CN104836758B - 无线光通信系统中的mimo aco‑ofdm迭代接收方法 - Google Patents
无线光通信系统中的mimo aco‑ofdm迭代接收方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种无线光通信系统中的多输入多输出非对称修剪光正交频分复用调制(MIMO ACO‑OFDM)迭代接收方法。在传统MIMO ACO‑OFDM接收算法基础上，利用发送端削波操作的线性近似模型以及削波噪声的统计特性，对接收信号进行最小均方误差(MMSE)检测，并以迭代的方式消除削波噪声。本发明提供的改进接收方法可以有效降低削波噪声对系统造成的性能损失，与传统MIMO ACO‑OFDM接收机相比，能够显著地改善误码率性能。同时，本发明每次迭代计算复杂度低，所需迭代次数少，因而易于工程实现。
Description
技术领域
本发明属于无线光通信领域，尤其涉及一种MIMO ACO-OFDM迭代接收方法。
背景技术
无线光通信是一种不需要使用有线信道为传输媒介的新型通信方式，其结合了光纤通信与微波通信的优点，既具有高速传输和大通信容量的优点，又不需要铺设光纤，因此各国在无线光通信领域投入大量人力和物力，并取得了阶段性的成果。
多输入多输出(MIMO)和正交频分复用(OFDM)技术是现代无线射频通信系统中的两项核心传输技术。MIMO技术在发射机和接收机上配置多根天线，利用散射与干扰造成的信道间不相关，在相同的发射功率下，取得远高于单入单出(SISO)系统的通信容量；OFDM技术把高速的数据流通过串并转换分配到相互正交的低速子信道中传输，由于每个子信道中的符号周期会相应增加，因此可以减轻多径时延扩展对系统造成的影响。如果把MIMO技术与OFDM技术融合进无线光通信系统，这一系统将不仅具备MIMO技术高通信容量与OFDM技术抗多径时延的优点，而且具有无线光通信系统的高数据速率传输，信道容量和安全保密性强的特点，为未来的信息社会提供了一种十分重要的通信系统。
无线光通信系统通常采用强度调制，而该调制方式要求基带发送信号恒为正。为满足该要求，研究者们改进了无线射频通信中的OFDM技术，提出直流偏置光正交频分复用(DCO-OFDM)和非对称限幅光正交频分复用(ACO-OFDM)等方案，其中ACO-OFDM由于无需添加直流偏置，具有较高的功率利用率，因而受到了广泛关注。
ACO-OFDM技术还往往会利用上削波降低OFDM信号的峰均比。然而，削波操作势必会引起发射信号失真，进而导致系统整体性能损失。鉴于此，需要在设计接收机时充分考虑发送端削波操作的影响，以提高MIMO ACO-OFDM系统的传输可靠性。虽然削波本质上属于非线性操作，但是为了简化理论分析，通常使用线性近似模型刻画削波噪声。在接收端可以利用该模型，进行最小均方误差(MMSE)检测，然后对检测所得信号进行削波操作以估计出发射端的削波噪声，并通过多次迭代提高准确率。
发明内容
本发明的目的旨在针对现有技术存在的问题，提供一种考虑发送端削波噪声的无线光通信MIMO ACO-OFDM迭代接收机方法。
本发明采用的技术方案是：无线光通信系统中的MIMO ACO-OFDM迭代接收方法，包括如下步骤：
首先，接收端对频域接收OFDM信号R进行MMSE检测得到发送符号的估计值；
然后，接收端进行迭代操作消除削波噪声，每次迭代中根据发送符号的估计值计算得到削波噪声的估计值，对接收信号R去除削波噪声后再进行MMSE检测得到新发送符号的估计值，迭代结束后得到最终的消除削波噪声后发送符号的估计值；
最后，接收端基于消除削波噪声后发送符号的估计值进行解调恢复发送比特。
进一步地，所述接收端对频域接收OFDM信号R进行MMSE检测得到发送符号的估计值的具体方法为：
设信号R含有NR行和N列，NR表示接收端光电二极管个数，N为OFDM子载波数，分别对R的第列进行MMSE检测得到发送符号的估计值第n个子载波，上使用的均衡矩阵为：
其中K为发射端削波引起的衰减系数，其表达式为：
式中erf()为误差函数，其定义式为π为圆周率，e表示自然常数，erfc()为余补误差函数，其定义式为γ为归一化上削波界限，其计算式为其中amax为上削波界限，表示削波前发送端时域信号的标准差，M为正交振幅调制(QAM)阶数；为估计得到的第n个子载波上的等效无线光MIMO信道矩阵；上标H表示共轭对称运算；为发射端削波噪声的方差，其计算式为：
表示第i个接收链路所含噪声的方差。
进一步地，所述根据发送符号的估计值计算得到削波噪声的估计值的具体方法包括：
首先，对发送符号的估计值按ACO-OFDM规则按列进行共轭对称扩展得到k为当前迭代序号；
然后，对按行做快速傅里叶逆变换(IFFT)并将小于零的元素置零得到经削波操作得的第i行第j列元素与的第i行第j列元素对应关系如下：
之后，计算时域削波噪声的估计值其计算式为：其中，K为发射端削波引起的衰减系数，为所有元素均等于的NT行N列的矩阵，NT为发射端LED的个数，N为OFDM子载波数；
最后，对做快速傅里叶变换(FFT)得到频域削波噪声的估计值
进一步地，所述对接收信号R去除削波噪声的计算式为其中为去除削波噪声后的信号，为频域削波噪声的估计值，k为当前迭代序号。
进一步地，所述对接收信号R去除削波噪声后再进行MMSE检测得到新发送符号的估计值中MMSE检测具体方法包括：分别对去除削波噪声后的信号的第列进行MMSE检测得到发送符号的估计值第n个子载波，上使用的均衡矩阵为：
其中， 为频域削波噪声的估计值，NR表示接收端光电二极管个数，N为OFDM子载波数，k为当前迭代序号。
有益效果：1)本发明可以有效减少削波噪声对接收机性能造成的不利影响，与忽略削波噪声的传统接收机方案相比，能够获得显著的误码率性能增益；2)本发明每次迭代计算复杂度较低且只需较少迭代次数，因而易于工程实现。
附图说明
图1为本发明实施例的方法实施流程图；
图2为本发明实施例与传统接收方案的误码率(BER)曲线对比图；
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
本发明实施例公开的无线光通信系统中的MIMO ACO-OFDM迭代接收方法在传统MIMO ACO-OFDM接收算法基础上，利用发送端削波操作的线性近似模型以及削波噪声的统计特性，对接收信号进行MMSE检测，并以迭代的方式消除削波噪声。本发明实施例的方法主要包括：首先，接收端对频域接收OFDM信号R进行MMSE检测得到发送符号的估计值；然后，接收端进行迭代操作消除削波噪声，每次迭代中根据发送符号的估计值计算得到削波噪声的估计值，对接收信号R去除削波噪声后再进行MMSE检测得到新发送符号的估计值，迭代结束后得到最终的消除削波噪声后发送符号的估计值；最后，接收端基于消除削波噪声后发送符号的估计值进行解调恢复发送比特。
如图1所示，本发明实施例在接收机中的具体算法实施步骤如下：
(1)设定迭代次数Ni并初始化k＝0；
(2)当前接收到的频域OFDM信号为R，该信号含有NR行和N列，NR表示接收端光电二极管个数，N为OFDM子载波数。分别对R的第列进行MMSE检测得到发送符号的估计值第n个子载波上使用的均衡矩阵为：
其中K为发射端削波引起的衰减系数，其表达式为：
式中erf()为误差函数，其定义式为π为圆周率，e表示自然常数，erfc()为余补误差函数，其定义式为γ为归一化上削波界限，其计算式为其中amax为上削波界限，表示削波前发送端时域信号的标准差，M为正交振幅调制(QAM)阶数；为估计得到的第n个子载波上的等效无线光MIMO信道矩阵；上标H表示共轭对称运算；为发射端削波噪声的方差，其计算式为：
表示第i个接收链路所含噪声的方差；
(3)首先对按ACO-OFDM规则按列进行共轭对称扩展得到然后对按行做快速傅里叶逆变换(IFFT)并将小于零的元素置零得到经削波操作得的第i行第j列元素与的第i行第j列元素对应关系如下：
之后计算时域削波噪声的估计值其计算式为：其中为所有元素均等于的NT行N列的矩阵，NT为发射端LED的个数，最后对做快速傅里叶变换(FFT)得到频域削波噪声的估计值
(4)消去R中的削波噪声估计值得到计算式为
(5)分别对的第列进行MMSE检测得到发送符号的估计值第n个子载波上使用的均衡矩阵为：
其中
(6)k＝k+1，如果k不等于Ni，重复步骤(3)到(6)；如果k等于Ni，对进行解调，恢复发送比特。
图2为本发明所提出MIMO ACO-OFDM改进接收机算法与传统接收方案的误码率(BER)曲线对比图(仿真涉及到的参数在表1中列出)。
表1
| 图1参数 | 取值 |
| 房间尺寸(长×宽×高) | 5m×5m×3m |
| 发光二极管(LED)阵列数量 | 4 |
| 每个阵列的LED数量 | 3600(60×60) |
| LED阵列间距 | 2.5m |
| 天花板与接收平面的垂直距离 | 2.15m |
| LED间距 | 0.01m |
| 发射机发射半角 | 62° |
| 光电探测器响应率 | 1A/W |
| 接收机视场(FOV)(半角) | 62° |
| 光学集中器的折射率 | 1.5 |
| 前置放大器噪声密度 | 5pA/Hz-1/2 |
| 环境光光电流 | 10.93A/m2/Sr |
| 接收机数量 | 4 |
| 接收机带宽 | 100MHz |
| 接收机阵列间距 | 0.1m |
| 接收机面积 | 1cm2 |
| 子载波数 | 256 |
| 调制方式 | 16QAM |
| 归一化上削波界限 | 1.5 |
从图中可以看出，相对于传统MIMO ACO-OFDM接收机方案，本发明所提出的改进接收算法可以提供显著的误码率性能增益，并且随着迭代次数的增加，增益会显著增加，这是由于改进算法利用发送端削波操作的线性化模型以及削波噪声的统计特性有效地消除削波噪声。
Claims (4)
1.无线光通信系统中的MIMO ACO-OFDM迭代接收方法，其特征在于：包括如下步骤：
首先，接收端对频域接收OFDM信号R进行MMSE检测得到发送符号的估计值；
然后，接收端进行迭代操作消除削波噪声，每次迭代中根据发送符号的估计值计算得到削波噪声的估计值，对接收信号R去除削波噪声后再进行MMSE检测得到新发送符号的估计值，迭代结束后得到最终的消除削波噪声后发送符号的估计值；
最后，接收端基于消除削波噪声后发送符号的估计值进行解调恢复发送比特；
所述接收端对频域接收OFDM信号R进行MMSE检测得到发送符号的估计值的具体方法为：
设信号R含有NR行和N列，NR表示接收端光电二极管个数，N为OFDM子载波数，分别对R的第列进行MMSE检测得到发送符号的估计值k为当前迭代序号，第n个子载波上使用的均衡矩阵为：
其中，K为发射端削波引起的衰减系数，其表达式为：
<mrow>
<mi>K</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mi>e</mi>
<mi>r</mi>
<mi>f</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mi>&gamma;</mi>
<msqrt>
<mn>2</mn>
</msqrt>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>-</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mi>&pi;</mi>
</mfrac>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
<msup>
<mi>e</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mfrac>
<msup>
<mi>&gamma;</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mn>2</mn>
</mfrac>
</mrow>
</msup>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>-</mo>
<mfrac>
<mi>&gamma;</mi>
<msqrt>
<mrow>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
</mrow>
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</mfrac>
<mi>e</mi>
<mi>r</mi>
<mi>f</mi>
<mi>c</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
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<mi>&gamma;</mi>
<msqrt>
<mn>2</mn>
</msqrt>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
<mrow>
<mi>&pi;</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</mfrac>
<mo>,</mo>
</mrow>
式中erf()为误差函数，π为圆周率，e表示自然常数，erfc()为余补误差函数，γ为归一化上削波界限，其计算式为其中amax为上削波界限，表示削波前发射端时域信号的标准差，M为正交振幅调制阶数；
为估计得到的第n个子载波上的等效无线光MIMO信道矩阵；上标H表示共轭对称运算；
为发射端削波噪声的方差，其计算式为：
<mfenced open = "" close = "">
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<msubsup>
<mi>&sigma;</mi>
<mrow>
<mi>T</mi>
<mi>c</mi>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msubsup>
<mo>=</mo>
<msup>
<mi>&gamma;</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<msubsup>
<mi>&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
<mi>e</mi>
<mi>r</mi>
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<mi>c</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mi>&gamma;</mi>
<msqrt>
<mn>2</mn>
</msqrt>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>4</mn>
<msubsup>
<mi>&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
</mrow>
<msqrt>
<mi>&pi;</mi>
</msqrt>
</mfrac>
<mo>{</mo>
<mo>-</mo>
<mfrac>
<mi>&gamma;</mi>
<mrow>
<mn>2</mn>
<msqrt>
<mn>2</mn>
</msqrt>
</mrow>
</mfrac>
<msup>
<mi>e</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mfrac>
<msup>
<mi>&gamma;</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mn>2</mn>
</mfrac>
</mrow>
</msup>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<msqrt>
<mi>&pi;</mi>
</msqrt>
<mn>4</mn>
</mfrac>
<mo>&lsqb;</mo>
<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
<mi>e</mi>
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<mi>c</mi>
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</msqrt>
</mfrac>
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</mrow>
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</mrow>
</mtd>
</mtr>
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<mtd>
<mrow>
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<msup>
<mi>K</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<msubsup>
<mi>&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
<mo>-</mo>
<msup>
<mrow>
<mo>&lsqb;</mo>
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<msub>
<mi>&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
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<msqrt>
<mi>&pi;</mi>
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</mfrac>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
<msup>
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<mi>&gamma;</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mn>2</mn>
</mfrac>
</mrow>
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<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msub>
<mi>&gamma;&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
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</mrow>
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<mn>2</mn>
</msqrt>
</mfrac>
<mi>e</mi>
<mi>r</mi>
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<mi>c</mi>
<mrow>
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<mi>&gamma;</mi>
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<mn>2</mn>
</msqrt>
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<mo>)</mo>
</mrow>
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<mi>K</mi>
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<mi>&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
</msub>
<msqrt>
<mi>&pi;</mi>
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</mfrac>
<mo>&rsqb;</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
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<mtd>
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<mn>2</mn>
<mi>K</mi>
<mo>&lsqb;</mo>
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<msubsup>
<mi>&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
<mi>&pi;</mi>
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<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
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<mi>e</mi>
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<mi>&gamma;</mi>
<mn>2</mn>
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</mfrac>
</mrow>
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<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mrow>
<msubsup>
<mi>&gamma;&sigma;</mi>
<mi>S</mi>
<mn>2</mn>
</msubsup>
</mrow>
<msqrt>
<mrow>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
</mrow>
</msqrt>
</mfrac>
<mi>e</mi>
<mi>r</mi>
<mi>f</mi>
<mi>c</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mi>&gamma;</mi>
<msqrt>
<mn>2</mn>
</msqrt>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>;</mo>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
表示第i个接收链路所含噪声的方差，i＝1,2,...,NR。
2.根据权利要求1所述的无线光通信系统中的MIMO ACO-OFDM迭代接收方法，其特征在于：
所述根据发送符号的估计值计算得到削波噪声的估计值的具体方法包括：
首先，对发送符号的估计值按ACO-OFDM规则按列进行共轭对称扩展得到k为当前迭代序号；
然后，对按行做快速傅里叶逆变换并将小于零的元素置零得到经削波操作得的第i行第j列元素与的第i行第j列元素对应关系如下：
其中amax为上削波界限；
之后，计算时域削波噪声的估计值其计算式为：其中，K为发射端削波引起的衰减系数，为所有元素均等于的NT行N列的矩阵，NT为发射端LED的个数，N为OFDM子载波数；
最后，对做快速傅里叶变换得到频域削波噪声的估计值
3.根据权利要求1所述的无线光通信系统中的MIMO ACO-OFDM迭代接收方法，其特征在于：所述对接收信号R去除削波噪声的计算式为其中为去除削波噪声后的信号，为频域削波噪声的估计值，k为当前迭代序号。
4.根据权利要求1所述的无线光通信系统中的MIMO ACO-OFDM迭代接收方法，其特征在于：所述对接收信号R去除削波噪声后再进行MMSE检测得到新发送符号的估计值中MMSE检测具体方法包括：分别对去除削波噪声后的信号的第列进行MMSE检测得到发送符号的估计值第n个子载波上使用的均衡矩阵为：
其中，K为发射端削波引起的衰减系数，σs表示削波前发射端时域信号的标准差，为估计得到的第n个子载波上的等效无线光MIMO信道矩阵，为发射端削波噪声的方差，表示第i个接收链路所含噪声的方差，i＝1,2,...,NR， 为频域削波噪声的估计值，NR表示接收端光电二极管个数，N为OFDM子载波数，k为当前迭代序号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510230401.0A CN104836758B (zh) | 2015-05-07 | 2015-05-07 | 无线光通信系统中的mimo aco‑ofdm迭代接收方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510230401.0A CN104836758B (zh) | 2015-05-07 | 2015-05-07 | 无线光通信系统中的mimo aco‑ofdm迭代接收方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104836758A CN104836758A (zh) | 2015-08-12 |
| CN104836758B true CN104836758B (zh) | 2017-11-03 |
Family
ID=53814400
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201510230401.0A Active CN104836758B (zh) | 2015-05-07 | 2015-05-07 | 无线光通信系统中的mimo aco‑ofdm迭代接收方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104836758B (zh) |
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| C06 | Publication | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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