JP5038898B2 - Ｍｉｍｏシステム用の反復受信方法と、対応する受信機およびコンピュータプログラム - Google Patents

Description

１．発明の分野
本発明の分野はディジタル通信である。より具体的には、本発明は、発射時に以下を備えるディジタル通信システム用の反復受信技術に関する。ＭＩＭＯ（「多入力多出力」）システムとも称される多重アンテナ送信に関するチャネル符号化および空間多重化。

本発明は、Ａ．Ｍ．Ｔｏｎｅｌｌｏによって「Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｂｉｔ−Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ａｎ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｔｒａｔｅｇｙ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＶＴＣ Ｆａｌｌ’００，Ｂｏｓｔｏｎ，ＵＳＡ，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０００において提案された発射スキームに従って発射された信号の受信技術に具体的に関するが、これのみに関しているわけではない。より一般的には、ＳＴ−ＢＩＣＭと称されるこの種の発射スキームが図１に示されている。

発射される信号１０は、チャネル符号化ＣＣ１１、次いでインタリービングＩＩ１２を経る。これは次いで、バイナリ要素を複素シンボルに変換するように設計されたマッピングモジュールＭ１３を通過し、このようなモジュールは従って、１グループのビットを、（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭまたは他のタイプの）コンステレーションに属する複素シンボルと関連付ける。マッピングモジュールＭ１３の出力で送出されたシンボルのシーケンスは一般的にＭ−ａｒｙ信号と称される。次いで、シリアル・パラレル変換Ｓ／Ｐ１４が実行され、これによってマッピングモジュールＭ１３からの各シンボルは異なる発射アンテナ１５₁、１５₂〜１５_Ntで逆多重化される（demultiplexed）。

このＳＴ−ＢＩＣＭ変調技術によると、異なるシンボルは従って、Ｎ_t個の発射アンテナの各々で同時発射される。受信時に、Ｎ_R個の受信アンテナの各々（ここでＮ_R≧Ｎ_t）は、発射され、かつ送信チャネルに関する妨害および干渉に影響されるシンボルの線形結合を受信する。

２．従来の方法
上記論文でＴｏｎｅｌｌｏによって提案されたＳＴ−ＢＩＣＭ発射スキームと関連付けられた受信機は、図２に示されるように反復的である。これには、２５₁、２５₂〜２５_NRと付されたＮ_R個の受信アンテナの各々で受信された信号が供給され、また特に各符号化ビットでの対数尤度比（log likelihood ratio）（ＬＬＲ）を分析するＭＬ（最大尤度）タイプアルゴリズムを使用する第１の時空間「ＭＩＭＯデマッピング」モジュール２３（ＭＩＭＯ Ｍ^-1）を備える。このような「デマッピング」モジュールＭ^-1２３は、明らかに「マッピング」モジュールＭ１３の反対の動作を実行し、Ｎ_t個の出力を有する。ここでＮ_tは、パラレル／シリアル変換Ｐ／Ｓモジュール２４₁、次いでデインタリービングモジュール２２₁を供給する発射アンテナ数である。

ＭＩＭＯデマッピングモジュールＭ^-1２３から導出された対数尤度比は次いで、ＳＯＶＡ（ソフト出力ビタビアルゴリズム）タイプチャネル復号器ＣＣ^-1２１によって改良され、新たなインタリービングＩＩ２２₂および新たなシリアル／パラレル変換Ｓ／Ｐ２４₂の後に再度「ＭＩＭＯデマッピング」モジュールＭ^-1２３に送られる。このプロセスは復号化データを改良するために反復される。

従って、この受信技術において、コンステレーションにおけるいずれのシンボルがアンテナの各々で発射されたのかを割り出すために最大尤度によって検索される。このような受信機の使用は予備初期化段階を必要とし、この間に、Ｎ_t個の発射アンテナとＮ_R個の受信アンテナ間の送信チャネルの各々が、受信機がそのａ ｐｒｉｏｒｉ情報（a prior knowledge）を有するシンボルを発射する際に推定される。

３．従来技術の欠点
この従来の反復技術の欠点は、受信時の最大尤度タイプのアルゴリズムの使用に起因する実現の複雑さである。このようなアルゴリズムは、可能な受信シンボルの全シーケンスの包括的計算と、これらのシーケンスからの最尤シーケンスの選択とを伴っている。このようなアルゴリズムの複雑さは、発射アンテナ数、受信アンテナ数、および使用されるコンステレーションのサイズ（あるいは再度の変調の状態数）の関数として指数的に増加する。

４．発明の目的
本発明は特に、従来技術のこれらの欠点を克服することを目的としている。

より具体的には、本発明の目的は、Ａ．Ｍ．Ｔｏｎｅｌｌｏによって「Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｂｉｔ−Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ａｎ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｔｒａｔｅｇｙ」、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＶＴＣ Ｆａｌｌ’００，Ｂｏｓｔｏｎ，ＵＳＡ，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０００で提案されている反復受信技術よりも簡単な時空間符号化変調システム用受信技術を提供することである。

本発明の別の目的は、ＳＴ−ＢＩＣＭ変調、およびより一般的にはＭＩＭＯタイプ送信システムに十分に適した種類の反復受信技術を提案することである。

本発明のさらに別の目的は、発射および／または受信アンテナ数が多い場合および／または使用されるコンステレーションのサイズが大きい場合でも（例えば線形複雑度を表す）低レベルの複雑度のままである種類の技術を提供することである。

本発明はまた、そのアーキテクチャが従来技術の受信機より簡単な受信機で実現可能な種類の技術を提案することを目的としている。特に、本発明の目的は、パラレルに作動する（チャネル復号器、デインタリーバ（de-interleaver）および他のタイプの）基本モジュール数がシステムの発射アンテナ数よりも少ない受信機を提供することである。

本発明の二次的目的は、周波数選択チャネルに対するのと同様にシンボル間干渉なく送信チャネルに適合された種類の技術を提供することである。

最後に、本発明の目的は、その性能が従来のより複雑な技術の性能と少なくとも等しい種類の受信技術を提案することである。

５．本発明の基本的特徴
これらの目的ならびに以下に現れる他の目的は、Ｎ_R個の受信アンテナを実現するデータ信号受信方法によって達成され、ここでＮ_Rは２以上であり、該データ信号は発射前にチャネル符号化を経ており、またＮ_T個の発射アンテナで発射され、ここでＮ_Tは２以上であり、該アンテナの各々は１対の該信号を発射し、該受信方法は、該発射アンテナと該受信アンテナ間の送信チャネルを推定するステップを実現する。

本発明によると、この種の受信方法は、受信信号および該受信信号の先行推定に応じて該受信信号の推定の改良に対して少なくとも１回の反復を有し、該反復は以下のステップを備える。
該受信信号をフィルタリングし、フィルタリング済み信号を送出するステップ；
該受信信号に影響する干渉を判断し、該受信信号の該先行推定と、該受信信号を送信するための送信チャネルに起因する干渉を表す行列との乗算を実現するステップであって、該判断動作は推定干渉を送出するステップ；
改良信号を取得するために、該フィルタリング済み信号から該推定干渉を減算するステップ；
該改良信号を等化し、等化信号を送出するステップ；
推定信号と称される、発射されたデータ信号を該等化信号から推定するステップ。

従って、本発明は、Ｎ_t個の発射アンテナおよびＮ_R個の受信アンテナを有するＭＩＭＯタイプディジタル通信システムにおいて、発射時のチャネル符号化と空間多重化を経たデータ信号の受信に対する、完全に新規かつ独創的なアプローチに依存している。

実際、本発明は、Ｔｏｎｅｌｌｏによって上記論文で提案されたような最大尤度（ＭＬ）ＭＩＭＯ等化を実現しないが、フィルタベース線形等化に依存しているため、従来技術よりもかなり簡単な受信技術を提案している。従って、この低い複雑度によって、多数の発射および／または受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムと、多数の変調状態を有する大コンステレーションとにさらに良好に適合されている。

さらに、本発明の受信技術によると、発射アンテナがある場合と同様のチャネル復号動作を実行する必要はなく、単一ブロックチャネル復号動作で十分である。

最後に、本発明の技術は、データ信号の線形事前符号化（linear pre-encoding）を実現する発射システムに適合された反復受信技術よりも複雑ではない。本発明に従って受信された信号は発射前にいずれの事前符号化も経ておらず、本発明の受信方法は受信信号の逆事前符号化（de-pre-encoding）を実現しないことに注目すべきである（用語「逆事前符号化」は、発射時に実行される事前符号化動作の反対の動作を示すものとして、ここにおいて、かつ残りの文書では理解される）。

本発明の受信技術はより具体的には、干渉除去による線形ＭＩＭＯ等化に依存しており、これに従って受信信号に影響する干渉は、特に改良信号を取得するためにチャネル符号化を使用して、これらをフィルタリング済み信号より減算する際に再構築される。干渉の推定は、受信信号の先行推定を考慮しつつ反復実行される。改良信号は次いで等化されてから推定される。この信号推定は次いで、次の反復改良に使用される。

干渉の推定は、信号が発射前に線形事前符号化を経る場合とは反対に、例えば送信チャネルを表す行列のみを考慮する干渉行列（interference matrix）を使用し、この干渉行列はまた逆事前符号化行列に左右されることがある。

チャネル等化行列（channel equivalent matrix）とも称される、送信チャネルを表す行列は、発射時に実現される空間および／または時間多重化を特に考慮する場合もある。ＭＩＭＯタイプシステムにおいてはまた、伝搬チャネルの異なる経路ゆえのシンボル間干渉を考慮する。

好都合なことに、該受信信号の該フィルタリングは、該受信信号と、該送信チャネルを表す行列の共役転置行列（conjugate transpose matrix）との乗算を実現する。

好ましくは、第１の改良反復は以下のステップを備える該受信信号の初期推定を実現する。
該送信チャネルを表す少なくとも該行列を考慮する全等化行列の乗算によって該受信信号を初期等化して、等化された初期信号を送出するステップ；
該等化された初期信号から該受信信号を初期推定するステップ。

本発明の反復プロセスを初期化することは実際必要であるが、事前推定されたＭ−ａｒｙ信号はもはや使用可能ではない。この初期推定の結果は次いで、この方法の以下の反復を提供する。

好ましくは、該送信チャネルが周波数選択的である場合、該発射アンテナの各々で発射された該データ信号は多重キャリア信号であり、該反復は、該受信アンテナの各々で多重キャリア復調する予備ステップを備える。

事実、発射前の多重キャリア変調および受信時の多重キャリア復調を実行する際に、周波数非選択的チャネルと等しいチャネルが変調のサブキャリアごとに取得され、ここでは従ってデータ信号はシンボル間干渉を全く被らないか、シンボル間干渉をほとんど被らない。

好都合なことに、受信信号の推定についての該ステップのうちの少なくとも１つは、一方で該受信信号のバイナリ推定（binary estimation）を、他方では該受信信号の重み推定（weighted estimation）を送出し、該重み推定は、存在すれば、以下の反復に使用される。

検討される用途に応じて、（例えば統計目的、あるいは特定の処理ユニットを供給するための）この方法の各反復時に受信信号のこのようなバイナリ推定、または例えば反復プロセスの終了時に特定のランクのみを抽出および使用することが可能である。

好ましい特徴によると、この種の受信方法はまた、該送信チャネルに影響する雑音を推定するステップを備え、該等化がＭＭＳＥ（「最小２乗平均誤差」）タイプである場合、該全等化行列はまた該推定雑音を考慮する。

一つの好都合な変形例によると、該等化は、この複雑度の低さゆえにＭＭＳＥ等化に対する有力な代替例を構成する「ゼロフォーシング（Zero Forcing）」（ＺＦ）タイプである。

好都合なことに、この種の受信方法はまた、該等化ステップに先行する少なくとも１つの自動利得制御（ＡＧＣ）ステップを有するため、本発明の反復方法の性能を改良することができる。

本発明はまた、上記反復受信方法を実現するデータ信号受信機に関する。このような受信機は特に、受信信号および該受信信号の先行推定に応じて、連続的に駆動される少なくとも２つの基本モジュールを備える、該受信信号の推定を改良する手段を備え、該基本モジュールの各々は以下を備える。
該受信信号をフィルタリングし、フィルタリング済み信号を送出する手段；
該受信信号に影響する干渉を判断して、該受信信号の該先行推定と、該受信信号の送信用の送信チャネルに起因する干渉を表す行列との乗算を実現する手段であって、該判断手段が推定干渉を送出する手段；
改良信号を取得するために該フィルタリング済み信号から該推定干渉を減算する手段；
該改良信号を等化して、等化信号を送出する手段；
推定信号と称される、発射されたデータ信号を該等化信号から推定する手段。

本発明はまた、プログラムがコンピュータ上で実行される場合に上記受信方法を実現するように適合された命令シーケンスを備えるコンピュータプログラム製品に関する。

６．図面リスト
本発明の他の特徴および利点は、単に例示的でありかつ非制限的な例による好ましい実施形態についての以下の説明および添付の図面からより明らかになるであろう。

７．本発明の実施形態の説明
本発明の一般原理は、チャネル符号化によって生成される干渉の反復推定を実現するＭＩＭＯタイプシステムにおいて（事前符号化ではなく）チャネル符号化を経たデータ信号の反復受信に依存している。事前推定から再構築される推定干渉は次いで、この寄与を排除するために受信信号から減算される。従って、その実現の複雑度が低い、受信信号の線形等化が実行される。

図１〜９に示される要素は以下のように参照されることに注目する。参照の最初の番号は図面の番号である。参照において以下に続く番号は図面内の要素を示しており、同一要素は概して異なる図面でも同様にナンバリングされている。例えば、図３のシンボル推定ブロック３６は図５の参照５６および図６の参照６６によって示される。

図３を参照すると、本発明の反復受信の原理が示されている。

信号ｒは３５₁〜３５_NRと参照番号が付されたＮ_R個の受信アンテナで受信される。このような信号は発射時にチャネル符号化および空間多重化を経ており、Ｎ_t個の発射アンテナで発射されており、ここで、上記図２の例に示されるようにＮ_R≧Ｎ_tである。各受信アンテナ３５₁〜３５_NRは、Ｎ_t個の発射アンテナの各々で発射されたシンボルの線形結合を受信する。

最初に図３の例において、ＭＩＭＯチャネルが周波数非選択的（frequency non-selective）であるため信号はシンボル間干渉（ＩＳＩ）に影響されないと仮定される。図７および８を参照して、この仮定が実証されない場合の本発明の代替実施形態についての説明を以下に提供する。

本発明の受信方法は、まずＭＩＭＯ等化３０、次いでシンボル推定３６を反復動作および実行することである。

図３の受信システムが初期化される場合、Ｎ_t個の発射アンテナとＮ_R個の受信アンテナ間の各々の異なる送信チャネルの伝達関数を推定するために、例えば、受信機によってａ ｐｒｉｏｒｉに知られるシンボルをＮ_t個の発射アンテナで送信することが可能である。このチャネル推定３７の結果は、次いでＭＩＭＯ等化ブロック３０に入力される。この種のチャネル推定は当業者に既知の従来のアルゴリズムによって実行されるため、ここではさらに詳細には説明しない。

このようなＭＩＭＯ等化ブロック３０は、本文書で詳細に後述される異なる等化技術を使用してもよい。３０と参照番号が付された等化ブロックで実現された技術がＭＭＳＥ（最小２乗平均誤差）タイプである場合、この等化ブロック３０に、例えば信号対雑音比（つまりＳＮＲ）の形態の雑音推定３８を付与する必要もある。このような雑音推定もまた従来的であり、かつ当業者に既知であるため、この推定に使用される方法についてさらに詳細に説明することはしない。

等化ブロックＭＩＭＯ３０は等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する。Ｍ−ａｒｙ信号が、（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭまたは他のタイプの）コンステレーションに属する複素シンボルのシーケンスであることが想起されるであろう。

この等化信号

は次いでシンボル推定ブロック３６に入力され、ここではデマッピング動作Ｍ^-1３３₁、デインタリービング動作ＩＩ^-1３２₁およびチャネル復号化動作ＣＣ^-1３１を経る。このシンボル推定ブロック３６の出力において、推定バイナリ信号

が取得される。この信号は、想定された適用に応じて利用されてもされなくてもよい。

この方法は反復的であるため、この推定バイナリ信号

は、推定Ｍ−ａｒｙ信号

を取得するために新たなインタリービングＩＩ３２₂および新たなマッピングＭ３３₂を経験させられ、これは受信信号の後続の改良反復のためにＭＩＭＯ等化ブロック３０に再投入可能である。この信号

はまた、受信方法の連続反復が適切な信号品質を達成して終了される場合に（例えば図１０のシミュレーション曲線で示されるような５回の反復の終了時に）、連続処理動作を経るように抽出されることがある。

図４は、本発明に従った受信機のアーキテクチャのより正確な図を提供する。このような受信機は反復タイプの受信機であり、Ｉｔｅ１、Ｉｔｅ２〜Ｉｔｅｐと参照番号が付されたｐ個の基本モジュール（ｐ＞１）によって構成されている。

図３を参照して上述されたように、信号ｒは、検討されるＭＩＭＯシステムのＮ_R個の受信アンテナで受信される。これは、図５に示されている受信機の第１の基本モジュールＩｔｅ１に入力され、ここで本発明の受信方法の第１の反復（ｐ＝１）を経る。推定Ｍ−ａｒｙ信号はもはや使用可能ではないためこの第１の反復は初期化段階からなり、また以下のステップを備える。
まず、受信信号ｒの全等化５０が、全等化行列（Ｇ＋σ²Ｉ）^-1Ｈ^Hによる乗算によって実行され、ここでＨは送信チャネルを表す行列を示しており、σ²＝１／ＳＮＲは等化雑音の分散であり、また各受信アンテナで観察される平均信号対雑音比（ＳＮＲ）の逆数に等しく、Ｇ＝Ｈ^H・Ｈは全等化行列である。この等化５０は等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する。ＭＭＳＥタイプ等化がここで検討され、他のタイプの等化について本文書でさらに後述する点に注目する。；
等化Ｍ−ａｒｙ信号

は次いでブロック５６に入力され、（利用されないこともあり、それゆえ出力時には必ずしも使用可能ではない）推定バイナリ信号

および推定Ｍ−ａｒｙ信号

を等化Ｍ−ａｒｙ信号から送出するバイナリ信号およびＭ−ａｒｙ信号を推定する。

推定Ｍ−ａｒｙ信号

は次いで次の基本モジュールＩｔｅ２に投入される。図６は基本モジュールＩｔｅｐの構造を示しており、ここでｐ＞１であり、これは第１の全等化ブロック６０および第２のシンボル推定ブロック６６を備える。

全等化ブロック６０は、前の反復からの推定Ｍ−ａｒｙ信号

および受信信号ｒを入力時に受信する。これは以下の動作を実行する。
フィルタリング済み信号を送出するチャネルＨ^Hのトランス共役（transconjugate）行列の適用によって受信信号ｒを適合フィルタリングする６０₂；
先行の推定Ｍ−ａｒｙ信号と干渉行列Ｊ＝Ｇ−ｄｉａｇ（Ｇ）との左乗算によって先行の推定Ｍ−ａｒｙ信号

から干渉を作成する６０₁。より一般的には、この干渉行列は少なくともチャネル行列Ｈを考慮しなければならない；
フィルタリングブロック６０₂の出力時に取得されるフィルタリング済み信号から、６０₁と参照番号が付されたブロックの出力時の干渉を減算して改良信号を取得する；
行列（ｄｉａｇ（Ｇ）＋σ²Ｉ）^-1の適用によって等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する改良信号を等化する６０₃。より一般的には、この等化行列はチャネル行列Ｈを少なくとも考慮しなければならない。

等化Ｍ−ａｒｙ信号

は次いで、以下についての推定を実行する推定ブロック６６を送出する。
推定バイナリ信号

と称される発射バイナリ信号；
推定Ｍ−ａｒｙ信号

と称される発射Ｍ−ａｒｙ信号。

上記実施形態は、ＭＭＳＥタイプ等化の実現に依存している。しかしながら、他のタイプの等化が本発明に関連して使用されてもよい。従って、ＺＦ（「ゼロフォーシング」）等化は、複雑度が低いために、有力な代替案である。この場合、第１の反復の第１の基本モジュールＩｔｅ１の等化ブロック５０は、（チャネル行列Ｈを考慮するが、もはや雑音については考慮しない）全等化行列Ｇ^-1Ｈ^Hの乗算によって受信信号ｒの等化を実現し、等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する。同様に、基本モジュールＩｔｅｐ（ここでｐ＞１）において、改良信号の等化ブロック６０₃は以下、行列（ｄｉａｇ（Ｇ））^-1を適用して改良信号の等化を実行して、出力時に等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する。

ＭＭＳＥと関連した上記受信機の他の機能ブロックは不変である。

参考文献において周知のＭＲＣ（「最大比合成」）またはＥＧＣ（「等利得合成」）等化の使用を意図することも可能である。

上記等化ステップの前に自動利得制御（ＡＧＣ）を実現する際に本発明の反復方法の性能を改良することも可能である。

ＡＧＣの目的は特に、信号のエネルギーを標準化してこれを統一して、反復におけるエラーの伝搬を最小化することである。本発明において、エネルギーの標準化は、Ｎ_R個の受信アンテナの各々で受信される信号についてパラレルに実行される。

従って、このようなＡＧＣの入力時の信号ｘ_kは以下のように信号ｙ_kに変換される。
ｙ_k＝α_k・ｘ_k

係数α_kは例えば以下によって判断されてもよい：

ここでμは適合ピッチであり、Ｇ_kは一時的数値変数である。

上記のとおり、上記実施形態は、データ信号がシンボル間干渉をほとんど、または全く経ていない周波数非選択的ＭＩＭＯチャネルに適用する。図７および８を参照して、この推定が検証されない本発明の代替実施形態について説明をする。

信号が周波数選択的である場合、（例えば、Ｂ．Ｌｅ Ｆｌｏｃｈ、Ｍ．ＡｌａｒｄおよびＣ．Ｂｅｒｒｏｕによって「Ｃｏｄｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ，Ｖｏｌ．８３，Ｎ^o６，Ｊｕｎｅ １９９５に説明されている）ＯＦＤＭ（「直行周波数分割多重化」）などの多重キャリア変調の使用が意図される。実際、周波数フラットフェージングチャネルは、このために信号のＯＦＤＭ変調が実行される（周波数フェージングによる）多重経路チャネルと等しい。

例えば欧州特許文書ＥＰ０ ８２４ ８１２号に記載されたＩＯＴＡプロトタイプ機能を実現する変調などの他のタイプの多重キャリア変調の使用も可能である。

使用された発射スキームは図７のものである。これは、シリアル／パラレル変換Ｓ／Ｐ１４、７４の後およびＮ_t個の発射アンテナ１５₁〜１５_Nt、７５₁〜７５_Ntの各々での信号の発射前に、ＯＦＤＭタイプ多重キャリア変調７９が発射チャネルの各々で実行される点においてのみ、図１を参照した上記発射スキームと異なる。他のブロックは同一であるため、以下さらに詳細には説明しない。

この変形例において、本発明の受信機は図８のスキームに従って修正される。これは、等化８０前に８５₁〜８５_NRと参照番号が付されたＮ_R個の発射アンテナの各々で受信された信号が、ＯＦＤＭ^-1と付されたＯＦＤＭ復調８９を経る点においてのみ、図３の受信機と異なっている。他のブロックは図３と同一であるため、以下さらに詳細には説明しない。

例えば、図７のＯＦＤＭ変調ブロック７９はＮ_FFT個のシンボルをとり、Ｎ_FFT＋Δ個のシンボルのブロックを戻し、ここでΔはＯＦＤＭ変調のガードインターバルを示している。ＯＦＤＭ^-1デュアル動作８９が受信時に実行される。ガードインターバルΔが適切にサイズ設定される（つまり、経路（ｃａｎａｌ）の最大遅延τ_maxよりも大きい）とすると、ＯＦＤＭ変調器７９、ＭＩＭＯ伝搬チャネルおよびＯＦＤＭ^-1復調器８９によって構成されるセットに対応する等化チャネルはサブキャリアごとの周波数非選択的チャネルに等しい。従って、さらに詳細に後述されるように、各サブキャリアに提案された反復受信機を適用することは十分である。

以下の表記が使用される。
ｄ：バイナリ信号
Ｈ（ｋ）：サブキャリアｋのチャネルの行列
Ｇ（ｋ）＝・Ｈ^H（ｋ）・Ｈ（ｋ）：全行列
Ｊ（ｋ）＝Ｇ（ｋ）−ｄｉａｇ（Ｇ（ｋ））：干渉行列

ｒ（ｋ）：サブキャリアｋでのＯＦＤＭ復調後に受信された信号
σ²＝１／ＳＮＲ：各アンテナで観察された平均信号対雑音比（ＳＮＲ）の逆数にも等しい、等化雑音の分散。

第１の反復（ｐ＝１）について、Ｍ−ａｒｙ信号は使用可能ではないため、初期化ステップが実行される。キャリアｋごとに、この初期化ステップは以下のサブステップを備える。
等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する全等化行列（Ｇ（ｋ）＋σ²Ｉ）^-1Ｈ^H（ｋ）の乗算によって受信信号を等化するステップ５０；
推定バイナリ信号

を送出する等化Ｍ−ａｒｙ信号

からバイナリ信号を推定するステップ５６；
推定Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する等化信号

からＭ−ａｒｙ信号を推定するステップ５６。

以下の反復（ｐ＞１）について、キャリアｋごとに以下のステップが実行される。
フィルタリング済み信号を送出するチャネルＨ^H（ｋ）のトランス共役行列の適用によって受信信号ｒ（ｋ）を適合フィルタリングするステップ６０₂；
先行の推定Ｍ−ａｒｙ信号と、少なくともチャネル行列Ｈ（ｋ）を考慮する干渉行列Ｊ（ｋ）との左乗算によって先行の推定Ｍ−ａｒｙ信号

から干渉を作成するステップ６０₁；
改良信号を送出するフィルタリング済み信号から干渉を減算するステップ；
少なくともチャネル行列Ｈ（ｋ）を考慮する行列（ｄｉａｇ（Ｇ（ｋ））＋σ²Ｉ）^-1の適用によって等化Ｍ−ａｒｙ信号

を送出する改良信号を等化するステップ６０₃；
推定バイナリ信号

と称される発射バイナリ信号の等化Ｍ−ａｒｙ信号から推定するステップ６６；
推定Ｍ−ａｒｙ信号

と称される発射Ｍ−ａｒｙ信号の等化信号から推定するステップ６６。

次に図９を参照して、ＳＴ−ＢＩＣＭタイプ発射スキームに適合された本発明の受信機の実施形態の一例を提示する。本発明は９５₁、９５₂、９５₃および９５₄と付されたＮ_t＝４個の発射アンテナと、９５₅、９５₆、９５₇および９５₈と付されたＮ_R＝４個の受信アンテナとを使用する。チャネルはフラットフェージングチャネルである。

反復システムによって使用されるチャネル行列は以下のものである。

ここで、図９に示されるように、ｈ_ijはｉと付された送信アンテナとｊと付された受信アンテナ間の経路を示す。

シンボルは以下のように推定される３６、８６：
インタリービングされた符号化バイナリ信号についての対数尤度比を送出するＭ−ａｒｙ／バイナリ変換Ｍ^-1３３₁、８３₁；
符号化バイナリ信号についての対数尤度比を送出する（発射時に実行されるインタリービングＩＩ１２、７２と同一の）デインタリービングＩＩ^-1３２₁、８２₁；
推定バイナリ信号ならびに符号化バイナリ信号推定のａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ尤度値を送出するチャネルＣＣ^-1の復号化３１、８１；
インタリービング済み符号化バイナリ信号についてのａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ対数尤度比を送出する符号化バイナリ信号についてのａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ対数尤度比のインタリービングＩＩ３２₂、８２₂；
推定信号

を送出するバイナリ／Ｍ−ａｒｙ変換（マッピング）Ｍ３３₂、８３₂。

図１０はＫ＝７タイプ畳み込みチャネルエンコーダからのシミュレーションによって取得された本発明の受信方法の性能を示しており、ここでＫはコードおよびＱＰＳＫ（「直交位相シフトキーイング」）タイプコンステレーションからの制約長である。スペクトル効率は従ってη＝４ｂｉｔｓ／ｓ／Ｈｚである。

より具体的には、図１０は、本発明の受信機の第１の反復５回分のデシベル（ｄＢ）表示された（送信ビットごとに消費されたエネルギーと白色雑音のスペクトル密度の比に対応する）比Ｅｂ／Ｎ０の関数としてビットエラーレート（ＢＥＲ）を示している、１０１〜１０５と付された５本の曲線を示している。従って、１０１と付された曲線は第１の反復に対応しており、１０２と付された曲線は第２の反復に対応しており、本発明の反復受信機の５回目の反復に対応する１０５と付された曲線まで以下同様である。

図１０の１０６と付された曲線は部分的に、ＳＴ−ＢＩＣＭタイプ信号の受信システムの最適理論性能曲線に対応している。

図１０で示されるように、本発明の受信機は、約４回の反復の終了時に収束するため十分に作動する。収束はさらに、比較的迅速である。約Ｅｂ／Ｎ０＝４ｄＢにおいて、プロセスは（１０５および１０６と付された曲線の近接によって示されるように）最適曲線１０６に収束し、本発明の受信機が非常に良好に作動していることを示している。

加えて、（例えばＴｏｎｅｌｌｏによって提案され、かつ図２に示されるような）ＭＬタイプ受信機は、曲線１０６で示されるような性能の限度を超えることができないため、このことから、信号対雑音比の高い本発明の受信機の性能は、複雑度がより低いため、Ｔｏｎｅｌｌｏによって提案された従来の受信機によって付与された性能と同等であると推定可能である。

本発明は単なるハードウェア実現に制限されず、コンピュータプログラム、またはハードウェア部分およびソフトウェア部分を結合する任意の形態の命令シーケンスの形態で実現可能である点に注目すべきである。本発明が部分的または全体的にソフトウェア形態で実現される場合、対応する命令シーケンスは、取り外し可能（例えば、フロッピー（登録商標）ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、またはＤＶＤ−ＲＯＭ）または取り外し可能でない記憶手段に記憶可能であり、この記憶手段はコンピュータまたはマイクロプロセッサによって部分的または全体的に読み取り可能である。

従来技術と関連してすでにコメントされているように、Ｔｏｎｅｌｌｏによって上記論文に提案されているＳＴ−ＢＩＣＭタイプ発射スキームのブロック図である。 従来技術と関連してすでにコメントされているように、Ｔｏｎｅｌｌｏによって上記論文で提案され、かつ図１の発射スキームに適合された反復受信機のアーキテクチャを示す。 本発明の反復受信の原理のブロック図である。 図３の原理を実現する受信機の異なる基本モジュールを示す。 受信信号の推定の第１の反復改良時に実現される図４の受信機の基本モジュールを示す。 後続の反復改良時に実現される図４の受信機の基本モジュールを示す。 周波数選択チャネルの場合の発射および受信スキームの変形例を示す。 周波数選択チャネルの場合の発射および受信スキームの変形例を示す。 ＭＩＭＯタイプシステムの送信チャネルの概念を示す。 本発明の反復受信機の性能を示す。

Claims (10)

1. Ｎ_R個の受信アンテナを実現するデータ信号受信方法（ここでＮ_Rは２以上である）であって、
   前記データ信号は発射前にチャネル符号化および空間多重化を経ており、Ｎ_T個の発射アンテナで発射され（ここでＮ_Tは２以上である）、前記アンテナの各々は前記信号の一部を発射し、
   前記受信方法は、前記発射アンテナと前記受信アンテナ間の送信チャネルを推定するステップを実現する方法であって、
   受信信号および前記受信信号の先行推定に応じて、前記受信信号の推定を改良するために少なくとも１回の反復を備えることを特徴とし、
   前記反復は以下のステップを備える方法：
   前記受信信号をフィルタリングして、フィルタリング済み信号を送出するステップ；
   前記受信信号に影響する干渉を判断して、前記受信信号の前記先行推定と、前記送信チャネルに起因する干渉を表す行列との乗算を実現するステップであって、前記判断動作が推定干渉を送出するステップ；
   改良信号を取得するために、前記フィルタリング済み信号から前記推定干渉を減算するステップ；
   前記改良信号を等化して、等化信号を送出するステップ；
   推定信号と称される、発射されたデータ信号を前記等化信号から推定するステップ。
2. 前記受信信号の前記フィルタリングが、前記受信信号と、前記送信チャネルを表す行列の共役転置行列との乗算を実現する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信方法。
3. 前記受信信号の推定を改良するために最初の前記反復が以下のステップを備える前記受信信号の初期推定を実現する、ことを特徴とする請求項１および２の一項に記載の受信方法：
   前記送信チャネルを表す少なくとも前記行列を考慮する全等化行列の乗算によって前記受信信号を初期等化し、等化済み初期信号を送出するステップ；
   前記等化済み初期信号から前記受信信号を初期推定するステップ。
4. 前記送信チャネルが周波数選択的である場合、前記発射アンテナの各々で発射された前記データ信号は多重キャリア信号であり、また前記反復は、前記受信アンテナの各々で多重キャリア復調するという予備ステップを備える、ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の受信方法。
5. 受信信号の推定についての前記ステップのうちの少なくとも１つが、一方では前記受信信号のバイナリ推定を、他方では前記受信信号の重み推定を送出し、前記重み推定は、存在すれば後続の反復に使用される、ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の受信方法。
6. 前記送信チャネルに影響する雑音を推定するステップを備え、また前記等化がＭＭＳＥ（「最大２乗平均誤差」）タイプである場合、前記全等化行列はまた前記推定雑音を考慮する、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の受信方法。
7. 前記等化が「ゼロフォーシング」（ＺＦ）タイプである、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の受信方法。
8. 前記等化ステップに先行する少なくとも１つの自動利得制御（ＡＧＣ）ステップをさらに備える、ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の受信方法。
9. Ｎ_R個の受信アンテナを備えるデータ信号受信機であって（ここでＮ_Rは２以上である）、
   前記データ信号が発射前にチャネル符号化および空間多重化を経ており、またＮ_T個の発射アンテナで発射され（ここでＮ_Tは２以上である）、前記アンテナの各々は前記信号の一部を発射し、
   前記受信機は、前記発射アンテナと前記受信アンテナ間の送信チャネルを推定する手段を備えるデータ信号受信機であって、
   前記受信機が受信信号と前記受信信号の先行推定に応じて前記受信信号の推定を改良するための手段を備え、連続駆動される少なくとも２つの基本モジュールを備え、前記基本モジュールの各々は以下を備えるデータ信号受信機：
   前記受信信号をフィルタリングして、フィルタリング済み信号を送出する手段；
   前記受信信号に影響する干渉を判断して、前記受信信号の前記先行推定と、送信チャネルに起因する干渉を表す行列との乗算を実現する手段であって、前記判断手段は推定干渉を送出する手段；
   改良信号を取得するために、前記フィルタリング済み信号から前記推定干渉を減算する手段；
   前記改良信号を等化して、前記等化信号を送出する手段；
   推定信号と称される、発射されたデータ信号を前記等化信号から推定する手段。
10. コンピュータプログラムがコンピュータで実行される場合に、請求項１〜８のいずれか一項に記載の受信方法を実現するためのプログラムコード命令を備えるコンピュータプログラム用コンピュータ可読記憶媒体。

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