KR100890538B1

KR100890538B1 - 멀티-캐리어 ｍｉｍｏ 시스템에 대한 레이트 선택

Info

Publication number: KR100890538B1
Application number: KR1020067010169A
Authority: KR
Inventors: 테이머 카도스
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2003-10-24
Filing date: 2004-10-13
Publication date: 2009-03-27
Also published as: EP1678905B1; US7508748B2; CA2543110A1; ATE417443T1; EP1678905A1; CN1898930A; KR20060096453A; WO2005043855A1; JP4468373B2; US20050088959A1; JP2007509576A; AR046190A1; ES2315720T3; CA2543110C; DE602004018366D1; TW200536297A

Abstract

다중경로 MIMO 채널을 갖는 멀티-캐리어 MIMO 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트를 선택하기 위하여, 각 공간 채널의 각 서브밴드 k 에 대한 사후-검출 SNR 이 먼저 결정되고, SNR 및 변조 방식 M 의 제한 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 제한 스펙트럼 효율을 유도하도록 이용된다. 다음으로, 데이터 송신용으로 사용되는 모든 공간 채널의 모든 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율이, 개별 서브밴드/공간 채널에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정된다. 데이터 레이트를 지원하기 위해 AWGN 채널을 갖는 등가 시스템에 의해 요구되는 등가 SNR 이 인버스 제한 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 결정된다. 등가 SNR 에 기초하여, 멀티-캐리어 MIMO 시스템에 대한 레이트가 선택된다. 선택된 레이트는, 등가 SNR 보다 작거나 같은 요구 SNR 를 갖는 모든 지원 레이트 중에서 최고의 레이트이다.

멀티-캐리어, MIMO, 레이트 선택

Description

멀티-캐리어 ＭＩＭＯ 시스템에 대한 레이트 선택{RATE SELECTION FOR A MULTI-CARRIER MIMO SYSTEM}

관련 출원에 대한 상호-참조

본 출원은 2003년 10월 24일자로 출원되어 여기에 참조로서 전부 포함되는 미국특허 가출원 제 60/514,402 호를 우선권 주장한다.

I. 기술분야

본 출원은 일반적으로 통신에 관한 것으로, 좀더 상세하게는, 멀티-캐리어 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트 선택을 수행하는 기술에 관한 것이다.

II. 배경기술

MIMO 시스템은 데이터 송신을 위해 송신기에서 다중의 (N_T 개의) 송신 안테나를 채용하고 수신기에서 다중의 (N_R) 수신 안테나를 채용한다. N_T 개의 송신 안테나 및 N_R 개의 수신 안테나에 의해 형성된 MIMO 채널은 N_S 개의 공간 채널로 분해될 수도 있으며, 여기서, N_S ≤ min{N_T, N_R} 이다. N_S 개의 공간 채널은, 더 높은 스루풋을 달성하고/하거나 더 높은 신뢰도를 여분으로 달성하기 위하여 데이터를 병렬로 송신하는데 이용될 수도 있다.

직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 은, 전체 시스템 대역폭을 다중의 (N_F 개의) 직교 서브밴드로 효과적으로 파티션하는 멀티-캐리어 변조 방식이다. 또한, 이들 서브밴드는 톤, 서브캐리어, 빈 (bins), 및 주파수 채널이라고도 지칭된다. OFDM 의 경우, 각각의 서브밴드는, 데이터와 변조될 수도 있는 각각의 서브캐리어와 관련된다.

OFDM 을 이용하는 MIMO 시스템 (즉, MIMO-OFDM 시스템) 의 경우, N_F 개의 서브밴드가, 데이터 송신을 위한 N_S 개의 공간 채널 각각에 대해 이용가능하다. 각각의 공간 채널의 N_F 개의 서브밴드는 상이한 채널 조건 (예를 들어, 상이한 페이딩, 다중경로, 및 간섭 효과) 을 경험할 수도 있으며, 상이한 채널 이득 및 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 를 달성할 수도 있다. MIMO 채널의 다중경로 프로파일에 의존하여, 채널 이득 및 SNR 은 각 공간 채널의 N_F 개의 서브밴드에 걸쳐 광범위하게 변할 수도 있으며, 또한, N_S 개의 공간 채널 사이에서 광범위하게 변할 수도 있다.

MIMO-OFDM 시스템의 경우, 일 변조 심볼은 각각의 공간 채널의 각 서브밴드를 통해 송신될 수도 있으며, 최대 N_F·N_S 개의 변조 심볼이 각각의 OFDM 심볼 주기에서 동시에 송신될 수도 있다. 각각의 송신된 변조 심볼은, 그 심볼이 송신되는 공간 채널의 서브밴드에 대한 채널 이득에 의해 왜곡되며, 또한, 채널 잡음 및 간섭에 의해 열화된다. 플랫 (flat) 하지 않은 주파수 응답을 갖는 MIMO 채널 인 다중경로 MIMO 채널의 경우, 각 공간 채널의 각 서브밴드를 통해 신뢰성있게 송신될 수도 있는 정보 비트의 수는 서브밴드마다 그리고 공간 채널마다 변할 수도 있다. 상이한 서브밴드 및 공간 채널의 상이한 송신 능력 플러스 MIMO 채널의 시변 특성은 MIMO-OFDM 시스템의 진정한 송신 용량을 확인하는 것을 과제로 한다.

따라서, 당업계에는, 효율적인 데이터 송신을 위한 MIMO-OFDM 시스템의 송신 용량을 정확하게 결정하기 위한 기술이 필요하다.

개요

여기에서는, 다중경로 MIMO 채널을 갖는 멀티-캐리어 MIMO 시스템 (예를 들어, MIMO-OFDM 시스템) 에서 레이트 선택을 수행하는 기술이 설명된다. 일 실시형태에서는, 먼저, 데이터 송신용으로 사용되는 각각의 공간 채널 ℓ 의 각 서브밴드 k 에 대한 사후-검출 SNR (SNR_ℓ(k)) 이, MIMO 채널의 용량을 달성할 수 있는 "이론적인" 멀티-캐리어 MIMO 시스템에 대하여 결정된다. 사후-검출 SNR 은, 수신기에서의 공간 프로세싱 또는 검출 이후의 SNR 이다. 이론적인 시스템은 구현 손실을 갖지 않는다. 그 후, 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율 (constrained spectral efficiency; S_ℓ(k)) 이, 자신의 사후-검출 SNR, 변조 방식 M, 및 제한 스펙트럼 효율 함수 (f_siso(SNR_ℓ(k), M)) 에 기초하여 결정된다. 다음으로, 데이터 송신용으로 사용되는 모든 공간 채널의 모든 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 이, 공간 채널의 개별 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정된다.

가산 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 채널을 갖는 등가 시스템은, 변조 방식 M 으로 S_avg 인 제한 스펙트럼 효율을 달성하기 위하여 SNR_equiv 인 SNR 을 필요로 한다. AWGN 채널은 플랫 주파수 응답을 갖는 채널이다. 또한, 그 등가 시스템은 구현 손실을 갖지 않는다. 인버스 제한 스펙트럼 효율 함수 (f^-1 _siso(S_avg, M)) 에 기초하여, 등가 SNR 이 결정될 수도 있다. 그 후, 레이트 R 이, 등가 SNR 에 기초하여, 멀티-캐리어 MIMO 시스템에서의 데이터 송신을 위해 선택된다. 멀티-캐리어 MIMO 시스템은 특정 세트의 레이트를 지원할 수도 있으며, 이들 레이트에 대한 요구 SNR 이 결정되어 룩업 테이블에 저장될 수도 있다. 선택된 레이트는, 등가 SNR 보다 작거나 같은 요구 SNR 을 갖는 지원 레이트 중 최상의 레이트이다. 레이트 예측의 에러, 시스템 손실 등을 설명하기 위해, 백-오프 (back-off) 인자가 계산될 수도 있다. 그 후, 레이트 R 은, 후술되는 바와 같은, 백오프 인자를 설명하는 방식으로 선택될 수도 있다.

이하, 본 발명의 다양한 양태 및 실시형태를 더 상세히 설명한다.

도면의 간단한 설명

본 발명의 특징 및 특성은, 도면과 함께 제시된 상세한 설명으로부터 더 명백해질 것이며, 도면에서, 동일한 참조부호는 도면 전반에 걸쳐 동일한 대상을 나타낸다.

도 1 은 MIMO-OFDM 시스템에서의 송신기 및 수신기를 도시한 것이다.

도 2 는 MIMO-OFDM 시스템에 대한 레이트 선택을 나타낸 것이다.

도 3 은 다중경로 MIMO 채널을 갖는 MIMO-OFDM 시스템에 대한 레이트 선택을 수행하는 프로세스를 도시한 것이다.

도 4a 는 다중경로 MIMO 채널을 갖는 MIMO-OFDM 시스템에서 N_T 개의 공간 채널에 대한 제한 스펙트럼 효율을 나타낸 것이다.

도 4b 는 AWGN 채널을 갖는 등가 시스템에 대한 제한 스펙트럼 효율을 나타낸 것이다.

도 5 는 송신기의 블록도를 도시한 것이다.

도 6 은 수신기의 블록도를 도시한 것이다.

도 7 은 반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 을 구현하는 수신 (RX) 공간 프로세서 및 RX 데이터 프로세서를 도시한 것이다.

상세한 설명

여기에서, 단어 "예시적인" 은 "예, 예시, 또는 예증으로서 제공하는" 을 의미하도록 사용된다. "예시적인" 것으로서 여기에서 설명된 임의의 실시형태 또는 설계는 다른 실시형태 또는 설계에 비하여 반드시 바람직하거나 유리한 것으로서 해석할 필요는 없다.

여기에서 설명되는 레이트 선택 기술은 다양한 타입의 멀티-캐리어 MIMO 시스템에 대해 이용될 수도 있다. 명료화를 위하여, 이들 기술은 MIMO-OFDM 시스템에 대하여 상세히 설명된다.

도 1 은 MIMO-OFDM 시스템 (100) 에서의 송신기 (110) 및 수신기 (150) 의 블록도를 도시한 것이다. 송신기 (110) 에서, 송신 (TX) 데이터 프로세서 (120) 는 데이터 소스 (112) 로부터 데이터의 패킷을 수신한다. TX 데이터 프로세서 (120) 는 그 패킷에 대해 선택된 레이트에 따라 각각의 데이터 패킷을 인코딩, 인터리빙, 및 변조하여, 대응하는 데이터 심볼의 블록을 획득한다. 여기에서 사용되는 바와 같이, 데이터 심볼은 데이터에 대한 변조 심볼이며, 파일럿 심볼은, 송신기 및 수신기 양자에 의해 사전에 (a priori) 공지되는 파일럿에 대한 변조 심볼이다. 각각의 데이터 패킷에 대해 선택된 레이트는 데이터 레이트, 코딩 방식 또는 코드 레이트, 변조 방식, 패킷 사이즈 등을 나타낼 수도 있으며, 이들은 제어기 (140) 에 의해 제공되는 다양한 제어에 의해 나타내어 진다.

TX 공간 프로세서 (130) 는 N_T 개의 송신 안테나의 N_F 개의 서브밴드를 통한 송신을 위해 각각의 데이터 심볼 블록을 수신 및 공간적으로 프로세싱한다. 또한, TX 공간 프로세서 (130) 는 파일럿 심볼에서 멀티플렉싱하고, 송신 심볼의 N_T 개의 스트림을 송신기 유닛 (TMTR; 132) 에 제공한다. 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼 또는 파일럿 심볼용일 수도 있다. 송신기 유닛 (132) 은 N_T 개의 송신 심볼 스트림에 대한 OFDM 변조를 수행하여 N_T 개의 OFDM 심볼 스트림을 획득하며, 이들 OFDM 심볼 스트림을 더 프로세싱하여 N_T 개의 변조 신호를 생성한다. 각각의 변조 신호는 각각의 송신 안테나 (도 1 에는 도시되지 않음) 로부터 MIMO 채널을 통하여 수신기 (150) 에 송신된다. MIMO 채널은 MIMO 채널 응답을 갖는 N_T 개의 송신 신호를 왜곡하며, 또한, 잡음 및 가능하게는 다른 송신기로부터의 간섭으로 송신 신호를 열화시킨다.

수신기 (150) 에서, N_T 개의 송신 신호는 N_R 개의 수신 안테나 (도 1 에는 도시되지 않음) 각각에 의해 수신되며, N_R 개의 수신 안테나로부터의 N_R 개의 수신 신호는 수신기 유닛 (RCVR; 154) 에 제공된다. 수신기 유닛 (154) 은 각각의 수신 신호를 컨디셔닝 및 디지털화하여 대응하는 샘플의 스트림을 획득하고, 또한, 각각의 샘플 스트림에 대해 OFDM 복조를 수행하여 수신 심볼의 스트림을 획득한다. 수신기 유닛 (154) 은 N_R 개의 수신 심볼 스트림 (데이터용) 을 RX 공간 프로세서 (160) 에 제공하고, 수신 파일럿 심볼 (파일럿용) 을 채널 추정기 (172) 에 제공한다. RX 공간 프로세서 (160) 는 N_R 개의 수신 심볼 스트림을 프로세싱하거나 검출하여 검출 심볼을 획득하며, 이들은 송신기 (110) 에 의해 송신된 데이터 심볼의 추정치이다.

RX 데이터 프로세서 (170) 는 자신의 선택된 레이트에 따라 검출 심볼의 각 블록을 수신, 복조, 디인터리빙, 및 디코딩하여, 대응하는 디코딩 패킷을 획득하며, 이는 송신기 (110) 에 의해 송신된 데이터 패킷의 추정치이다. 또한, RX 데이터 프로세서 (170) 는, 패킷이 정확하게 또는 에러가 있게 디코딩되었는지 여부를 나타내는 각각의 디코딩 패킷의 상태를 제공한다.

채널 추정기 (172) 는 수신 파일럿 심볼 및/또는 수신 데이터 심볼을 프로세 싱하여 MIMO 채널에 대한 채널 추정치를 획득하다. 채널 추정치는 채널 이득 추정치, SNR 추정치 등을 포함할 수도 있다. 레이트 선택기 (174) 는 채널 추정치를 수신하고, 수신기 (150) 로의 데이터 송신용으로 적절한 레이트를 선택한다. 제어기 (180) 는 레이트 선택기 (174) 로부터의 선택된 레이트 및 RX 데이터 프로세서 (170) 로부터의 패킷 상태를 수신하고, 송신기 (110) 에 대한 피드백 정보를 합성 (assemble) 한다. 피드백 정보는 선택된 레이트, 현재 및/또는 이전의 데이터 패킷에 대한 확인응답 (ACK) 또는 부정 확인응답 (NAK) 등을 포함할 수도 있다. 피드백 정보는 프로세싱되어, 피드백 채널을 통해 송신기 (110) 에 송신된다.

송신기 (110) 에서는, 수신기 (150) 에 의해 송신된 신호(들)가 수신 및 프로세싱되어, 수신기 (150) 에 의해 송신된 피드백 정보가 복원된다. 제어기 (140) 는 복원된 피드백 정보를 수신하고, 선택된 레이트를 이용하여, 수신기 (150) 에 송신될 후속적인 데이터 패킷을 프로세싱하며, ACK/NAK 를 이용하여, 현재 및/또는 이전의 데이터 패킷의 재송신을 제어한다.

제어기 (140 및 180) 는, 각각, 송신기 (110) 및 수신기 (150) 에서의 동작을 명령한다. 메모리 유닛 (142 및 182) 은, 각각, 제어기 (140 및 180) 에 의해 이용되는 프로그램 코드 및 데이터에 대한 저장장치를 제공한다. 메모리 유닛 (142 및 182) 은 도 1 에 도시된 바와 같이 제어기 (140 및 180) 의 내부에 있거나, 이들 제어기의 외부에 있을 수도 있다.

MIMO-OFDM 시스템에 대한 주요 과제는, 채널 조건에 기초하여 데이터 송신을 위해 적절한 레이트를 선택하는 것이다. 레이트 선택의 목적은, 특정한 패킷 에러 레이트 (예를 들어, 1% PER) 에 의해 측정될 수도 있는 소정의 품질 목표를 만족하면서 N_S 개의 공간 채널에 대한 스루풋을 최대화하는 것이다.

MIMO-OFDM 시스템의 성능은 레이트 선택의 정확도에 크게 의존한다. 만약 데이터 송신용으로 선택된 레이트가 너무 보존적 (conservative) 이면, 과도한 시스템 자원이 데이터 송신용으로 소비되며, 채널 용량이 충분히 활용되지 않는다. 이와 대조적으로, 만약 선택된 레이트가 너무 공격적이면, 수신기는 데이터 송신물을 에러로 디코딩할 수도 있으며, 시스템 자원이 재송신용으로 소비될 수도 있다. MIMO-OFDM 시스템에 대한 레이트 선택은, 다중경로 MIMO 채널의 진정한 송신 능력을 추정하는데 있어서의 복잡도 때문에 난제이다.

송신기 (110) 에서의 N_T 개의 송신 안테나 및 수신기 (150) 에서의 N_R 개의 수신 안테나에 의해 형성되는 다중경로 MIMO 채널은 N_F 개의 채널 응답 행렬의 세트

(k = 1, ..., N_F) 에 의해 특징을 나타낼 수도 있으며, 이는,

과 같이 표현될 수도 있으며, 여기서, 엔트리 h_i,j(k) (i = 1, ..., N_R, j = 1, ..., N_T, 및 k = 1, ..., N_F) 는 서브밴드 k 에 대한 송신 안테나 j 와 수신 안테나 i 간의 복소 채널 이득을 나타낸다. 간략화를 위하여, 다음의 설명은, 각각의 채널 응답 행렬

이 풀 랭크 (full rank) 이며, 공간 채널의 개수는 N_S = N_T < N_R 인 것으로 가정한다. 일반적으로, 공간 채널은 송신기에서의 데이터 심볼 벡터

의 엘리먼트와 수신기에서의 검출된 심볼 벡터

의 대응하는 엘리먼트 간의 유효 채널이다. 벡터

및

는 아래에서 설명된다. MIMO 채널의 N_T 개의 공간 채널은, 송신기에서 수행되는 공간 프로세싱 (존재한다면) 및 수신기에서 수행되는 공간 프로세싱에 의존한다.

다중경로 MIMO 채널은, 다양한 방식으로 결정될 수 있는 용량을 가진다. 여기에서 사용되는 바와 같이, "용량" 은 채널의 송신 능력을 나타내며, "스펙트럼 효율" 은 "디멘젼 (dimension) 당 용량" 의 일반적인 개념을 나타내며, 여기서, 디멘젼은 주파수 및/또는 공간일 수도 있다. 스펙트럼 효율은 MIMO-OFDM 시스템에 대한 공간 채널당 헤르쯔당 초당 비트 (bps/Hz/ch) 의 단위로 주어질 수도 있다. 스펙트럼 효율은 종종 제한되거나 무제한되는 것으로서 특정된다. 통상적으로, "무제한" 스펙트럼 효율은, 소정의 채널 응답 및 잡음 분산을 갖는 채널용으로 신뢰성있게 사용될 수도 있는 이론적인 최대 데이터 레이트로서 정의된다. 또한, "제한" 스펙트럼 효율은, 데이터 송신용으로 사용되는 특정 변조 방식에 의존한다. (변조 심볼이 신호 콘스텔레이션에 대한 특정 포인트로 제한된다는 사실에 기인하는) 제한된 용량은 (임의의 신호 콘스텔레이션에 의해 한정되지 않는) 무제한 용량보다 더 낮다.

도 2 는 다중경로 MIMO 채널을 갖는 MIMO-OFDM 시스템에 대한 레이트 선택을 수행하는 기술을 그래픽적으로 나타낸 것이다.

(k = 1, ..., N_F) 인 채널 응답 및 N₀ 인 잡음 분산에 의해 정의되는 소정의 다중경로 MIMO 채널의 경우, 이론적인 MIMO-OFDM 시스템은 변조 방식 M 으로 S_avg 인 평균 제한 스펙트럼 효율을 가진다. 여기에서 사용되는 바와 같이, "이론적인" 시스템은 어떠한 손실도 없는 시스템이고, "실제" 시스템은 (예를 들어, 하드웨어 결함으로 인한) 구현 손실, 실제 코드가 전체 용량으로 작용하지 않는다는 사실에서 기인하는 코드 손실, 및 기타 다른 손실을 갖는 시스템이다. 이론적인 시스템 및 실제 시스템 양자는 데이터 송신에 대한 하나 이상의 변조 방식을 사용하며, 제한 스펙트럼 효율에 의해 정의된다. 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 은 아래에서 설명되는 바와 같이 결정될 수도 있다. 일반적으로, 상이한 변조 방식이 상이한 서브밴드 및/또는 공간 채널에 대해 사용될 수도 있다. 간략화를 위하여, 다음의 설명은, 동일한 변조 방식 M 이 데이터 송신용으로 이용가능한 모든 공간 채널의 모든 서브밴드에 대해 사용된다고 가정한다.

AWGN 채널을 갖는 등가 시스템은, 변조 방식 M 으로 S_avg 인 제한 스펙트럼 효율을 달성하기 위하여 SNR_equiv 인 SNR 을 필요로 한다. 이러한 등가 시스템 또한 어떠한 손실도 갖지 않는다. 등가 SNR 은 아래에서 설명되는 바와 같이 유도할 수도 있다.

AWGN 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템은, 변조 방식 M, 코딩 방식 C, 및 데이터 레이트 D 와 관련된 레이트 R 을 지원하기 위하여 SNR_req 이상인 SNR 을 필요로 한다. 데이터 레이트 D 는 bps/Hertz/ch 의 단위로 주어지며, 이는 스펙트럼 효율에 대해 사용된 것과 동일한 단위이다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 레이트 R 은, 등가 SNR 보다 작거나 같은 요구 SNR 을 갖는 시스템에 의해 지원되는 최고의 레이트로서 선택될 수도 있다. 요구 SNR 은 변조 방식 M, 코딩 방식 C, 및 다른 시스템 손실에 의존한다. 요구 SNR 은 각각의 지원 레이트에 대해 (예를 들어, 컴퓨터 시뮬레이션, 실험적 측정, 또는 기타 다른 수단에 기초하여) 결정되고, 룩업 테이블에 저장될 수도 있다.

다중경로 MIMO 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템 (예를 들어, MIMO-OFDM 시스템 (100)) 은, 요구 SNR 이 등가 SNR 보다 작거나 같으면 변조 방식 M 및 코딩 방식 C 로 레이트 R 을 지원하는 것으로 간주된다. 실제 시스템이 채널 응답

및 잡음 분산 N₀ 에 의해 정의되기 때문에, 레이트가 증가함에 따라, 요구 SNR 은 실제 시스템에 대해 증가하지만 등가 SNR 은 거의 일정하다. 따라서, 다중경로 MIMO 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템에 의해 지원될 수도 있는 최대 레이트는 채널 조건에 의해 제한된다. 이하, 레이트 선택에 대한 세부사항을 설명한다.

무제한 스펙트럼 효율을 갖는 이상적인 시스템이 분석되어, 제한 스펙트럼 효율을 갖는 실제 시스템에 대한 레이트 선택을 위해 사용될 수 있다. 다중경로 MIMO 채널의 각 서브밴드에 대한 무제한 스펙트럼 효율은,

과 같이 무제한 MIMO 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 결정될 수도 있으며, 여기서,

은

의 행렬식 (determinant) 을 나타내고,

는 단위 행렬이고, S_unconst(k) 는

의 무제한 스펙트럼 효율이고,

는, 송신 안테나에 대해 사용되는 전력을 결정하는 행렬이며, "^H" 는 공액 전치 (conjugate transpose) 를 나타낸다. 만약 채널 응답

이 수신기에 의해서만 알려진다면,

는 단위 행렬과 동일하다 (즉,

).

용량 달성 코드가 사용 가능하다고 가정한 MIMO 채널의 용량에서 데이터를 송신 및 수신할 수 있는 시스템인 용량 달성 MIMO-OFDM 시스템의 경우, MIMO 채널의 각 서브밴드에 대한 무제한 스펙트럼 효율은,

와 같이 무제한 SISO 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 결정될 수도 있으며, 여기서, SNR_ℓ(k) 는 용량 달성 시스템에 대하여 공간 채널 ℓ 의 서브밴드 k 에 대한 사후-검출 SNR 이다. 사후-검출 SNR 은, 다른 심볼 스트림으로부터의 간섭을 제거하기 위한 수신기 공간 프로세싱 이후 검출 심볼 스트림에 대해 달성되는 SNR 이다. 수학식 3 에서의 사후-검출 SNR 은, 예를 들어, 아래에서 설명되는 바와 같이 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기에 의한 연속적인 간섭 소거 (SIC) 기술을 이용하는 수신기에 의해 획득될 수도 있다. 수학식 2 및 3 은, 용량 달성 시스템인 경우에, MIMO 채널의 무제한 스펙트럼 효율이, MIMO 채널을 구성하는 N_T 개의 단일-입력 단일-출력 (SISO) 채널의 무제한 스펙트럼 효율의 합과 동일함을 나타낸다. 각각의 SISO 채널은 MIMO 채널의 공간 채널에 대응한다.

만약 모든 N_T 개의 송신 안테나의 모든 N_F 개의 서브밴드를 통한 데이터 송신에 대하여 단일의 데이터 레이트가 사용되면, 이 단일의 데이터 레이트는,

와 같이, MIMO 채널의 N_F 개의 서브밴드에 대한 평균 무제한 스펙트럼 효율로 설정될 수도 있다.

수학식 3 에서의 무제한 SISO 스펙트럼 효율 함수를 수학식 4 에 대입하면, 단일의 데이터 레이트는,

로서 표현될 수도 있다.

데이터 레이트 D_unconst 는 평균 무제한 스펙트럼 효율에 기초하여 획득되며, 이상적인 MIMO-OFDM 시스템용으로 적절하며, 이는 특정 변조 방식에 제한되지 않는다. 실제 MIMO-OFDM 시스템은 데이터 송신용으로 하나 이상의 특정 변조 방식을 사용하며, 무제한 용량보다 더 작은 제한 스펙트럼 효율을 가진다. 수학식 5 에 기초하여 유도되는 데이터 레이트 D_unconst 는 실제 MIMO-OFDM 시스템에 대한 최적의 데이터 레이트이다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 무제한 용량 함수 대신에 제한 용량 함수에 기초하여, 더 정확한 데이터 레이트가 실제 MIMO-OFDM 시스템에 대해 획득될 수도 있다.

도 3 은 다중경로 MIMO 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템에 대한 레이트 선택을 수행하는 프로세스 (300) 를 나타낸 것이다. 프로세스 (300) 는 수신기에서의 레이트 선택기 (174) 또는 기타 다른 프로세싱 유닛에 의해 수행될 수도 있다. 먼저, MIMO 채널에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 이 결정된다 (블록 310). 이것은 수개의 방식으로 달성될 수도 있다.

제한 MIMO 스펙트럼 효율 함수

가 이용가능하면, MIMO 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율은 이 함수에 기초하여,

와 같이 계산될 수도 있다 (블록 312).

그 후, MIMO 채널의 모든 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 이,

와 같이, 계산될 수도 있다 (블록 314).

제한 MIMO 스펙트럼 효율 함수

는 폐쇄형 (closed form) 솔루션을 갖지 않는 복소 수학식일 가능성이 있으며, 또는, 이용불가능할 수도 있다. 이 경우, MIMO 채널은 N_T 개의 SISO 채널로 분해될 수도 있으며, MIMO 채널에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 은 개별 SISO 채널의 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정될 수도 있다. 상술한 바와 같이, MIMO 채널의 무제한 스펙트럼 효율이 용량 달성 시스템에 대한 N_T 개의 SISO 채널의 무제한 스펙트럼 효율의 합과 같기 때문에, MIMO 채널의 제한 스펙트럼 효율은 용량 달성 시스템에 대한 N_T 개의 SISO 채널의 제한 스펙트럼 효율의 합과 같다라고 가정할 수 있다.

S_avg 를 계산하기 위하여, 아래에서 설명되는 바와 같이, 각 공간 채널 ℓ 의 각 서브밴드 k 에 대한 사후-검출 SNR (SNR_ℓ(k)) 이 용량 달성 시스템에 대해 결정될 수도 있다 (블록 322). 그 후, 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율 S_ℓ(k) 이,

와 같이, 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수

에 기초하여 결정된다 (블록 324).

제한 SISO 스펙트럼 효율 함수

는,

과 같이 정의될 수도 있으며, 여기서, B 는 변조 방식 M 에 대한 각 변조 심볼의 비트 수이고, a_i 및 a_j 는 변조 방식 M 에 대한 2^B-진 콘스텔레이션에서의 신호 포인트이고,

는 제로 평균 및 1/SNR_ℓ(k) 인 분산을 갖는 복소 가우시안 랜덤 변수이며, E[·] 는 수학식 9 에서

에 대해 취해진 기대값 연산이다.

변조 방식 M 은, 2^B 개의 신호 포인트를 포함하는 2^B-진 콘스텔레이션 (예를 들어, 2^B-진 QAM) 과 관련된다. 콘스텔레이션에서의 각각의 신호 포인트는 서로 다른 B 비트 값으로 표시된다.

수학식 9 에 나타낸 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수는 폐쇄형 솔루션을 갖지 않는다. 이 함수는 각각의 변조 방식에 대한 다양한 SNR 값에 대해 수치적으로 풀 수도 있으며, 그 결과는 룩업 테이블에 저장될 수도 있다. 그 후, 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수는, 변조 방식 M 및 사후-검출 SNR (SNR_ℓ(k)) 를 갖는 룩업 테이블에 액세스함으로써 평가될 수도 있다.

그 후, 모든 공간 채널의 모든 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 이,

과 같이 계산될 수도 있다 (블록 326).

평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 은 다중경로 MIMO 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템에 대하여 다양한 방식으로 계산될 수도 있다. 이하, 2 개의 예시적인 방법이 설명된다. 다른 방법 또한 이용될 수도 있다.

AWGN 채널을 갖는 등가 시스템은, 변조 방식 M 으로 S_avg 인 제한 스펙트럼 효율을 달성하기 위하여 SNR_equiv 인 SNR 을 필요로 한다. 등가 SNR 이 인버스 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수 (f^-1 _siso(S_avg, M)) 에 기초하여 결정될 수도 있다 (블록 330). 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수 f_siso(x) 는 2 개의 입력, 즉, SNR_ℓ(k) 및 M 을 취하고, 그들을 제한 스펙트럼 효율 S_ℓ(k) 에 매핑한다. 여기서, x 는 함수에 대한 적절한 변수 세트를 나타낸다. 인버스 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수 f^-1 _siso(x) 는 2 개의 입력, 즉, S_avg 및 M 을 취하고,

과 같이, 그들을 SNR 값에 매핑한다.

인버스 함수 f^-1 _siso(S_avg, M) 는 각각의 지원된 변조 방식에 대해 한번 결정되고, 룩업 테이블에 저장될 수도 있다.

그 후, AWGN 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템에서의 데이터 송신용으로 사용될 수도 있는 최고의 레이트가 등가 시스템에 대한 등가 SNR 에 기초하여 결정된다 (블록 332). 실제 MIMO-OFDM 시스템은 P 개의 레이트 세트, 즉, R = {R(m), m = 1, 2, ..., P} 를 지원할 수도 있으며, 여기서, m 은 레이트 인덱스이다. 세트 R 에서의 오직 P 개의 레이트만이 데이터 송신용으로 사용하는데 이용가능하다. 세트 R 에서의 각각의 레이트 R(m) 은,

과 같이, 특정 변조 방식 M(m), 특정 코드 레이트 또는 코딩 방식 C(m), 특정 데이터 레이트 D(m), 및 특정 요구 SNR (SNR_req(m)) 과 관련될 수도 있다.

각각의 레이트 R(m) 에 대해, 변조 방식 M(m) 및 코드 레이트 C(m) 에 의해 데이터 레이트 D(m) 가 결정된다. 예를 들어, (변조 심볼당 2 개의 비트를 갖는) QPSK 의 변조 방식과 관련된 레이트 및 1/2 의 코드 레이트는 변조 심볼당 1.0 정보 비트의 데이터 레이트를 가진다. 수학식 12 는, 데이터 레이트 D(m) 가 변조 방식 M(m) 및 코드 레이트 C(m) 를 이용하여 송신될 수도 있으며, 또한, P_e 인 PER 을 달성하기 위하여 SNR_req(m) 이상의 SNR 을 필요로 함을 나타낸다. 요구 SNR 은 실제 시스템에서의 시스템 손실을 설명하며, 컴퓨터 시뮬레이션, 실험적 측정 등에 의해 결정될 수도 있다. 지원 레이트 및 그 요구 SNR 의 세트는 룩업 테이블에 저장될 수도 있다. 등가 SNR (SNR_equiv) 이 룩업 테이블에 제공될 수도 있으며, 그 후, 이는 SNR_equiv 에 의해 지원되는 최고의 데이터 레이트와 관련된 레이트 R = R(m_s) 를 반환한다. 선택된 레이트 R 은 다음의 조건, 즉, (1) 변조 방식 M 이 데이터 송신용으로 사용되는 조건 (즉, M(m_s) = M), (2) 요구 SNR 이 등가 SNR 보다 작거나 같은 조건 (즉, SNR_req(m_s)≤SNR_equiv), 및 (3) 다른 조건에 종속 하여, 최대 데이터 레이트가 선택되는 조건 (즉,

) 을 만족하도록 한다. 선택된 레이트 R 은, 용량을 달성하지 못할 수도 있는 선택된 코드 레이트 C(m_s) 로 인한 손실을 설명하는 백오프 인자를 포함한다. 이러한 백오프 인자는 상기의 조건 (2) 에서 발생한다.

데이터 레이트 D_s 는, 용량 달성 시스템에 대한 각 공간 채널의 각 서브밴드를 통해 송신될 수 있는 최대 데이터 레이트를 나타낸다. 모든 N_T 개의 공간 채널에 대한 총 데이터 레이트는,

와 같이 계산될 수도 있다.

총 데이터 레이트는 bps/Hz 의 단위로 주어지며, 이는 주파수에 대해 정규화된다. 따라서, N_F 의 인자는 수학식 13 에 포함되지 않는다. 총 데이터 레이트는, P_e 인 원하는 PER 에 대해 다중경로 MIMO 채널을 갖는 실제 MIMO-OFDM 시스템에 의해 지원될 수 있는 데이터 레이트의 예측을 나타낸다.

상술된 레이트 선택 기술은, 실제 MIMO-OFDM 시스템이 변조 방식 M 으로 용량을 달성할 수 있다라고 가정한다. 이하, 용량을 달성할 수 있는 수개의 송신 방식을 설명한다. 선택된 레이트 R 은 그 시스템에 대한 정확한 레이트일 수도 있으며, 어떠한 변형 없이도 데이터 송신용으로 사용될 수도 있다.

그러나, 임의의 레이트 예측 방식에 의한 것처럼, 레이트 예측에서 피할 수 없는 에러가 존재한다. 또한, 실제 시스템은 용량을 달성할 수 없고/없거나 선택된 레이트 R 에 의해 설명할 수 없는 다른 손실을 가질 수도 있다. 이 경우, 원하는 PER 이 달성될 수 있음을 보장하기 위하여, 레이트 예측에서의 에러가 추정될 수도 있으며, 추가적인 백오프 인자가 유도될 수도 있다. 그 후, 블록 332 에서 획득된 레이트는 추가적인 백오프 인자만큼 감소되어, 다중경로 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 최종 레이트가 획득될 수도 있다. 다른 방법으로, 평균 제한 스펙트럼 효율 S_avg 이 추가적인 백오프 인자만큼 감소될 수도 있으며, 감소된 평균 제한 스펙트럼 효율은 룩업 테이블에 제공되어, 데이터 송신용 레이트가 획득될 수도 있다. 어떠한 경우라도, 추가적인 백오프 인자는 시스템의 스루풋을 감소시킨다. 따라서, 이러한 백오프 인자를 가능한 작게 유지시키면서 원하는 PER 을 여전히 달성하는 것이 바람직하다. 여기에서 설명되는 바와 같은 정확한 레이트 예측 방식은, 적용될 추가적인 백오프의 양을 최소화하며, 따라서, 시스템 용량을 최대화할 수도 있다.

상술된 레이트 선택은, 임의의 지속기간 (예를 들어, 일 OFDM 심볼 주기) 일 수도 있는 각각의 시간 간격에 대해 지속적으로 수행될 수도 있다. 레이트의 선택과 레이트의 이용 간의 시간양을 최소화하기 위하여, 데이터 송신용의 선택된 레이트를 가능하면 신속하게 사용하는 것이 바람직하다.

도 4a 는 다중경로 MIMO 채널을 갖는 MIMO-OFDM 시스템에서 N_T 개의 공간 채널에 대한 제한 스펙트럼 효율을 나타낸 것이다. 각 공간 채널에 대해, N_F 개의 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율의 플롯 (410) 은, 수학식 8 및 9 에서 나타낸 바와 같이 사후-검출 SNR, 변조 방식 M, 및 제한 SISO 스펙트럼 효율 함수 f_siso(SNR_ℓ(k), M) 에 기초하여 유도될 수도 있다. 도 4a 에 도시된 바와 같이, N_T 개의 공간 채널에 대한 플롯 (410a 내지 410t) 은, 이들 공간 채널에 대한 상이한 페이딩 때문에 상이할 수도 있다.

도 4b 는 AWGN 채널을 갖는 등가 시스템의 제한 스펙트럼 효율을 나타낸 것이다. 플롯 (420) 은, 도 4a 에서의 N_T 개의 공간 채널에 대한 플롯 (410a 내지 410t) 의 연접에 의해 형성된다. 플롯 (422) 은 등가 시스템에 대한 제한 스펙트럼 효율을 나타내며, 이는 플롯 (410a 내지 410t) 에 대한 제한 스펙트럼 효율의 평균이다.

상술된 레이트 선택은 코드 손실에 대한 백오프 인자를 포함하지만, 그렇지 않으면, MIMO-OFDM 시스템이 용량을 달성할 수 있다라고 가정한다. 이하, 용량을 달성할 수 있는 2 개의 예시적인 송신 방식을 설명한다.

제 1 송신 방식에서, 송신기는 MIMO 채널의 "아이겐 모드 (eigenmodes)" 에 대한 데이터를 송신한다. 아이겐 모드는, MIMO 채널을 분해함으로써 획득되는 직교 공간 채널로서 간주될 수도 있다. 각각의 서브밴드에 대한 채널 응답 행 렬

은,

과 같이, 아이겐 값 분해를 이용하여 분해될 수도 있으며, 여기서,

는

의 N_T×N_T 상관 행렬이고,

는, 컬럼이

의 아이겐 벡터인 N_T×N_T 유니터리 행렬이며,

는

의 아이겐 값의 N_T×N_T 대각 행렬이다. 유니터리 행렬

는 특성

에 의해 특징을 나타낸다. 유니터리 행렬의 컬럼은 서로 직교이다.

송신기는,

와 같은 공간 프로세싱을 수행하며, 여기서,

는 서브밴드 k 의 N_T 개의 아이겐 모드를 통해 송신될 N_T 개의 데이터 심볼을 갖는 N_T×1 벡터이며,

는 서브밴드 k 를 통해 N_T 개의 송신 안테나로부터 송신될 N_T 개의 송신 심볼을 갖는 N_T×1 벡터이다.

수신기에서의 수신 심볼은,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

은 서브밴드 k 를 통해 N_R 개의 수신 안테나를 통해 획득된 N_R 개의 수신 심볼을 갖는 N_R×1 벡터이며,

는 서브밴드 k 에 대한 잡음 및 간섭의 N_R×1 벡터이다.

잡음 벡터

는 제로 평균 및

인 공분산 행렬을 갖는 것으로 가정하며, 여기서, N₀ 는 잡음 분산이다.

수신기는,

과 같이 수신기 공간 프로세싱/검출을 수행하며, 여기서,

는 서브밴드 k 에 대한 N_T 개의 검출 심볼을 갖는 N_T×1 벡터이고, 이는

에서의 N_T 개의 데이터 심볼의 추정치이며,

는 수신기에서의 공간 프로세싱 이후의 사후-검출 간섭 및 잡음이다.

각각의 아이겐 모드는, 데이터 심볼 벡터

의 엘리먼트와 검출 심볼 벡터

의 대응하는 엘리먼트 간의 유효 채널이다.

각 아이겐 모드의 각 서브밴드에 대한 SNR 은,

과 같이 표현될 수도 있으며, 여기서, P_ℓ(k) 는 서브밴드 k 의 아이겐 모드 ℓ 용으로 사용되는 송신 전력이며, λ_ℓ(k) 는 서브밴드 k 의 아이겐 모드 ℓ 에 대한 아이겐 값이며, 이는

의 ℓ번째 대각 엘리먼트이며, SNR_em _,ℓ(k) 는 서브밴드 k 의 아이겐 모드 ℓ 에 대한 사후-검출 SNR 이다.

제 2 송신 방식에서, 송신기는 데이터를 인코딩 및 변조하여 데이터 심볼을 획득하고, 데이터 심볼을 N_T 개의 데이터 심볼 스트림으로 디멀티플렉싱하며, N_T 개의 데이터 심볼 스트림을 N_T 개의 송신 안테나로부터 동시에 송신한다. 수신기에서의 수신 심볼은,

로서 표현될 수도 있다.

수신기는 각각의 서브밴드에 대한 N_R 개의 수신 심볼에 대한 수신기 공간 프로세싱/검출을 수행하여, 그 서브밴드를 통해 송신된 N_T 개의 데이터 심볼을 복원한다. 수신기 공간 프로세싱은 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기, 최대 비율 컴바이닝 (MRC) 검출기, 선형 제로-포싱 (ZF) 검출기, MMSE 선형 이퀄라이저 (MMSE-LE), 판정 피드백 이퀄라이저 (DFE), 또는 기타 다른 검출기/이퀄라이저로 수행될 수도 있다.

또한, 수신기는 연속적인 간섭 소거 (SIC) 기술을 이용하여 N_R 개의 수신 심볼 스트림을 프로세싱하여 N_T 개의 데이터 심볼 스트림을 복원할 수도 있다. SIC 기술은, 송신기가 N_T 개의 데이터 심볼 스트림을 독립적으로 프로세싱할 경우에 사용될 수도 있어, 수신기가 각각의 데이터 심볼 스트림을 개별적으로 복원할 수 있게 한다. 수신기는, 각각의 스테이지에서 하나의 데이터 심볼 스트림씩, N_T 개의 연속적인 스테이지에서 N_T 개의 데이터 심볼 스트림을 복원한다.

제 1 스테이지에 대해, 수신기는, 먼저, (예를 들어, MMSE, MRC, 또는 제로-포싱 검출기를 이용하여) N_R 개의 수신 심볼 스트림에 대한 수신기 공간 프로세싱/검출을 수행하고, 하나의 검출 심볼 스트림을 획득한다. 또한, 수신기는 그 검출 심볼 스트림을 복조, 디-인터리빙, 및 디코딩하여, 디코딩된 데이터 스트림을 획득한다. 그 후, 수신기는, 이 디코딩된 데이터 스트림이 다른 N_T-1 개의 데이 터 심볼 스트림으로 하여금 아직 복원되지 않게 하는 간섭을 추정하고, 추정된 간섭을 N_R 개의 수신 심볼 스트림으로부터 소거하며, 그 다음 스테이지에 대한 N_R 개의 변형된 심볼 스트림을 획득한다. 그 후, 수신기는 N_R 개의 변형된 심볼 스트림에 대해 동일한 프로세싱을 반복하여 다른 데이터 심볼 스트림을 복원한다. 간략화를 위하여, 다음의 설명은, N_T 개의 데이터 심볼 스트림이 순차적인 순서로 복원, 즉, 송신 안테나 ℓ 로부터 송신된 데이터 심볼 스트림 {s_ℓ(k)} 이 ℓ번째 스테이지 (ℓ = 1, ..., N_T) 에서 복원된다고 가정한다.

MMSE 수신기에 의한 SIC 의 경우, MMSE 검출기가 스테이지 ℓ (ℓ = 1, ..., N_T) 의 각 서브밴드에 대해,

와 같이 유도되며, 여기서,

는 스테이지 ℓ 에서의 서브밴드 k 에 대한 MMSE 검출기의 N_R×(N_T-ℓ+1) 행렬이며,

는 스테이지 ℓ 에서의 서브밴드 k 에 대한 N_R×(N_T-ℓ+1) 의 감소된 채널 응답 행렬이다.

감소된 채널 응답 행렬

은, (ℓ-1) 개의 이전 스테이지에서 이미 복원된 (ℓ-1) 개의 데이터 심볼 스트림에 대응하는 오리지널 행렬

에서의 (ℓ -1) 개의 컬럼을 제거함으로써 획득된다.

수신기는,

와 같이, 스테이지 ℓ 에서의 각 서브밴드에 대한 검출을 수행하며, 여기서,

는 송신 안테나 ℓ 에 대응하는

의 컬럼이고,

는 스테이지 ℓ 에서의 서브밴드 k 에 대한 MMSE 검출 심볼이며,

는 검출 심볼

에 대한 사후-검출 잡음이다.

각각의 송신 안테나의 각 서브밴드에 대한 SNR 은,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

는 사후-검출 잡음의 분산이며, SNR_mmse _,ℓ(k) 는 송신 안테나 ℓ 의 서브밴드 k 에 대한 사후-검출 SNR 이다.

후속 스테이지에 대한 사후-검출 SNR 은, 수학식 22 에서

의 놈 (norm) 이 각각의 스테이지에 의해 감소되기 때문에 개선된다.

SIC 기술은, 발명의 명칭이 "다중-접속 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시 스템" 으로서 2001년 11월 6일자로 출원되어 공동으로 양도된 미국특허 출원번호 제 09/993,087 호에 더 상세히 설명되어 있다.

제 2 송신 방식의 경우, 수신기 또한 반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 방식을 이용하여 N_T 개의 데이터 심볼 스트림을 복원할 수 있다. IDD 방식의 경우, 데이터 패킷에 대한 수신 심볼의 블록이 획득될 때마다, 수신기는 그 블록 내의 수신 심볼에 대한 검출 및 디코딩을 수 회 (N_dec 회) 반복적으로 수행하여, 디코딩된 패킷을 획득한다. 검출기는 수신 심볼 블록에 대한 검출을 수행하고, 검출 심볼 블록을 제공한다. 디코더는 그 검출 심볼 블록에 대한 디코딩을 수행하고, 후속적인 반복에서 검출기에 의해 사용되는 사전 정보를 디코더에게 제공한다. 디코딩된 패킷은 마지막 반복에 대한 디코더 출력에 기초하여 생성된다.

MMSE 수신기에 의한 SIC 또는 IDD 수신기에 의한 SIC 에 의한 제 1 송신 방식 및 제 2 송신 방식은 최적이며 MIMO-OFDM 시스템에 대한 용량 또는 준-용량 (near capacity) 을 달성할 수 있음을 나타낼 수 있다. 또한, 수신 심볼에 대한 최대 가능도 검출기에 의한 제 2 송신 방식은 최적 또는 준-최적의 성능을 제공할 수 있다. 또한, 다른 용량 달성 송신 방식이 MIMO-OFDM 시스템용으로 사용될 수도 있다. 그러한 용량 달성 송신 방식 중 하나는, "구조화된 유니터리 공간-시간 오토코딩 콘스텔레이션" 의 명칭으로 IEEE Transaction on Information Theory, Vol.48, No.4, 2002년 4월에 기재된 논문에서 T.L.Marzetta 등에 의해 설명된 오토코딩 방식이다.

도 5 는 송신기 (110) 의 블록도를 도시한 것이다. TX 데이터 프로세서 (120) 내에서, 인코더 (520) 는 선택된 레이트 R 에 대한 코딩 방식 C 에 따라 데이터 스트림 {d} 을 수신 및 인코딩하고, 코드 비트를 제공한다. 인코딩은 데이터 송신의 신뢰도를 증가시킨다. 코딩 방식은 컨볼루셔널 코드, 터보 코드, 블록 코드, CRC 코드, 또는 이들의 조합을 포함할 수도 있다. 채널 인터리버 (522) 는 인터리빙 방식에 기초하여 인코더 (520) 로부터의 코드 비트를 인터리빙 (즉, 재정렬) 한다. 인터리빙은 코드 비트에 시간 및/또는 주파수 다이버시티를 제공한다. 심볼 매핑 유닛 (524) 은 선택된 레이트 R 에 대한 변조 방식 M 에 따라 채널 인터리버 (522) 로부터의 인터리빙 데이터를 변조 (즉, 심볼 매핑) 하고, 데이터 심볼을 제공한다. 변조는 (1) B 개의 인터리빙 비트의 세트를 그룹화하여 B-비트 바이너리 값을 형성하고 (여기서, B ≥ 1), (2) 각각의 B-비트 바이너리 값을 변조 방식에 대한 신호 콘스텔레이션의 특정 신호 포인트에 매핑함으로써 달성될 수도 있다. 심볼 매핑 유닛 (524) 은 데이터 심볼의 스트림 {s} 을 제공한다.

송신기 (110) 는 패킷에 대해 선택된 레이트 R 에 기초하여 각각의 데이터 패킷을 별도로 인코딩 및 변조하여, 대응하는 데이터 심볼 블록을 획득한다. 송신기 (110) 는 데이터 송신용으로 이용가능한 모든 공간 채널의 모든 서브밴드를 통해 한번에 하나의 데이터 심볼 블록을 송신할 수도 있다. 각각의 데이터 심볼 블록은 하나 또는 다중의 OFDM 심볼 주기에서 송신될 수도 있다. 또한, 송신기 (110) 는 가용 서브밴드 및 공간 채널을 통하여 다중의 데이터 심볼 블록을 동시에 송신할 수도 있다. 상술된 바와 같이, 각 시간 간격에 대해 하나의 레이트가 선택되면, 동일한 시간 간격에서 송신된 모든 데이터 심볼 블록(들)은 동일한 선택 레이트를 사용한다.

도 5 에 도시된 실시형태의 경우, TX 공간 프로세서 (130) 는 상술된 제 2 송신 방식을 구현한다. TX 공간 프로세서 (130) 내에서, 멀티플렉서/디멀티플렉서 (Mux/Demux; 530) 는 데이터 심볼 스트림 {s} 을 수신하여, N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 스트림으로 디멀티플렉싱한다. 또한, Mux/Demux (530) 는 파일럿 심볼에서 (예를 들어, 시분할 멀티플렉스 (TDM) 방식으로) 멀티플렉싱하고, N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 송신 심볼 스트림 ({x₁} 내지

) 을 제공한다. 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 데이터나 파일럿 송신용으로 이용되지 않는 서브밴드에 대해 제로인 신호값일 수도 있다.

송신기 유닛 (132) 은, N_T 개의 송신 안테나에 대해, N_T 개의 OFDM 변조기 (532a 내지 532t) 및 N_T 개의 TX RF 유닛 (534a 내지 534t) 을 포함한다. 각각의 OFDM 변조기 (532) 는 (1) N_F 개의 서브밴드에 대한 N_F 개의 송신 심볼의 각 세트를 N_F-포인트 IFFT 를 이용하여 시간 도메인으로 그룹화 및 변환하여, N_F 개의 칩을 포함하는 대응하는 변환 심볼을 획득하고, (2) 각각의 변환 심볼의 일부 (또는 N_cp 개의 칩) 를 반복하여, N_F+N_cp 개의 칩을 포함하는 대응하는 OFDM 심볼을 획득함 으로써 각각의 송신 심볼 스트림에 대한 OFDM 변조를 수행한다. 반복된 부분은 사이클릭 프리픽스로서 지칭되며, 이는 다중경로 채널에서의 지연 확산 (delay spread) 의 존재 시에 OFDM 심볼이 자신의 직교 특성을 보유함을 보장한다. 각각의 OFDM 변조기 (532) 는 OFDM 심볼의 스트림을 제공하며, 이는 관련 TX RF 유닛 (534) 에 의해 더 컨디셔닝 (예를 들어, 아날로그로의 변환, 주파수 상향변환, 필터링, 및 증폭) 되어 변조 신호가 생성된다. TX RF 유닛 (534a 내지 534t) 으로부터의 N_T 개의 변조 신호는 각각 N_T 개의 안테나 (540a 내지 540t) 로부터 송신된다.

도 6 은 수신기 (150) 의 블록도를 도시한 것이다. N_R 개의 수신 안테나 (652a 내지 652r) 는 송신기 (110) 에 의해 송신된 변조 신호를 수신하고, N_R 개의 수신 신호를 수신기 유닛 (154) 에 제공한다. 수신기 유닛 (154) 은, N_R 개의 수신 안테나에 대하여, N_R 개의 RX RF 유닛 (654a 내지 654r) 및 N_R 개의 OFDM 복조기 (656a 내지 656r) 를 포함한다. 각각의 RX RF 유닛 (654) 은 각각의 수신 신호를 컨디셔닝 및 디지털화하고, 샘플의 스트림을 제공한다. 각각의 OFDM 복조기 (656) 는 (1) 각각의 수신 OFDM 심볼에서 사이클릭 프리픽스를 제거하여 수신 변환 심볼을 획득하고, (2) 각각의 수신 변환 심볼을 N_F-포인트 FFT 에 의해 주파수 도메인으로 변환하여 N_F 개의 서브밴드에 대한 N_F 개의 수신 심볼을 획득함으로써, 각각의 샘플 스트림에 대한 OFDM 복조를 수행한다. 각각의 OFDM 복조기 (656) 는 수신 데이터 심볼을 RX 공간 프로세서 (160) 에 제공하고, 수신 파일럿 심볼을 채널 추정기 (172) 에 제공한다.

또한, 도 6 은, 수신기 (150) 에서, 각각 RX 공간 프로세서 (160) 및 RX 데이터 프로세서 (170) 의 일 실시형태인 RX 공간 프로세서 (160a) 및 RX 데이터 프로세서 (170a) 를 도시한다. RX 공간 프로세서 (160a) 내에서, 검출기 (660) 는 N_R 개의 수신 심볼 스트림에 대한 공간 프로세싱/검출을 수행하여, N_T개의 검출 심볼 스트림을 획득한다. 각각의 검출 심볼은 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼의 추정치이다. 검출기 (660) 는 MMSE, MRC, 또는 제로-포싱 검출기를 구현할 수도 있다. 검출은, 서브밴드에 대한 채널 응답 행렬

의 추정치에 기초하여 유도되는, 그 서브밴드에 대한 정합 필터 행렬 (또는 검출기 응답)

에 기초하여 각각의 서브밴드에 대해 수행된다. 예를 들어, MMSE 검출기에 대한 정합 필터 행렬은

로서 유도될 수도 있다. 멀티플렉서 (662) 는 검출 심볼을 멀티플렉싱하고, 검출 심볼 스트림

을 RX 데이터 프로세서 (170a) 에 제공한다.

RX 데이터 프로세서 (170a) 내에서, 심볼 디매핑 유닛 (670) 은 선택된 레이트 R 에 대한 변조 방식 M 에 따라 검출 심볼을 복조하고, 복조 데이터를 제공한다. 채널 디인터리버 (672) 는 송신기에서 수행된 인터리빙에 상보적인 방식으로 복조 데이터를 디인터리빙하고, 디인터리빙된 데이터를 제공한다. 디코더 (674) 는 송신기에서 수행된 인코딩에 상보적인 방식으로 디인터리빙 데이터를 디코딩하고, 디코딩된 데이터 스트림

을 제공한다. 예를 들어, 디코더 (674) 는, 송신기에서 각각 터보 또는 컨볼루셔널 코딩이 수행되면, 터보 디코더 또는 비터비 디코더를 구현할 수도 있다. 또한, 디코더 (674) 는, 패킷이 정확하게 또는 에러가 있게 디코딩되었는지 여부를 나타내는 각각의 디코딩된 패킷의 상태를 제공한다.

도 7 은, 수신기 (150) 에서, 각각 RX 공간 프로세서 (160) 및 RX 데이터 프로세서 (170) 의 또 다른 실시형태이고 IDD 방식을 구현하는 RX 공간 프로세서 (160b) 및 RX 데이터 프로세서 (170b) 를 도시한 것이다. 검출기 (760) 및 디코더 (780) 는 각각의 데이터 패킷에 대한 수신 심볼에 대해 반복적인 검출 및 디코딩을 수행하여, 디코딩된 패킷을 획득한다. IDD 방식은 채널 코드의 에러 정정 능력을 이용하여 개선된 성능을 제공한다. 이것은, N_dec 회의 반복 (여기서, N_dec>1) 에 대해 검출기 (760) 와 디코더 (780) 간의 사전 정보를 반복적으로 전달함으로써 달성된다. 사전 정보는, 각각의 송신 데이터 비트가 0 또는 1 일 가능도를 나타낸다.

RX 공간 프로세서 (160b) 내에서, 버퍼 (758) 는 각각의 데이터 패킷에 대해 N_R개의 수신 안테나로부터 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스를 수신 및 저장한다. 반복적인 검출 및 디코딩 프로세스는 데이터 패킷에 대한 수신 심볼의 각 블록에 대해 수행된다. 검출기 (760) 는 각 블록에 대해 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스에 대한 공간 프로세싱을 수행하고, 그 블록에 대해 N_T개의 검출 심볼 시퀀스를 제공한다. 검출기 (760) 는 MMSE, MRC, 또는 제로-포싱 검출기를 구현할 수도 있다. 멀티플렉서 (762) 는 N_T개의 시퀀스에서 검출 심볼을 멀티플렉싱하고, 검출된 심볼 블록을 제공한다.

RX 데이터 프로세서 (170b) 내에서, 로그-가능도 비율 (LLR) 계산 유닛 (770) 은 RX 공간 프로세서 (160b) 로부터 검출 심볼을 수신하고, 각각의 검출 심볼의 B 개의 코드 비트에 대한 LLR 을 계산한다. 이들 LLR 은, 검출기 (760) 에 의해 디코더 (780) 로 제공되는 사전 정보를 나타낸다. 채널 디인터리버 (772) 는 LLR 계산 유닛 (770) 으로부터의 LLR 의 각 블록을 디인터리빙하고, 그 블록에 대한 디인터리빙 LLR {xⁿ} 을 제공한다. 디코더 (780) 는 디인터리빙 LLR 을 디코딩하고, 디코더 (780) 에 의해 검출기 (760) 로 제공되는 사전 정보를 나타내는 디코더 LLR {xⁿ ⁺¹} 을 제공한다. 디코더 LLR 은 채널 인터리버 (782) 에 의해 인터리빙되고, 검출기 (760) 에 제공된다.

그 후, 검출 및 디코딩 프로세스가 다른 반복에 대해 반복된다. 검출기 (760) 는 수신 심볼 및 디코더 LLR 에 기초하여 신규한 검출 심볼을 유도한다. 신규한 검출 심볼은 디코더 (780) 에 의해 다시 디코딩된다. 검출 및 디코딩 프로세스는 N_dec 회 반복된다. 반복적인 검출 및 디코딩 프로세스 동안, 검출 심볼의 신뢰도는 각각의 검출/디코딩 반복에 의해 개선된다. 모든 N_dec 회의 검출/디코딩 반복이 완료된 후, 디코더 (780) 는 최종 데이터 비트 LLR 을 계산하고 이들 LLR 을 슬라이스 (slice) 하여, 디코딩된 패킷을 획득한다.

IDD 방식은, 발명의 명칭이 "무선 통신 시스템에서 다중의 안테나에 의한 계층적 코딩" 으로서 2003년 9월 25일자로 출원되어 공동으로 양도된 미국특허 출원번호 제 60/506,466 호에 더 상세히 설명되어 있다.

여기에서 설명된 레이트 선택 및 데이터 송신 기술은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이들 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현의 경우, 레이트 선택 및 데이터 송신을 수행하는데 이용되는 프로세싱 유닛은 하나 이상의 주문형 집적회로 (ASIC), 디지털 신호 프로세서 (DSP), 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (DSPD), 프로그래머블 로직 디바이스 (PLD), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 마이크로 프로세서, 여기에서 설명된 기능을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다.

소프트웨어 구현의 경우, 레이트 선택 및 데이터 송신 기술은, 여기에서 설명된 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 절차, 함수 등) 로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (예를 들어, 도 1 의 메모리 유닛 (182 또는 142)) 에 저장되고 프로세서 (예를 들어, 제어기 (180 또는 140)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내부 또는 프로세서 외부에 구현될 수도 있으 며, 프로세서 외부에 구현될 경우에는, 당업계에 공지된 바와 같은 다양한 수단을 통해 프로세서에 통신적으로 커플링될 수 있다.

개시된 실시형태의 상기 설명은 당업자로 하여금 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형은 당업자에게 명백하며, 여기에서 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에서 설명된 실시형태에 제한되는 것이 아니라, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특성과 부합하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

Claims

멀티-캐리어 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트를 선택하는 방법으로서,

데이터 송신용으로 사용되는 복수의 공간 채널의 복수의 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율을 결정하는 단계로서, 상기 복수의 공간 채널은 상기 시스템에서 MIMO 채널에 의해 형성되는, 상기 결정 단계;

상기 평균 제한 스펙트럼 효율을 지원하기 위해, 가산 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 채널을 갖는 등가 시스템에 의해 요구되는 등가 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 를 결정하는 단계; 및

상기 등가 SNR 에 기초하여 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트를 선택하는 단계를 포함하는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 평균 제한 스펙트럼 효율, 상기 등가 SNR, 및 상기 레이트는 모두 특정 변조 방식에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 서브밴드는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 에 의해 획득되는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 공간 채널은, 상기 MIMO 채널을 구성하는 복수의 단일-입력 단일-출력 (SISO) 채널에 대응하는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

데이터 송신용으로 사용되는 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 사후-검출 SNR 을 결정하는 단계; 및

상기 공간 채널의 상기 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 에 기초하여, 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율을 결정하는 단계를 더 포함하며,

상기 평균 제한 스펙트럼 효율은, 상기 복수의 공간 채널의 상기 복수의 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 5 항에 있어서,

각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 은, 상기 MIMO 채널의 용량을 달성할 수 있는 송신 방식에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 5 항에 있어서,

각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 은, 수신기에서의 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기에 의한 연속적인 간섭 소거 (SIC) 프로세싱에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 5 항에 있어서,

각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 상기 제한 스펙트럼 효율은, 또한, 입력으로서 SNR 및 변조 방식을 가지며 출력으로서 제한 스펙트럼 효율을 제공하는 제한 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

입력으로서 MIMO 채널 응답 및 변조 방식을 가지며 출력으로서 제한 스펙트럼 효율을 제공하는 제한 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 상기 MIMO 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율을 결정하는 단계를 더 포함하며,

데이터 송신용으로 사용되는 상기 복수의 공간 채널의 상기 복수의 서브밴드에 대한 상기 평균 제한 스펙트럼 효율은, 상기 MIMO 채널의 상기 복수의 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 등가 SNR 은, 입력으로서 스펙트럼 효율 및 변조 방식을 가지며 출력으로서 SNR 을 제공하는 인버스 제한 스펙트럼 효율 함수에 기초하여 결정되는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

데이터 송신에 대한 상기 레이트는, 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에 의해 지원되는 레이트의 세트 및 상기 지원 레이트에 대한 요구 SNR 에 기초하여 선택되는, 레이트 선택 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 선택된 레이트는, 상기 등가 SNR 보다 작거나 같은 요구 SNR 을 갖는 상기 지원 레이트 중에서 최고의 레이트인, 레이트 선택 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 지원 레이트에 대한 상기 요구 SNR 은, 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에 의해 관측되는 손실을 포함하는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

레이트 예측의 에러 및 시스템 손실을 설명하기 위한 백오프 인자를 결정하는 단계; 및

상기 백오프 인자에 기초하여 데이터 송신에 대한 상기 레이트를 감소시키는 단계를 더 포함하는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 선택된 레이트에서 데이터 송신물을 수신하는 단계를 더 포함하며,

상기 수신된 데이터 송신물은 하나 이상의 데이터 패킷에 대한 데이터 심볼의 하나 이상의 블록을 포함하며,

각각의 블록에서의 상기 데이터 심볼은, 데이터 송신용으로 사용된 상기 복수의 공간 채널의 상기 복수의 서브밴드를 통하여 동시에 송신되는, 레이트 선택 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 선택된 레이트에서 데이터 송신물을 수신하는 단계; 및

반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 을 수행하여, 그 수신된 데이터 송신물에서 데이터를 복원하는 단계를 더 포함하는, 레이트 선택 방법.
멀티-캐리어 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 MIMO 채널에 대한 채널 추정치를 획득하도록 동작하는 채널 추정기; 및

제어기를 구비하며,

상기 제어기는,

상기 채널 추정치에 기초하여, 상기 MIMO 채널에 의해 형성되고 데이터 송신용으로 사용되는 복수의 공간 채널의 복수의 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율을 결정하고,

가산 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 채널을 갖는 등가 시스템에 의해 요구되는 등가 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 를 결정하여 상기 평균 제한 스펙트럼 효율을 지원하며,

상기 등가 SNR 에 기초하여 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트를 선택하도록 동작하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제어기는, 또한,

상기 채널 추정치에 기초하여, 데이터 송신용으로 사용되는 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 사후-검출 SNR 을 결정하며,

상기 공간 채널의 상기 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 에 기초하여, 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율을 결정하도록 동작하며,

상기 평균 제한 스펙트럼 효율은, 상기 복수의 공간 채널의 상기 복수의 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정되는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 18 항에 있어서,

각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 은, 또한, 상기 MIMO 채널의 용량을 달성할 수 있는 송신 방식에 기초하여 결정되는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 17 항에 있어서,

레이트의 세트가 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에 의해 지원되며,

각각의 지원 레이트는 각각의 요구 SNR 과 관련되며,

상기 제어기는, 또한, 상기 등가 SNR 보다 작거나 같은 요구 SNR 을 갖는 상기 지원 레이트 중에서 최고의 레이트를 선택하도록 동작하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제어기는, 또한, 레이트 예측의 에러 및 시스템 손실을 설명하기 위한 백오프 인자를 결정하고, 상기 백오프 인자에 기초하여 데이터 송신에 대한 상기 레이트를 감소시키도록 동작하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 선택된 레이트에서, 데이터 송신용 수신 심볼에 대한 검출을 수행하고 검출 심볼을 제공하도록 동작하는 수신 공간 프로세서; 및

상기 검출 심볼을 프로세싱하여 디코딩된 데이터를 획득하도록 동작하는 수신 데이터 프로세서를 더 구비하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 22 항에 있어서,

상기 수신 공간 프로세서 및 상기 수신 데이터 프로세서는, 반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 을 수행하여, 상기 수신 심볼로부터 상기 디코딩된 데이터를 획득하도록 동작하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
데이터 송신용으로 사용되는 복수의 공간 채널의 복수의 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율을 결정하는 수단으로서, 상기 복수의 공간 채널은 멀티-캐리어 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 MIMO 채널에 의해 형성되는, 상기 결정 수단;

가산 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 채널을 갖는 등가 시스템에 의해 요구되는 등가 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 를 결정하여 상기 평균 제한 스펙트럼 효율을 지원하는 수단; 및

상기 등가 SNR 에 기초하여 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트를 선택하는 수단을 구비하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 24 항에 있어서,

데이터 송신용으로 사용되는 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 사후-검출 SNR 을 결정하는 수단; 및

상기 공간 채널의 상기 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 에 기초하여, 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율을 결정하는 수단을 더 구비하며,

상기 평균 제한 스펙트럼 효율은, 상기 복수의 공간 채널의 상기 복수의 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정되는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 24 항에 있어서,

레이트 예측의 에러 및 시스템 손실을 설명하기 위한 백오프 인자를 결정하는 수단; 및

상기 백오프 인자에 기초하여 데이터 송신에 대한 상기 레이트를 감소시키는 수단을 더 구비하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
제 24 항에 있어서,

상기 선택된 레이트에서 데이터 송신물을 수신하는 수단; 및

반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 을 수행하여, 그 수신된 데이터 송신물에서 데이터를 복원하는 수단을 더 구비하는, 멀티-캐리어 MIMO 통신 시스템에서의 장치.
멀티-캐리어 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터 송신용으로 사용되며 상기 시스템에서 MIMO 채널에 의해 형성되는 복수의 공간 채널의 복수의 서브밴드에 대한 평균 제한 스펙트럼 효율을 결정하고,

가산 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 채널을 갖는 등가 시스템에 의해 요구되는 등가 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 를 결정하여 상기 평균 제한 스펙트럼 효율을 지원하며,

상기 등가 SNR 에 기초하여 상기 멀티-캐리어 MIMO 시스템에서 데이터 송신에 대한 레이트를 선택하기 위한 장치에서 동작가능한 명령을 포함하는 프로그램을 저장하는, 프로세서-판독가능 매체.
제 28 항에 있어서,

상기 프로그램은,

데이터 송신용으로 사용되는 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 사후-검출 SNR 을 결정하며,

상기 공간 채널의 상기 서브밴드에 대한 상기 사후-검출 SNR 에 기초하여, 각 공간 채널의 각 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율을 결정하도록 동작가능한 명령을 더 포함하며,

상기 평균 제한 스펙트럼 효율은, 상기 복수의 공간 채널의 상기 복수의 서브밴드에 대한 제한 스펙트럼 효율에 기초하여 결정되는, 프로세서-판독가능 매체.