JP2007507148A - 通信用受信機におけるターボデコーダ用のソフトビットの計算 - Google Patents

Abstract

ターボデコーダへの入力のために、受信したシンボルごとに複数のソフトビットを生成するための、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用される閾値Ｓｔｈ_iを計算する装置（２０）は、受信したシンボルの平均振幅Ａを計算し、平均振幅Ａに受信したシンボルを乗算し、Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_iのように、平均振幅Ａに４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する定数Ｃ_iを乗算する手段（３０）を有する。ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１までの正の整数である。

Description

本発明は、通信用受信機、特に、スペクトラム拡散通信用受信機のチャネル・デコーダへの入力用のソフトビットを生成するための直交振幅変調信号の復調に関する。

通信システムは、トランスポート・チャネルで生成される雑音を原因とする誤差を修正するために、順方向の誤り訂正を使用する。たとえば、通信システムは順方向の誤り訂正のためにターボコードを通常使用する。送信側では、ターボ符号器が情報ビットにもとづく冗長ビットを挿入する。ターボ符号器の出力において符号化されたビットは、変調され受信機に送信される。受信側では、受信機が受信信号を復調し、ターボデコーダに対して受信した符号化ビットを供給する。ターボデコーダは、情報ビットを復元するために、受信した符号化ビットを復号する。

受信した符号化ビットが０か１かを直ちに決定するよりも、ターボデコーダにおける反復復号処理により得られるコーディング利得の利点を最大に利用するために、通信用受信機は複数のレベルで表されるビットが１である確率を各ビットに割り当てる。対数尤度比（ＬＬＲ）確率と呼ばれる共通の基準は、たとえば−３２から３１までの一定の範囲内の整数で各ビットを表す。３１の値は送信されたビットが非常に高い確率で０であったことを示し、−３２の値は送信されたビットが非常に高い確率で１であったことを示す。０の値は論理的なビット値が不確定であることを示す。

特定の受信した符号化ビットとして、所与の情報ビットが送信されたか否かを決定するために、通信用受信機におけるターボデコーダは、ＬＬＲを使用する。しかし、ＬＬＲ確率の計算は、多くの時間を必要とし、集中的な処理を行う計算である。

説明のために、通信システムの送信機において、１つのシンボル（Ｉ成分およびＱ成分を有する２次元のシンボル）にＮ個の符号化されたビットの各々がマップされるとする。このシンボルは、チャネルを介して受信機に送信される。受信されたシンボルは、減衰し、雑音により汚染されている。受信機の復調器のタスクは、雑音のある受信したシンボルからＮ個の符号化されたビットを復元することである。ターボデコーダのコーディング利得を利用するために、Ｎ個のソフトビット（すなわちＬＬＲ）が生成される。

通常、対数尤度はソフトビットを近似するために使用される。ｉ番目のビット（ｉ＝０，１，．．．，Ｎ−１）に対する対数尤度Ｌ（ｂ_i）は、次式により計算される。

ここで、ｙは受信したシンボルであり、ｚは参照集合体（reference constellation）におけるシンボルであり、σ²は雑音分散である。この数式から、σ²の推定と、参照集合体の推定（所望の信号の平均振幅の推定）と、距離および最少探索の計算と、Ｌ（ｂ_i）を算出するための商演算とに、非常に多くの計算量を要することが判る。

対数尤度計算を簡単にするために、軟判定を行うための単純化された方法が国際特許出願公開明細書第０１／６７６１７号に提案されている。この明細書に説明されている特定の実施例は、スペクトル拡散通信システムにおける１６直交振幅変調（ＱＡＭ）信号の復調である。１６ＱＡＭ集合体を図１に示す。ここで、集合体内の１６個のシンボルのそれぞれは、４個の符号化されたビットに対応する。図２は、符号化されたビットと各シンボルの位置の間の関係を強調している。たとえば、ｂ０＝１でありｂ１＝０であれば、このシンボルは負のＩ成分と正のＱ成分を有する。ｂ１およびｂ３に対する類似の観察にもとづいて、ソフトビットＬ（ｂ_i）は次式により生成できる。

Ｌ（ｂ₀）＝ｙＩ，Ｌ（ｂ₁）＝ｙＱ，Ｌ（ｂ₂）＝Ｓｔｈ−ａｂｓ（ｙＩ），Ｌ（ｂ₃）＝Ｓｔｈ−ａｂｓ（ｙＱ）
しかしながら、上述の明細書で説明する装置では、Ｓｔｈ_iの計算に対して、以下の計算を含む複雑な回路を使用しなければならない。

（i）各マルチパスに対して、パイロット信号にもとづく干渉電力の計算と所望の信号電力の計算。

（ii）各パスに対する信号およびＣ／Ｉの干渉電力のマッピングならびに全Ｃ／Ｉを得るための合計、これは次に閾値Ｓｔｈ_iの推定値として使用される。

したがって、簡単な計算方法でターボデコーダが使用するための対数尤度比を計算する必要が今でも依然として残されている。

通信用受信機の時間、処理資源、および電力必要条件を最小限度に抑える対数尤度距離の計算で使用される閾値を計算する技術を提供することが望ましい。

公知の技術の一つまたは複数の欠点を改良あるいは克服する方法で、対数尤度比距離を計算する技術を提供することがさらに望ましい。

これを念頭において、本発明による１つの態様は、
ターボデコーダへ入力される、受信したシンボルごとの複数のソフトビットを生成するため、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用される閾値Ｓｔｈ_iを計算する方法であって、
前記方法は、
前記受信したシンボルの平均振幅Ａを計算する段階と、
４ｍ個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対して、次式のように、前記平均振幅Ａに定数Ｃ_iを乗算する段階であって、
Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_i
ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１迄の正の整数である、方法を提供する。

これらの段階を有する方法は、高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ: High Speed DownlinkPacket Access）アプリケーションにおいて、ターボデコーダへの入力のために受信したシンボルごとに複数のソフトビットを生成するために、ＱＡＭ信号の復調に使用される閾値を効率的に計算する。閾値は、受信信号の平均振幅と一定すなわち固定の換算係数との積として計算される。受信信号の平均振幅の推定は、計算が比較的に直接的であり、ハードウェアで効率的に実行することができる。

１つの実施態様においては、平均振幅ＡはＫ個の受信したシンボルのブロックから計算される、ここでＫは正の整数である。

Ｋの値は、チャネル状態の変化の速度に逆比例してもよい。

定数Ｃ_iは、次式により計算することができる。

Ｃ_i＝２×Ｉ×Δ
ここで、Δは４^m個の点を有する方ＱＡＭ集合体に対する正規化パラメタである。

１つの実施態様においては、ＱＡＭ信号は１６ＱＡＭ信号であり、定数Ｃ_iは２／√１０に等しい。

他の実施態様においては、ＱＡＭ信号は１６ＱＡＭ信号であり、定数Ｃ_iは０．５に等しい。

受信したシンボルの平均振幅Ａは、次式により計算することができる。

Ａ＝ｍａｘ（ＡＩ，ＡＱ）＋０．５ｍｉｎ（Ａ１，ＡＱ）
ここで、ＡＩおよびＡＱは、それぞれ各受信したシンボルの直交Ｉ成分および直交Ｑ成分の平均である。

あるいは、受信したシンボルの平均振幅Ａは次式により計算することができる。

Ａ＝ＡＩ＋ＡＱ
ここで、ＡＩおよびＡＱは、それぞれ各受信したシンボルの直交Ｉ成分および直交Ｑ成分の平均である。

本発明の他の態様は、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用されるターボデコーダへの入力のために、受信したシンボルごとにソフトビットを生成する方法であって、前記方法は、
上述のように閾値Ｓｔｈ_iを計算する段階と、
前記閾値Ｓｔｈ_iから一つまたは複数の前記ソフトビットを計算する段階を有する受信したシンボルごとにソフトビットを生成する方法を提供する。

前述のように、ＱＡＭ信号を復調する効率的な方法は、ターボデコーダへの入力のために複数のソフトビットを生成することであり、通常閾値の計算を含んでいる。復調器は、受信したシンボルのＩ成分およびＱ成分に等しい第１の２個のソフトビットを通常作る。本発明によれば、一つまたは複数の残りのソフトビットは、Ｉ成分およびＱ成分および閾値の絶対値の間の差として生成することが可能である。したがって、閾値を導出するより簡単な方法は、通信用受信機における所要のハードウェアの複雑さを最小限度に抑える。

本発明の１つの実施態様において、ｌｏｇ２ ４^m個のソフトビットが閾値Ｓｔｈ_iから計算される。

本発明のさらに他の態様は、ターボデコーダへの入力のために、受信したシンボルごとに複数のソフトビットを生成するための、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用される閾値Ｓｔｈ_iを計算する装置であって、前記装置は、
前記受信したシンボルの前記平均振幅Ａを計算し、次式のように前記平均振幅Ａに４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する正規化パラメタΔを乗算する手段を有し、
Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_i
ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１迄の正の整数である、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用される閾値Ｓｔｈ_iを計算する装置を提供する。

本発明の別の態様は、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用されるターボデコーダへの入力のために、受信したシンボルごとにソフトビットを生成する装置であって、前記装置は、
前記受信したシンボルの前記平均振幅Ａを計算し、次式のように、前記平均振幅Ａに４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する定数Ｃ_iを乗算する手段であって、
Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_i
ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１迄の正の整数である、前記平均振幅Ａに４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する定数Ｃ_iを乗算する手段と、
閾値Ｓｔｈ_iからソフトビットの一つまたは複数を計算する手段を有する、受信したシンボルごとにソフトビットを生成する装置を提供する。

本発明のさらに別の態様は、上述のような装置を有する通信用受信機を提供する。

本発明のさまざまな特徴と利点は、添付図面と関連した以下の詳細説明からより明白となる。

ここで図３を参照すると、ディジタルソース１２に接続され、ディジタルソース１２からの２進法の入力データを受信するように構成された送信機１１を含む通信システム１０が全体として示されている。送信機１１は、受信機１４により受信される変調信号１３を生成し送信する。受信機１４は、受信信号を復調し復号された２値データを復元するように動作する。次に復号された２値データは宛先１５に転送される。送信機１１は、ターボ符号器１６、信号マッピング・ブロック１７および変調器１８を有する。受信機は、復調器１９、対数尤度推定器２０およびターボデコーダ２１を有する。

送信されるべきバイナリ入力データ２２は、符号化されたビットと呼ばれる一連のバイナリシンボル２３を生成するターボ符号器１６によりターボコードを使用して符号化される。いくつかの符号化されたビットがまとめてブロック化され、信号マッピング・ブロック１７により信号集合体（signal constellation）上の１点にマップされ、その結果、一連の複素数の値を有する変調シンボル２４を生成する。この一連の複素変調シンボルは、受信機１４に送信するための連続した時間波形を生成する変調器１８に加えられる。

復調器１９は、受信した変調信号を復調し、一連の複素数の値を有するソフトシンボル２５を生成する。各ソフトシンボルは、送信機１１により送信された変調シンボルの推定値を表す。これらの推定値は、所与の変調シンボルと組み合わされた対数尤度距離（ソフトビット）２６を抽出するために、対数尤度推定器２０により使用される。ターボデコーダ２１は、当初の送信された２値データを復号し、復号された２値データ２７を復元するために一連の対数尤度距離（ソフトビット）を使用する。

図１に示す正方１６ＱＡＭ集合体は、インデックスｍ＝２を有し、４^m個の点を有する信号集合体（signal constellation）であると定義される。各信号点は、そのインデックス（ｉ、ｊ）により表され、ここで０≦ｉ，ｊ＜２^mである。集合体上の各ｉ、ｊ点は、次式により与えられる。

上記の数式は、信号集合体の平均エネルギーが１に正規化されることを保証し、ここで、Δは正方ＱＡＭ集合体に対する正規化パラメタである。１６ＱＡＭ集合体に対しては、ｍ＝２であり、Δ＝１／√１０である。他の正方ＱＡＭ集合体に対しては、ｍおよびΔの値は共に変化する。したがって、６４ＱＡＭ集合体に対しては、ｍ＝３であり、Δ＝１／√４２であるが、２５６ＱＡＭ集合体に対しては、ｍ＝４であり、Δ＝１／√１７０である。

集合体を示す各信号は、変調シンボルと組み合わされた符号化されたビットのブロックを表す２進法の文字列を使用して標記される。図１から明らかになように、変調シンボルを符号化されたビットのブロックと関連付けるために、グレイコード・マッピングが使用される。この場合に、集合体の４ｍ個の点のそれぞれは、ビットｂ０、ｂ１、ｂ２およびｂ３を含む４個のビットコードにより識別される。他の正方ＱＡＭ集合体においては、グレイコード内のビットの数は変化することがある。たとえば、６４ＱＡＭ集合体においては、各点は６ビットのグレイコードにより識別される。

情報と符号化されたビットはランダムであるから、受信機１４の処理回路において十分な長さの観察を仮定すれば、図１に示す集合体内のすべての１６個のシンボルは相対的に等しい確率で生起すると予想される。したがって、最適な閾値はビットｂ２とｂ３に対して等しい尤度を提供すべきである。ビットｂ２とｂ３に対する尤度値の数学的な期待値、あるいは平均値も、同様であるべきである。したがって受信信号内に雑音が無ければ、図２に示すように、閾値Ｓｔｈｉはｂ２（あるいはｂ３）＝０およびｂ２（あるいはｂ３）＝１の中央になるであろう。受信信号が雑音により汚染されていれば、Ｉ成分およびＱ成分の絶対値の分布は分散し、雑音が存在しない場合に比較して、閾値は右にシフトされるであろう。

これを考慮して、閾値Ｓｔｈ_iに対する最適値は、次式により与えられる。

ここで、ＥおよびＡは、復調器１９内の受信したシンボルのそれぞれ平均エネルギーおよび振幅の推定値である。定数ｃｏｎｓｔの値は、雑音が無ければ閾値Ｓｔｈ_iがｂ２（あるいはｂ３）＝０とｂ２（あるいはｂ３）＝１の中央になるように、２／√１０により与えられ、図１および図２によって計算される。受信信号も雑音を含んでいれば、推定データエネルギーＥも信号と雑音分散を含み、したがって推定閾値は雑音皆無の場合よりも大である。この場合に、推定値は最適な閾値の近似として使用できる。

上述の例は、４ｍ個の点を有する他の正方ＱＡＭ集合体を含むように一般化できる。この一般化された場合に、閾値Ｓｔｈ_iの最適値はＳｔｈ_i＝Ａ×２×ｉ×Δであり、ここで、ｍは正の整数であり、ｉは１から（ルート４^m-1）−１までの正の整数である。

閾値Ｓｔｈ_iの最適値を導出するためのＡの計算およびＡと定数の乗算は非常に簡単であり、ハードウェアに実装するのに効率的であることが十分理解されよう。そのようなハードウェアの実施例を図４に示す。図４は受信機１４の対数尤度推定器２０の詳細を示す。この図において、チャネル推定値ｙＩ_kおよびｙＱ_kは、復調器１９から受信される。Ｋ個のシンボルのブロックのＩチャネル推定値の平均の振幅は、第１の平均化ブロック２８により決定される。同様に、Ｋ個のシンボルのブロックのＱチャネル推定値の平均の振幅は、第２の平均化ブロック２９で計算される。

Ｋの値は、チャネル状態の変化の速度に応じて、受信機の性能を最適化するように選択される。ファースト・フェージング状態においては、過度に大きなＫの値は、計算された閾値が最適な閾値に追従することを妨げるであろう。しかし、過小なＫの値は、実行されるべき適切な閾値の計算に対して、十分な統計情報を提供しないであろう。Ｋの値は、チャネル状態の変化速度に逆比例していることが望ましい。

平均化ブロック２８および２９の出力は、処理ブロック３０に入力される。処理ブロック３０は、数式Ａ≒ｍａｘ（ＡＩ，ＡＱ）＋０．５ｍｉｎ（ＡＩ，ＡＱ）によって、受信した各シンボルの平均振幅Ａを近似する。ここで、ＡＩおよびＡＱは、それぞれ受信した各シンボルの直交 I 成分とＱ成分の平均である。処理ブロック３０は、閾値Ｓｔｈ_iの最適化された値を決定するために、この平均振幅Ａに定数を乗算する。１６ＱＡＭ信号の場合この定数は２／√１０である。

次に計算された閾値は処理ブロック３０の出力において減算ブロック３１および３２の入力に印加される。減算ブロック３１において、各シンボルに対するＩチャネル推定値の絶対値は、ビットｂ２の対数尤度を導出するために、閾値Ｓｔｈ_iから減算される。同様に、受信したシンボルに対するＱチャネル推定値の絶対値は、ビットｂ３の対数尤度値を導出するために、閾値Ｓｔｈ_iから減算される。ビットｂ０およびｂ１の対数尤度は、受信したＩチャネル推定値とＱチャネル推定値にそれぞれ等しい。

したがって、対数尤度推定器２０は、１６ＱＡＭ信号の復調に使用するターボデコーダに供給される４つのソフトビットのそれぞれに対応する４個の対数尤度出力Ｌ_k（ｂ０）、Ｌ_k（ｂｉ）、Ｌ_k（ｂ２）、Ｌ_k（ｂ３）を供給する。この図において、対数尤度推定器２０は、Ｋ個の入力シンボルにもとづいて振幅Ａと閾値Ｓｔｈ_iを近似し、続いてそれらのＫ個の受信したシンボルのそれぞれを復調するために、この近似値を使用する。

上述の１６ＱＡＭ集合体以外の正方ＱＡＭ集合体に関する本発明による他の実施例において、対数尤度推定器２０、閾値Ｓｔｈ_iによる同一の動作原理が使用されることは十分理解されよう。しかし、処理ブロック３０は複数の閾値Ｓｔｈ_i＝Ａ×２×ｉ×Δの計算を必要とすることがある。ここで、ｍ＞１は正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１までの正の整数である。たとえば、６４ＱＡＭ信号集合体の場合、閾値Ｓｔｈ_i(1/2/3)はＡ×（２／４／６）／√４２に等しい。同様に、２５６ＱＡＭ信号集合体に対しては、閾値Ｓｔｈ_{i(1/2/3/4/5/6/7)}はＡ×（２／４／６／８／１０／１２／１４）／√１７０に等しい。

送信されたデータの不規則性を利用して、対数尤度値の計算はシンボル処理とは独立であり、孤立したブロックと理解できる。さらに、データ対パイロット比すなわちパイロット信号の全電力に対する比についての仮定をする必要がない。この計算を達成するために要求される処理は非常に単純かつ効率的であり、所要の消費電力と時間は最少である。

対数尤度推定器の別のハードウェアの実施例を図５に示す。この例においては、異なる方法で閾値Ｓｔｈ_iを計算する処理ブロック４１を除いて、対数尤度推定器４０は図４に示す対数尤度推定器２０と同じである。

処理ブロック４１は、数式Ａ＝ＡＩ＋ＡＱにより受信した各シンボルの平均振幅Ａを近似する。次に処理ブロック４１は、閾値Ｓｔｈ_iの最適化された値を決定するために、この平均振幅Ａに定数を乗算する。１６ＱＡＭ信号の場合この定数は０．５である。

図５に示すハードウェアの実施例は、図１に示すハードウェアの実施例よりも、実現が容易である利点は十分理解されよう。平均振幅Ａの計算には、僅かに２つの量、すなわちＡＩとＡＱ、の加算を必要とするのみである。１６ＱＡＭ信号の場合には、［ＡＩ＋ＡＱ］の値は、図４に示す処理ブロック３０によって計算した［ｍａｘ（ＡＩ，ＡＱ）＋０．５×ｍｉｎ（ＡＩ，ＡＱ）］の値よりも僅かに大きい。しかし、［ＡＩ，ＡＱ］に乗算される因子０．５は、［ｍａｘ（ＡＩ，ＡＱ）＋０．５×ｍｉｎ（ＡＩ，ＡＱ）］に乗算される因子２／√１０（＝０．６３２）より僅かに小さいことにより補償される。

図４および図５に示すハードウェアの実施例は、共に閾値を計算するための一般的な原則の実例である。これは、ターボデコーダに入力するために受信したシンボルごとにソフトビットを生成するためのＱＡＭ信号を復調することに使用された。ターボデコーダにおいて受信したシンボルの平均振幅Ａが計算され、４ｍ個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対しては、Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_iであるように、平均振幅Ａに定数Ｃ_iが乗算される。ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１までの正の整数である。図４および図５は、平均振幅Ａを計算する２つの異なる技術を例示する。

図４の定数Ｃ_iは、Ｃ_i＝２×ｉ×Δにより計算され、ここでΔは４^m個の点を有する正方集合体に対する正規化パラメタである。一方図５の定数Ｃ_iは１６ＱＡＭ集合体に対して単に０．５である。

一般に、４^m個の点を有するＱＡＭ集合体の復調に対して、（√４^m-1）−１個の異なる定数Ｃ_iが存在し、対応して（√４^m-1）−１個の異なる閾値Ｓｔｈ_iが存在するであろう。

最後に、上記の方法あるいは装置に対して、本発明の技術思想あるいは範囲を逸脱せずに、さまざまな修正および／または追加が可能であることが理解されるべきである。

１６ＱＡＭ信号集合体マッピングの略図を示す。 集合体マッピング内の各シンボルを表すグレイコード中の４個の符号化されたビットの各々の値を示す集合体マッピングの略図である。 本発明の１実施例による通信用受信機を有する通信システムの略図である。 図３に示す通信用受信機の一部を形成するソフトビット推定器の第１の実施例の略図である。 図３に示す通信用受信機の一部を形成するソフトビット推定器の第２の実施例の略図である。

符号の説明

１０ 通信システム
１１ 送信機
１２ ディジタル・ソース
１３ 変調信号
１４ 受信機
１５ 宛先
１６ ターボ符号器
１７ 信号マッピング・ブロック
１８ 変調器
１９ 復調器
２０ 対数尤度推定器
２１ ターボデコーダ
２２ バイナリ入力データ
２３ バイナリシンボル
２４ 変調シンボル
２５ ソフトシンボル
２６ ソフトビット
２７ 復号された２値データ

Claims (13)

1. ターボデコーダへ入力される、受信したシンボルごとの複数のソフトビットを生成するため、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用される閾値Ｓｔｈ_iを計算する方法であって、
   前記受信したシンボルの平均振幅Ａを計算するステップと、
   ４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対して、前記平均振幅Ａに定数Ｃ_iを以下のように乗算するステップとを有する方法。
   Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_i
   ここでｍは正の整数であり、Ｉは１から（√４^m-1）−１迄の正の整数
2. 請求項１記載の方法において、
   前記平均振幅Ａは、Ｋ（Ｋは正の整数である）個の受信したシンボルのブロックから計算される方法。
3. 請求項１または請求項２のいずれかに記載の方法において、
   Ｋの値がチャネル状態の変化の速度に逆比例する方法。
4. 請求項１から請求項３のいずれかに記載の方法において、
   前記定数Ｃ_iは次式により計算される方法。
   Ｃ_i＝２×Ｉ×Δ
   ここでΔは４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する正規化パラメタ
5. 請求項４記載の方法において、
   前記ＱＡＭ信号は１６ＱＡＭ信号であり、前記定数Ｃ_iは２／√１０に等しいとする方法。
6. 請求項４記載の方法において、
   前記ＱＡＭ信号は１６ＱＡＭ信号であり、前記定数Ｃ_iは０．５に等しいとする方法。
7. 請求項１から請求項６のいずれかに記載の方法において、
   前記受信したシンボルの前記平均振幅Ａは、次式により計算される方法。
   Ａ＝ｍａｘ（ＡＩ，ＡＱ）＋０．５ｍｉｎ（ＡＩ，ＡＱ）
   ここでＡＩおよびＡＱは、それぞれ各受信したシンボルの直交Ｉ成分および直交Ｑ成分の平均
8. 請求項１から請求項６のいずれかに記載の方法において、
   前記受信したシンボルの前記平均振幅Ａは、次式により計算される方法。
   Ａ＝ＡＩ＋ＡＱ
   ここでＡＩおよびＡＱは、それぞれ各受信したシンボルの直交Ｉ成分および直交Ｑ成分の平均
9. 直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用されるターボデコーダへ入力される、受信したシンボルごとのソフトビットを生成する方法であって、前記方法は、
   請求項１から請求項８のいずれかに記載の方法により、前記閾値Ｓｔｈ_iを計算するステップと、
   前記閾値Ｓｔｈ_iから一つまたは複数の前記ソフトビットを計算するステップを有する方法。
10. 請求項９記載の方法において、
    前記閾値Ｓｔｈ_iからｌｏｇ２ ４^m個のソフトビットを計算する方法。
11. ターボデコーダへ入力される、受信したシンボルごとの複数のソフトビットを生成するため、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用される閾値Ｓｔｈ_iを計算する装置であって、前記装置は、
    前記受信したシンボルの平均振幅Ａを計算し、前記平均振幅Ａに前記受信したシンボルを乗算し、次式のように前記平均振幅Ａに４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する定数Ｃ_iを乗算する手段を有する装置。
    Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_i
    ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１までの正の整数
12. 直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号の復調に使用されるターボデコーダへ入力される、受信したシンボルごとのソフトビットを生成する装置であって、前記装置は、
    前記受信したシンボルの平均振幅Ａを計算し、Ｓｔｈ_i＝Ａ×Ｃ_i（ここでｍは正の整数であり、ｉは１から（√４^m-1）−１までの正の整数）として、前記平均振幅Ａに４^m個の点を有する正方ＱＡＭ集合体に対する定数Ｃ_iを乗算する手段と、
    前記閾値Ｓｔｈ_iから一つまたは複数の前記ソフトビットを計算する手段を有する装置。
13. 請求項１１あるいは請求項１２のいずれかに記載の装置を有する通信用受信機。

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