３の送信信号に局部発振源４５から出力された周波数ｆ_ＬＯ３の局部発振信号を乗算することで、第３の送信信号の周波数を変換する。
　そして、ミクサ４６は、周波数変換後の第３の送信信号として、下記の式（３０）に示すように、第３の送信信号の中心周波数＋ｆ_ＩＦ３と、局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ３との和の周波数ｆ_ＭＩＸ３の信号を電力増幅器４７に出力する。
　　ｆ_ＭＩＸ３＝ｆ_ＩＦ３＋ｆ_ＬＯ３　　　　　　　　　（３０）
　図２３はミクサ４６により周波数が変換された第３の送信信号を示す説明図である。

　電力増幅器４７は、ミクサ４６から中心周波数がｆ_ＭＩＸ３の第３の送信信号を受けると、その第３の送信信号を増幅して、増幅後の第３の送信信号を合成器５に出力する。
　図２４は電力増幅器４７により増幅された第３の送信信号を示す説明図である。
　電力増幅器４７の非線形特性に起因して、リグロースである歪みが発生するが、電力増幅器４７の出力信号である増幅後の第３の送信信号に歪みが生じないように、ＤＰＤ部４２によって事前に歪みが補償されているため、電力増幅器４７の出力信号には歪みが生じていない。

　合成器５は、第１の信号生成回路１の電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号と、第２の信号生成回路２の電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号と、第３の信号生成回路４の電力増幅器４７により増幅された第３の送信信号とを合成し、第１の送信信号と第２の送信信号と第３の送信信号との合成信号を図示せぬアンテナ等に出力する。
　図２５は合成器５から出力された合成信号を示す説明図である。
　ただし、電力増幅器１８により増幅された第１の送信信号の中心周波数ｆ_ＭＩＸ１と、電力増幅器４７により増幅された第３の送信信号との間に、下記の式（３１）に示すような関係が成立するように、局部発振源１６，４５から出力される局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ１，ｆ_ＬＯ３が設定されているものとする。
　また、電力増幅器２８により増幅された第２の送信信号の中心周波数ｆ_ＭＩＸ２と、電力増幅器４７により増幅された第３の送信信号との間に、下記の式（３２）に示すような関係が成立するように、局部発振源２６，４５から出力される局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯ２，ｆ_ＬＯ３が設定されているものとする。
　　ｆ_ＭＩＸ３＝ｆ_ＭＩＸ１＋ＢＷ　　　　　　　　　　（３１）
　　ｆ_ＭＩＸ２＝ｆ_ＭＩＸ３＋ＢＷ　　　　　　　　　　（３２）

　この実施の形態３によれば、第１の送信信号と第２の送信信号と第３の送信信号を合成する場合でも、第１及び第２の送信信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１５，２５の動作速度を抑えても、リグロースを抑圧することができる効果を奏する。

　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

　この発明は、複数の送信信号を異なる周波数帯域を使用して伝送する送信機に適している。

　１　第１の信号生成回路、２　第２の信号生成回路、３　合成器、４　第３の信号生成回路、５　合成器、１１　送信信号生成部、１２　ＤＰＤ部（第１の歪み補償部）、１３　フィルタ（第１のフィルタ）、１４　周波数変換部（第１の周波数変換部）、１５　Ｄ／Ａ変換器（第１のデジタルアナログ変換器）、１６　局部発振源、１７　ミクサ（第１の混合器）、１８　電力増幅器（第１の電力増幅器）、２１　送信信号生成部、２２　ＤＰＤ部（第２の歪み補償部）、２３　フィルタ（第２のフィルタ）、２４　周波数変換部（第２の周波数変換部）、２５　Ｄ／Ａ変換器（第２のデジタルアナログ変換器）、２６　局部発振源、２７　ミクサ（第２の混合器）、２８　電力増幅器（第２の電力増幅器）、３１　スペクトラム反転部、３２　フィルタ（第２のフィルタ）、３３　ミクサ（第２の混合器）、４１　送信信号生成部、４２　ＤＰＤ部（第３の歪み補償部）、４３　周波数変換部（第３の周波数変換部）、４４　Ｄ／Ａ変換器（第３のデジタルアナログ変換器）、４５　局部発振源、４６　ミクサ（第３の混合器）、４７　電力増幅器（第３の電力増幅器）。

Claims (9)

1. 　デジタル信号である第１の送信信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号に変換した第１の送信信号を増幅する第１の信号生成回路と、
   　デジタル信号である第２の送信信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号に変換した第２の送信信号を増幅する第２の信号生成回路と、
   　前記第１の信号生成回路により増幅された第１の送信信号と前記第２の信号生成回路により増幅された第２の送信信号を合成する合成器とを備え、
   　前記第１の信号生成回路は、デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第１の送信信号をアナログ信号に変換し、
   　前記第２の信号生成回路は、デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分の一部を抑圧してから、歪み補償処理後の第２の送信信号をアナログ信号に変換することを特徴とする送信機。
2. 　前記第１の信号生成回路は、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分のうち、周波数が第１のカットオフ周波数以下の信号成分を抑圧し、
   　前記第２の信号生成回路は、歪み補償処理後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数が第２のカットオフ周波数以上の信号成分を抑圧し、
   　前記第１のカットオフ周波数が、デジタル信号である第１の送信信号における信号帯域の下限周波数より低い周波数であり、
   　前記第２のカットオフ周波数が、デジタル信号である第２の送信信号における信号帯域の上限周波数より高い周波数であることを特徴とする請求項１記載の送信機。
3. 　前記第１の信号生成回路は、
   　デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、前記アナログ信号に変換した第１の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第１の歪み補償部と、
   　前記第１の歪み補償部により歪みが補償された第１の送信信号における信号成分のうち、周波数が前記第１のカットオフ周波数以下の信号成分を抑圧する第１のフィルタと、
   　前記第１のフィルタにより信号成分が抑圧された第１の送信信号の周波数を変換する第１の周波数変換部と、
   　前記第１の周波数変換部により周波数が変換された第１の送信信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換器と、
   　前記第１のデジタルアナログ変換器によりアナログ信号に変換された第１の送信信号に局部発振信号を乗算する第１の混合器と、
   　前記第１の混合器により局部発振信号が乗算された第１の送信信号を増幅する第１の電力増幅器とを備えていることを特徴とする請求項２記載の送信機。
4. 　前記第２の信号生成回路は、
   　デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、前記アナログ信号に変換した第２の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第２の歪み補償部と、
   　前記第２の歪み補償部により歪みが補償された第２の送信信号における信号成分のうち、周波数が前記第２のカットオフ周波数以上の信号成分を抑圧する第２のフィルタと、
   　前記第２のフィルタにより信号成分が抑圧された第２の送信信号の周波数を変換する第２の周波数変換部と、
   　前記第２の周波数変換部により周波数が変換された第２の送信信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換器と、
   　前記第２のデジタルアナログ変換器によりアナログ信号に変換された第２の送信信号に局部発振信号を乗算する第２の混合器と、
   　前記第２の混合器により局部発振信号が乗算された第２の送信信号を増幅する第２の電力増幅器とを備えていることを特徴とする請求項２記載の送信機。
5. 　前記第１の信号生成回路は、歪み補償処理後の第１の送信信号における信号成分のうち、周波数が第１のカットオフ周波数以下の信号成分を抑圧し、
   　前記第２の信号生成回路は、歪み補償処理後の第２の送信信号におけるスペクトラムを反転し、スペクトラム反転後の第２の送信信号における信号成分のうち、周波数が第２のカットオフ周波数以下の信号成分を抑圧し、
   　前記第１のカットオフ周波数が、デジタル信号である第１の送信信号における信号帯域の下限周波数より低い周波数であり、
   　前記第２のカットオフ周波数が、デジタル信号である第２の送信信号における信号帯域の下限周波数より低い周波数であることを特徴とする請求項１記載の送信機。
6. 　前記第１の信号生成回路は、
   　デジタル信号である第１の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、前記アナログ信号に変換した第１の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第１の歪み補償部と、
   　前記第１の歪み補償部により歪みが補償された第１の送信信号における信号成分のうち、周波数が前記第１のカットオフ周波数以下の信号成分を抑圧する第１のフィルタと、
   　前記第１のフィルタにより信号成分が抑圧された第１の送信信号の周波数を変換する第１の周波数変換部と、
   　前記第１の周波数変換部により周波数が変換された第１の送信信号をアナログ信号に変換する第１のデジタルアナログ変換器と、
   　前記第１のデジタルアナログ変換器によりアナログ信号に変換された第１の送信信号に局部発振信号を乗算する第１の混合器と、
   　前記第１の混合器により局部発振信号が乗算された第１の送信信号を増幅する第１の電力増幅器とを備えていることを特徴とする請求項５記載の送信機。
7. 　前記第２の信号生成回路は、
   　デジタル信号である第２の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、前記アナログ信号に変換した第２の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第２の歪み補償部と、
   　前記第２の歪み補償部により歪みが補償された第２の送信信号におけるスペクトラムを反転するスペクトラム反転部と、
   　前記スペクトラム反転部によりスペクトラムが反転された第２の送信信号における信号成分のうち、周波数が前記第２のカットオフ周波数以下の信号成分を抑圧する第２のフィルタと、
   　前記第２のフィルタにより信号成分が抑圧された第２の送信信号の周波数を変換する第２の周波数変換部と、
   　前記第２の周波数変換部により周波数が変換された第２の送信信号をアナログ信号に変換する第２のデジタルアナログ変換器と、
   　前記第２のデジタルアナログ変換器によりアナログ信号に変換された第２の送信信号に局部発振信号を乗算する第２の混合器と、
   　前記第２の混合器により局部発振信号が乗算された第２の送信信号を増幅する第２の電力増幅器とを備えていることを特徴とする請求項５記載の送信機。
8. 　デジタル信号である第３の送信信号に対する歪み補償処理を実施し、歪み補償処理後の第３の送信信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号に変換した第３の送信信号を増幅する第３の信号生成回路を備え、
   　前記合成器は、前記第１の信号生成回路により増幅された第１の送信信号と、前記第２の信号生成回路により増幅された第２の送信信号と、前記第３の信号生成回路により増幅された第３の送信信号とを合成することを特徴とする請求項１記載の送信機。
9. 　前記第３の信号生成回路は、
   　デジタル信号である第３の送信信号に対する歪み補償処理を実施することで、前記アナログ信号に変換した第３の送信信号における信号帯域の外側に発生する歪みを事前に補償する第３の歪み補償部と、
   　前記第３の歪み補償部により歪みが補償された第３の送信信号の周波数を変換する第３の周波数変換部と、
   　前記第３の周波数変換部により周波数が変換された第３の送信信号をアナログ信号に変換する第３のデジタルアナログ変換器と、
   　前記第３のデジタルアナログ変換器によりアナログ信号に変換された第３の送信信号に局部発振信号を乗算する第３の混合器と、
   　前記第３の混合器により局部発振信号が乗算された第３の送信信号を増幅する第３の電力増幅器とを備えていることを特徴とする請求項８記載の送信機。

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