CN101048966A - Mimo系统的迭代接收方法以及对应的接收机和计算机程序 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通过N_R个接收天线接收数据信号的方法。该数据信号在传输前经历信道编码并在N_T个天线上发射，所述N_T个天线中的每一个发射该信号的一部分。一旦接收，估计发射天线与接收天线之间的传输信道。依据本发明，上述类型的方法涉及根据接收信号进行至少一次迭代，以改进对接收信号的估计，还涉及所述接收信号的先前估计，所述方法包括以下步骤：滤波接收信号；确定影响接收信号的干扰同时提供估计干扰；从滤波信号中减去估计干扰由此得到改进信号；均衡改进信号并提供均衡信号；以及，从均衡信号估计所发射的数据信号，称之为估计信号。

Description

MIMO系统的迭代接收方法以及对应的接收机和计算机程序

发明领域

本发明的领域是数字通信领域。更特别地，本发明涉及数字通信系统的迭代接收技术，该系统在发射时含有多天线传输环境下的信道编码和空间复用，这种系统也称为MIMO(“多输入多输出”)系统。

本发明更具体地但不排它地涉及一种接收信号的技术，其中该信号是根据A.M.Tonello在“Space-Time Bit-Interleaved CodedModulation with an Iterative Decoding Strategy”(Proceedings of VTCFall’00，Boston，USA，September 2000)中提出的发射方案发射的。图1中说明这种更普遍称为ST-BICM的发射方案。

对要发射的信号10进行信道编码CC11并且接着进行交错П12。然后该信号经过变换模块M 13，该模块被设计成把二进制元素转换成复数符号：从而这样的模块使一组比特与属于某个星座(constellation)(QPSK，64QAM或其它类型)的复数符号关联。通常把变换模块M13的输出处提供的符号串称为M进制信号。接着进行串并转换S/P14，由此来自变换模块M 13的每个符号被多路分用到不同的发射天线15₁、15₂到15_Nt上。

从而按照这种ST-BICM调制技术，在N_t个发射天线中的每个天线上同时发射不同的符号。接收时，N_R个接收天线(其中N_R≥N_t)中的每个天线接收所发射的并且受到与发射信道关联的扰动和干扰的影响的符号的线性组合。

背景技术

如图2中所示那样，Tonello在上述文章中提出的与ST-BICM发射方案关联的接收机是迭代的。它馈入在以25₁、25₂……25_NR表示的N_R个接收天线中每个天线上接收的信号，并且包括第一时空“MIMO去变换”模块23(MIMO M^-1)，该模块对每个经编码比特使用ML(最大似然性)型算法分析，尤其是对数似然比(LLR)。这样的“去变换”模块M^-1 23进行与“变换”模块M 13的操作略微相逆的操作并且具有N_t个输出，其中N_t是发射天线的数量，这N_t个输出提供到并/串转换P/S模块24₁，然后提供到去交错模块22₁。

然后通过SOVA(软输出维持比算法)型信道解码器CC^-1 21改进从MIMO去变换模块M^-1 23得到的对数似然比，并且在经过新的交错П22₂和新的串/并转换S/P 24₂之后把似然比再次发送到“MIMO去变换”模块M^-1 23。为了改进解码数据，迭代该过程。

从而在此接收技术中，通过最大似然性查找以便发现每个天线发射了星座中的哪个符号。使用这种接收机需要预先初始化阶段，在此期间，在该接收机对于它们具有先验知识的发射符号方面，估计N_t个发射天线与N_R个接收天线之间的每个传输信道。

现有技术缺点

这种现有迭代技术的一个缺点是由于在接收时使用最大似然性型算法，所以其实现复杂。这种算法必须对所有可能的接收符号序列进行穷举计算，并从这些序列中选择最为可能的一个序列。这种算法的复杂性作为发射天线数量、接收天线数量以及所使用的星座的尺寸(或者还有调制状态数量)的函数成指数级增加。

发明内容

本发明的目的特别在于克服现有技术的这些缺点。

更具体地，本发明的一个目的是提供一种用于时空编码调制系统的接收技术，该技术要比A.M.Tonello在“Space-Time Bit-InterleavedCoded Modulation with an Iterative Decoding Strategy”(Proceedingsof VTC Fall’00，Boston，USA，September 2000)中提出的迭代接收技术简单。

本发明的另一个目的提出一种非常适用于ST-BICM调制并且更一般地适用于MIMO型传输系统的迭代接收技术。

本发明的再一个目的是提供这种类型的技术，即使发射和/或接收天线数量高时和/或所使用的星座的尺寸大时，它的复杂性仍然保持降低的水平(例如呈现线性复杂性)。

本发明的目的还在于提出一种可以在结构体系比现有技术接收机简单的接收机上实现的技术。具体地，本发明的一个目的是提供一种其中并行工作的(信道解码器、去交错器等等的)基本模块的数量要比系统中的发射天线数量少的接收机。

本发明的一个次要目的是提供一种这样类型的技术，其和频率选择性信道一样地适用于不带有符号间干扰的传输信道。

最后，本发明的目的是提出一种其性能至少等同于现有技术中更复杂技术的性能的接收技术。

本发明的基本特征

这些目的以及在下文中出现的其它目的是借助于如下接收方法实现的，该接收方法用于接收数据信号、实现N_R个接收天线，其中N_R大于或等于2，所述数据信号在发射前经历信道编码并在N_T个发射天线上发射，其中N_T大于或等于2，每个所述天线发射所述信号的一部分，所述接收方法实现估计所述发射天线与所述接收天线之间的传输信道的步骤。

根据本发明，这种接收方法具有至少一次迭代，以便根据接收信号和所述接收信号的先前估计来改进对所述接收信号的估计，

所述迭代包括以下步骤：

对所述接收信号进行滤波，提供滤波信号；

确定影响所述接收信号的干扰，实现将所述接收信号的所述先前估计乘以表示因传输所述接收信号的传输信道而造成的干扰的矩阵，所述确定操作提供估计干扰；

从所述滤波信号中减去所述估计干扰以得到改进信号；

均衡所述改进信号，提供均衡信号；

从所述均衡信号估计所发射的数据信号，称之为估计信号。

这样，本发明依赖于一种完全新颖和创新的方法，来在具有N_t个发射天线以及N_R个接收天线的MIMO型数字通信系统中接收在发射时经历过信道编码并且进行了空间复用的数据信号的方法。

实际上，本发明提出一种比现有技术要简单得多的接收技术，这是因为它不是实现由Tonello在上述文章中提出的最大似然性(ML)MIMO均衡而是只依赖于基于滤波的线性均衡。通过这种降低的复杂度，从而它更适用于具有大量发射和/或接收天线的MIMO系统并且更适用于具有大量调制状态的大型星座。

另外，按照本发明的接收技术，不需要进行次数与发射天线数量一样多的信道解码操作，单个块信道解码操作就足够了。

最后，本发明的技术要比适用于实现数据信号的线性预编码的发射系统上的迭代接收技术更简单。请注意按照本发明接收的信号在发射前不经历任何预编码，从而本发明的接收方法不对接收信号实现任何去预编码(此处以及本文的剩余部分中，术语“去预编码”指的是与发射时进行的预编码操作相逆的操作)。

本发明的接收技术更特别地依赖于带有干扰抵消的线性MIMO均衡，根据它利用新颖的信道编码重构影响接收信号的干扰并且然后从滤波信号中减去它们，从而得到改进的信号。考虑到接收信号的先前估计，来迭代地完成对干扰的估计。随后均衡改进的信号，然后再进行估计。接着在下一次改进迭代中使用信号的这次估计。

干扰的估计利用干扰矩阵，该矩阵例如只考虑表示传输信道的矩阵，这与其中信号在发射前要经历线性预编码的情况是不同的，后一情况下干扰矩阵还取决于去预编码矩阵。

表示传输信道的矩阵，也称为信道等效矩阵，可能特别考虑到发射时实行的空间和/或时间复用。在MIMO型系统中，它还考虑由于传播信道中的不同路径造成的符号间干扰。

有利的，所述接收信号的所述滤波实现将所述接收信号乘以表示所述传输信号的矩阵的共轭转置矩阵。

优选的，第一次改进迭代在下述步骤下实现所述接收信号的初始估计：

通过将所述接收信号乘以至少将表示所述传输信道的所述矩阵考虑在内的总均衡矩阵来初始均衡所述接收信号，以提供均衡初始信号；

从所述均衡初始信号，初始估计所述接收信号。

由于尚未得到先前估计的M进制信号，所以确实需要初始化本发明的迭代过程。然后该初始估计的结果提供给本方法的后续迭代。

优选的，当所述传输信道是频率选择性的时，每个所述发射天线上发射的所述数据信号是多载波信号，并且所述迭代包括在每个所述接收天线上进行多载波解调的预备步骤。

实际上，在发射前进行多载波调制并且在接收时进行多载波解调，可以为该调制的每个子载波获得一个等效于非频率选择性信道的信道，从而在该信道中数据信号不经受任何符号间干扰或者经受很少的符号间干扰。

有利的，所述估计接收信号的步骤中的至少一个步骤一方面提供所述接收信号的二进制估计，另一方面提供所述接收信号的加权估计，所述加权估计用于随后的迭代，如果该随后的迭代存在。

取决于所考虑的应用，可能在该方法的每次迭代中提取并使用接收信号的这种二进制估计(例如用于统计目的，或提供给特定处理单元)或者只在迭代过程结束时提取和使用某些秩。

依据一种优选特征，这种接收方法还包括估计影响所述传输信道的噪声的步骤，并且当所述均衡为MMSE(“最小均方误差”)类型时，所述总均衡矩阵还将所述估计的噪声考虑在内。

按照一种有益的变型，所述均衡为“迫零(zero-forcing)”(ZF)型，由于复杂性低，其构成了对MMSE均衡的期望替代。

有利的，该类型的接收方法还具有在所述均衡步骤之前的至少一个自动增益控制(AGC)步骤，由此改进本发明的迭代方法的性能。

本发明还涉及一种实现前面说明的迭代接收方法的数据信号接收机。所述接收机除其它装置外还包括根据接收信号以及所述接收信号的先前估计来改进所述接收信号的估计的装置，该装置包括被相继驱动的至少两个基本模块，每个所述基本模块包括：

滤波装置，用于对所述接收信号进行滤波，提供滤波信号；

确定装置，用于确定影响所述接收信号的干扰，实现将所述接收信号的所述先前估计乘以表示因传输所述接收信号的传输信道而造成的干扰的矩阵，所述确定装置提供估计干扰；

减法装置，用于从所述滤波信号中减去所述估计干扰以得到改进信号；

均衡装置，用于均衡所述改进信号，提供均衡信号；

估计装置，用于从均衡信号估计所发射的数据信号，称之为估计信号。

本发明还涉及一种计算机程序产品，其包含当在计算机上执行所述程序时适合于实现前面说明的接收方法的指令系列。

附图说明

通过下面的按简单示意和非限制例子给出的对优选实施例的说明并且根据附图，本发明的其它特征和优点会更清楚地呈现，附图中：

图1已经针对现有技术予以说明，其是Tonello在上述文章中提出的ST-BICM型发射方案的方块图；

图2也已经针对现有技术予以说明，其说明Tonello在上述文章中提出的并适用于图1的发射方案的迭代接收机的体系结构；

图3是本发明的迭代接收原理的方块图；

图4说明实现图3原理的接收器的不同基本模块；

图5示出在接收信号估计的第一改进迭代期间实现的图4接收机的基本模块；

图6示出在随后的改进迭代期间实现的图4的接收机的基本模块；

图7和8分别表示频率选择性信道情况下的发射和接收模式的变型；

图9说明MIMO型系统中的传输信道概念；

图10表示本发明的迭代接收机的性能。

具体实施方式

本发明的总原理依赖于数据信号的迭代接收，该数据信号已经在MIMO型系统中经历了信道编码(但不是预编码)，该迭代接收实现对由该信道编码引起的干扰的迭代估计。接着从接收信号中减去根据先前估计再建的估计干扰，从而消除干扰的影响。由此，对接收信号完成实现复杂性低的线性均衡。

注意在图1至9中按如下来表示各单元：参考编号中的第一数字是该图的编号。参考编号中后面的数字代表该图内的该单元，不同的图中通常按相同的方式对相同的单元标号。例如，图3中的符号估计块36在图5中用参考标号56表示而在图6中用参考标号66表示。

参照图3，图中表示本发明的迭代接收原理。

在以35₁到35_NR表示的N_R个接收天线上接收信号r。例如如前面在图2中说明的，该信号发射时经历了信道编码和空间复用并且在N_r个发射天线上发射，其中N_R≥N_t。每个接收天线35₁至35_NR接收在N_t个发射天线中的每个天线上发射的符号的线性组合。

首先假定图3的例子中MIMO信道是非频率选择性的，从而信号不受符号间干扰(ISI)的影响。后面会参照图7和8给出当该假设不正确时对本发明的一替代实施例的说明。

本发明的接收方法包括迭代地工作并首先实现MIMO均衡30并接着实现符号估计36。

当初始化图3的接收系统时，例如可能在N_t个发射天线上发射该接收机事先知道的符号，以便估计N_t个发射天线和N_R个接收天线中各对天线之间的不同传输信道的传递函数。接着把该信道估计结果37输入到MIMO均衡块30中。通过本领域技术人员已知的传统算法进行这种信道估计，因此本文不作更详细的说明。

诸如这种的MIMO均衡化块30可能使用不同的均衡技术，这将在本文的后面更详细说明。当以30表示的均衡块中实现的技术为MMSE(最小均方误差)类型时，还必须对该均衡块30给出例如信噪比(SNR)形式的噪声估计38。这种噪声估计也是传统的和本领域技术人员已知的，从而不再更为详细地说明这种估计所使用的方法。

均衡块MIMO 30提供均衡的M进制信号

可以想起M进制信号是属于(QPSK、16QAM等类型的)星座的复数符号的序列。

接着把该均衡信号 输入到符号估计块36中，在块36中

经历去变换运算M^-1 33₁、去交错运算П^-1 32₁、和信道解码运算CC^-1 31。在符号估计36的输出处得到估计的二进制信号

取决于所面对的应用，可以采用或者不采用该信号。

由于该方法是迭代的，所以使该估计的二进制信号

经历新交错П32₂和新变换M 33₂，以得到估计的M进制信号，可以把再注入到MIMO均衡块30中以便用于接收信号的随后改进迭代。当在实现足够的信号质量时结束该接收方法的相继迭代时(例如如图10的仿真曲线所示出的在5次迭代结束时)，还可以提取信号以进行相继的处理操作。

图4更准确地说明依据本发明的接收机的体系结构。这种接收机为迭代型接收机并且由以Ite1、Ite2至Itep表示的p个基本模块(p＞1)构成。

如上面参照图3说明的，在所考虑的MIMO系统的N_R个接收天线上接收信号r。如图5中所示，把该信号r输入到该接收机的第一基本模块Ite1中，在该模块中r经历本发明的接收方法的第一次迭代(p＝1)。该第一次迭代包括初始化阶段，因为尚未得到估计的M进制信号，从而该第一次迭代包括以下步骤：

首先通过乘以总均衡矩阵(G+σ²I)^-1H^H进行接收信号r的总均衡50，其中H指代表示该传输信道的矩阵，σ²＝1/SNR是等效噪声方差并等于在每个接收天线上观测到的平均信噪比(SNR)的倒数，并且其中G＝·H^H·H是总均衡矩阵。该均衡50提供均衡的M进制信号

注意这里考虑MMSE型均衡，本文的后面还说明其它类型的均衡；

接着把均衡的M进制信号 输入到块56中以对二进制信号和M进制信号进行估计，该块根据均衡的M进制信号提供估计的二进制信号

(其可能是不采用的，因此从而不必是在输出端可得到的)以及估计的M进制信号⁽¹⁾。

然后把估计的M进制信号⁽¹⁾注入下一个基本模块Ite2中。图6说明基本模块Itep的结构，其中p＞1，其包括第一总均衡块60和第二符号估计块66。

总均衡块60接收来自前一次迭代的估计的M进制信号^(p-1)以及输入端处的接收信号r。其进行以下操作：

通过应用信道的转置共轭(transconjugate)矩阵H^H对接收信号r进行自适应滤波60₂以提供滤波信号；

通过用干扰矩阵J＝G-diag(G)左乘先前估计的M进制信号^(p-1)，以根据该先前估计的M进制信号建立60₁干扰。更一般地，该干扰矩阵必须至少考虑信道矩阵H；

从滤波块60₂的输出端得到的滤波信号中减去参考标号为60₁的块的输出端的干扰，以得到改进信号；

通过应用矩阵(diag(G)+σ²I)^-1均衡60₃该改进信号，以提供均衡的M进制信号

更一般地，该均衡矩阵必须至少考虑信道矩阵H。

接着把均衡M进制信号

馈入估计块66，块66执行以下估计：

发射的二进制信号的估计，称为估计的二进制信号

发射的M进制信号的估计，称之估计的M进制信号^(p)。

上面说明的实施例依赖于MMSE型均衡的实现。但是，在本发明的环境中还可以使用其它类型的均衡。由此，ZF(迫零)均衡由于它不那么复杂而是一种期望的替代。在此情况下，用于实施第一次迭代的第一基本模块Ite1的均衡块50通过乘以总均衡矩阵G^-1H^H(从而它考虑信道矩阵H，但不再考虑噪声)来实现接收信号r的均衡，并提供均衡的M进制信号

类似地，在基本模块Itep(其中P＞1)中，改进信号的均衡块60₃通过应用矩阵(diag(G))^-1实现改进信号的均衡，以在输出端提供均衡的M进制信号

在MMSE环境下说明的该接收机的其它功能块保持不变。

还可以计划使用文献中公知的MRC(“最大比率组合”)或EGC(“等增益组合”)均衡。

还可以在上述均衡步骤之前实现自动增益控制(AGC)，以改进本发明的迭代方法的性能。

AGC的目的尤其是使信号的能量标准化，以使信号一致并使误差在迭代中的传播最小化。本发明中，并行地对N_R个接收天线中每个天线上接收的信号进行能量标准化。

从而按如下方式把这种AGC的输入处的信号x_k转换成信号y_k：

                    y_k＝α_k·x_k

系数α_k例如可以确定成：

$\left\{\begin{array}{c}{G}_k=G_{k-1}+\mathrm{\μ}(1-{\left|y_k\right|}^2)\\ {\mathrm{\α}}_k=\sqrt{G_k}\end{array}\right.$

其中μ是自适应间距并且其中G_k是临时变量。

如本文前面指出的，迄今说明的实施例应用于其中数据信号不经历或很少经历符号间干扰的非频率选择性MIMO信道。参照图7和8，对本发明的其中该假设不成立的替代实施例给出说明。

当信号是频率选择性的时，计划采用多载波调制，例如OFDM(“正交频分复用”)(例如B.Le Floch，M.Alard and C.Berrou在“Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex”，Proceedings ofthe IEEE，Vol.83，N°6，June 1995中说明的)。实际上频率平坦衰落信道等同于对其进行信号的OFDM调制的多径信道(带有频率衰落)。

还可以使用任何其它类型的多载波调制，例如实现欧洲专利文献EP 0 824 812中说明的IOTA原型功能的调制。

所使用的发射方案是图7的发射方案。它和本文前面参照图1说明的发射方案的不同之处只在于，串/并转换S/P 14、74后但在N_t个发射天线15₁至15_Nt、75₁至75_Nt中的每个天线上发射信号之前，在每个发射信道上进行OFDM型多载波调制79。其它块是相同的，从而本文不再更详细地说明。

在此变型中，按照图8的方案来修改本发明的接收机。它和图3的接收机不同之处仅在于，N_R个接收天线85₁至85_NR中的每个天线上接收的信号在均衡80之前经历以OFDM^-1表示的OFDM解调89。其它的块与图3的块相同，因而本文不再更详细地说明。

例如，图7的OFDM调制块79取N_FFT符号并且返回N_FFT+Δ个符号的块，其中Δ指代OFDM调制的保护间隔。在接收处进行OFDM^-1对偶操作89。只要保护间隔Δ尺寸正确(即它大于信道最大延迟τ_max)，则与由OFDM调制器79、MIMO传播信道以及OFDM^-1解调器89组成的组相对应的等效信道等效于对于每个子载波的非频率选择性信道。从而如本文后面更详细解释的，对每个子载波应用所提议的迭代接收器是充分的。

采用以下的标志：

d：二进制信号

H(k)：用于子载波k的信道的矩阵

G(k)＝·H^H(k)·H(k)：总矩阵

J(k)＝G(k)-diag(G(k))：干扰矩阵

：对于载波k的迭代p中均衡的M进制信号；

^(p)(k)：对子载波k的迭代p中估计的M进制信号。

：迭代p中估计的二进制信号。

r(k)：对于子载波k的OFDM解调后接收的信号

σ²＝1/SNR：等效噪声方差，也等于每个天线上观察到的平均信噪比(SNR)的倒数。

对于第一次迭代(p＝1)，由于没有M进制信号可用，所以进行初始化步骤。对每个载波k，该初始化步骤包括以下子步骤：

通过乘以总等效矩阵(G(k)+σ²I)^-1H^H(k)来均衡50接收信号，以提供均衡的M进制信号

从均衡的M进制信号

估计56二进制信号以提供估计的二进制信号

从均衡的M进制信号

估计56M进制信号以提供估计的M进制信号⁽¹⁾(k)。

对以后的迭代(p＞1)，为每个载波k进行以下步骤：

通过应用信道的转置共轭矩阵H^H(k)来自适应滤波60₂接收信号r(k)以提供滤波信号；

通过用至少考虑到信道矩阵H(k)的干扰矩阵J(k)左乘所述先前估计的M进制信号，来从先前估计的M进制信号^(p-1)(k)建立60₁干扰；

从过滤信号中检取干扰以提供改进信号；

通过应用至少考虑到信道矩阵H(k)的矩阵(diag(G(k))+σ²I)^-1，来均衡60₃该改进信号以提供均衡的M进制信号

从该均衡的M进制信号估计66发射的二进制信号，称为估计的二进制信号

从该均衡的M进制信号估计66发射的M进制信号，称为估计的M进制信号

现参照图9，表示适用于ST-BICM型发射方案的本发明接收机的实施例例子。本发明使用N_t＝4个的以参考标号95₁、95₂、95₃和95₄表示的发射天线以及N_R＝4个的以参考标号95₅、95₆、95₇和95₈表示的接收天线。信道是平坦衰落信道。

迭代系统使用的信道矩阵如下：

$H=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}& h_{21}& h_{31}& h_{41}\\ h_{12}& h_{22}& h_{32}& h_{42}\\ h_{13}& h_{23}& h_{33}& h_{43}\\ h_{14}& h_{24}& h_{34}& h_{44}\end{array}\right]$

其中如图9中所示，h_ij指代下标为i的传输天线和下标为j的接收天线之间的路径。

按如下来估计36，86符号：

M进制/二进制转换M^-1 33₁、83₁，以提供关于交错编码二进制信号的对数似然比；

去交错П^-1 32₁、82₁(和发射时进行的交错П12、72相同)，以提供关于编码二进制信号的对数似然比；

信道解码CC^-1 31、81，以提供估计的二进制信号以及关于编码二进制信号的后验似然值；

对关于编码二进制信号的后验对数似然比的交错П32₂、82₂，以提供关于交错编码二进制信号的后验对数似然比；

二进制/M进制转换(变换)M33₂、83₂，以提供估计信号。

图10示出通过从K＝7型卷积信道编码器进行仿真得到的本发明的接收方法的性能，其中K是代码的约束长度并且来自于QPSK(“四相相移键控”)型星座。从而，谱效率是η＝4比特/秒/赫兹。

更具体地，图10示出以101到104表示的五条曲线，以说明比特误码率(BER)，其为本发明的接收机的前五次迭代的以分贝(dB)为单位表示的比值Eb/N0(对应于每个发射比特消耗的能量与白噪声谱密度之间的比值)的函数。这样，以101表示的曲线对应第一次迭代，以102表示的曲线对应于第二次迭代，并且类推直至与本发明的迭代接收机的第五次迭代对应的以105表示的曲线。

图10的以106表示的曲线对应于接收ST-BICM型信号的系统的最优理论性能曲线。

如图10所示，本发明的接收机满意地工作，因为其在结束四次迭代后收敛。此外该收敛是相对快速的。在约Eb/N0＝4dB处，该过程收敛到最优曲线106(由以105和106表示的曲线靠到一起表示)，从而显示出本发明的接收器非常好地工作。

另外，ML型接收机(例如Tonello提出的并在图2中示出的)不能超过以106表示的曲线的性能限制：由此可以得出，本发明的具有高信噪比的接收机的性能在复杂性程度较低时等效于Tonello提出的现有技术接收机的性能。

应注意本发明不受纯硬件建立的限制，而是可以以计算机程序的指令序列的形式或者以硬件部分和软件部分的组合形式实现。如果部分地或者全部地在软件形式下实现本发明，则对应的指令序列可以存储在可拆卸(例如软盘、CD-ROM或DVD-ROM)或不可拆卸存储装置中，该存储装置可部分或全部由计算机或微处理器读取。

Claims (10)

1.一种接收数据信号、实现N_R个接收天线的方法，其中N_R大于或等于2，

所述数据信号在发射前经历信道编码并在N_T个发射天线上发射，其中N_T大于或等于2，每个所述天线发射所述信号的一部分，

所述接收方法实现估计所述发射天线与所述接收天线之间的传输信道的步骤，

所述方法的特征在于，其包括至少一次迭代，以便根据接收信号和所述接收信号的先前估计来改进对所述接收信号的估计，

所述迭代包括以下步骤：

对所述接收信号进行滤波，提供滤波信号；

确定影响所述接收信号的干扰，实现将所述接收信号的所述先前估计乘以表示因传输所述接收信号的传输信道而造成的干扰的矩阵，所述确定操作提供估计干扰；

从所述滤波信号中减去所述估计干扰以得到改进信号；

均衡所述改进信号，提供均衡信号；

从所述均衡信号估计所发射的数据信号，称之为估计信号。

2.依据权利要求1的接收方法，其特征在于，所述接收信号的所述滤波实现将所述接收信号乘以表示所述传输信道的矩阵的共轭转置矩阵。

3.依据权利要求1或2的接收方法，其特征在于，用来改进的第一次迭代实现对所述接收信号的初始估计，该初始估计包含以下步骤：

通过将所述接收信号乘以至少将表示所述传输信道的所述矩阵考虑在内的总均衡矩阵来初始均衡所述接收信号，以提供均衡初始信号；

从所述均衡初始信号，初始估计所述接收信号。

4.依据权利要求1至3中任一权利要求的接收方法，其特征在于，当所述传输信道是频率选择性的时，每个所述发射天线上发射的所述数据信号是多载波信号，并且其特征在于所述迭代包括在每个所述接收天线上进行多载波解调的预备步骤。

5.依据权利要求1至4中任一权利要求的接收方法，其特征在于，所述估计接收信号的步骤中的至少一个步骤一方面提供所述接收信号的二进制估计，另一方面提供所述接收信号的加权估计，所述加权估计用于随后的迭代，如果该随后的迭代存在。

6.依据权利要求1至5中任一权利要求的接收方法，其特征在于，其还包括估计影响所述传输信道的噪声的步骤，并且其特征在于当所述均衡为MMSE(“最小均方误差”)类型时所述总均衡矩阵还将所述估计噪声考虑在内。

7.依据权利要求1至5中任一权利要求的接收方法，其特征在于，所述均衡为“迫零”(ZF)型。

8.依据权利要求1至7中任一权利要求的接收方法，其特征在于，还包括在所述均衡步骤之前的至少一个自动增益控制(AGC)步骤。

9.一种包含N_R个接收天线的数据信号接收机，其中N_R大于或等于2，

所述数据信号在发射前经历信道编码并在N_T个发射天线上发射，其中N_T大于或等于2，每个所述天线发射所述信号的一部分，

所述接收机包括估计所述发射天线与所述接收天线之间的传输信道的装置，

所述接收机的特征在于，所述接收机包括根据接收信号以及所述接收信号的先前估计来改进所述接收信号的估计的装置，该装置包括被相继驱动的至少两个基本模块，每个所述基本模块包括：

滤波装置，用于对所述接收信号进行滤波，提供滤波信号；

确定装置，用于确定影响所述接收信号的干扰，实现将所述接收信号的所述先前估计乘以表示因传输所述接收信号的传输信道而造成的干扰的矩阵，所述确定装置提供估计干扰；

减法装置，用于从所述滤波信号中减去所述估计干扰以得到改进信号；

均衡装置，用于均衡所述改进信号，提供均衡信号；

估计装置，用于从所述均衡信号估计所发射的数据信号，称之为估计信号。

10.一种计算机程序产品，其包含当在计算机上执行所述程序时实现依据权利要求1至8中任一权利要求的接收方法的指令序列。

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