CN103595679A - 降低lte上行单载波频分多址信号峰均比的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法，主要解决单载波频分多址信号峰均比高的问题。本发明实现方法的步骤包括：(1)分析信号峰值特性；（2）为设计一组加权窗向量；（3）获得加窗频域备选符号块；(4)获得传输信号块；（5）获取频域接收符号块；（6）定义等效信道；(7)估计等效信道；(8)数据检测。本发明具有很好的降峰均比性能，并通过设计的低复杂度实现方法，达到了很低的计算复杂度；同时，本发明不需要额外带宽，也不会造成系统误比特率性能的下降，可适用于长期演进LTE上行单载波频分多址系统中获得良好的系统性能。

Description

降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更进一步涉及长期演进(long term evolution,LTE)无线通信中的一种降低LTE上行单载波频分多址(single-carrier frequency-divisionmultiplexing,SC-FDMA)信号峰均比的方法。本发明可用于无线通信系统的峰均比降低模块中，实现峰均比的有效降低以及系统性能的大大提高。

背景技术

长期演进LTE标准的上行链路传输中采用了单载波频分多址技术。在单载波频分多址系统中，每个用户端都采用了离散傅里叶变换矩阵作为预编码矩阵来降低传输信号的峰均比。然而，长期演进LTE上行单载波频分多址系统采用的集中式频分多址(localized frequency-division multiple access,LFDMA)传输信号仍然具有较高的峰均比，尤其是在高阶调制下。高的峰均比不但会降低功放的效率、提高功放成本，还会由于功放的非线性导致带内失真和带外辐射。由于用户端的低功耗与低成本需求，这一问题对于上行链路而言尤其严重，因此降低长期演进LTE上行单载波频分多址信号的峰均比具有重大意义。

S.B.Slimane在文章“Reducing the peak-to-average power ratio of OFDM signalsthrough precoding”（IEEE Transactions on Vehicular Technology，2007）中提出了根升余弦窗与升余弦窗两种加权窗向量的方法。该方法利用提出的加权窗向量对单载波频分多址系统离散傅里叶变换矩阵预编码的输出频域数据进行加权来降低其峰均比。该方法可有效降低单载波频分多址信号的峰均比，且额外带宽越大，降峰均比性能越好，大的额外带宽可以实现很好的降峰均比性能。并且，其对低阶调制（BPSK，QPSK）的降峰均比性能优于高阶调制（16-QAM，64-QAM）。但是，该方法仍然存在的不足之处是：由于引入额外带宽而降低了系统的频谱效率，降峰均比性能与引入的额外带宽比例有关；当引入的额外带宽比例小时，降峰均比性能迅速恶化，因此，降峰均比性能与系统频谱效率之间有一个折中。同时，此方法存在由于采用的加权窗向量各元素的模值不相等而引入的噪声增强效应，降低系统的误比特率性能。

D.Falconer在文章“Linear precoding of OFDMA signals to minimize theirinstantaneous power variance”（IEEE Transactions on Communications，2011）中提出了一种使用最优加权窗向量对单载波频分多址系统离散傅里叶变换矩阵预编码的输出频域数据进行加权来降低单载波频分多址信号峰均比的方法。该方法使用的最优加权窗向量通过求解使单载波频分多址信号功率方差最小的最优化问题得到。此方法在不引入额外带宽的条件下，可以降低单载波频分多址信号的峰均比。但是，该方法存在的不足之处是：降低峰均比性能较差，并且该方法得到的最优加权窗向量各元素的模值不相等，因此，此方法同样存在由于加权窗向量各元素的模值不相等而引入的噪声增强效应，同样会造成系统误比特率性能的下降。此外，得到的最优加权窗向量只是针对特定的系统参数，对不同的系统参数，需要重新求解复杂的最优化问题。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，针对长期演进LTE标准中无线通信系统上行单载波频分多址传输信号，提供一种有效降低其峰均比的方法，可实现上行单载波频分多址信号峰均比的大大降低，有效提高通信系统的性能以及降低系统成本。

为实现上述目的，本发明方法的思路是：针对长期演进LTE上行集中式分配的单载波频分多址信号的特点，提出了一种自适应的脉冲成形方法。该方法为单载波频分多址符号离散傅里叶变换矩阵预编码后的输出频域符号设计了一组加权窗向量；将每个时隙的单载波频分多址符号当作一个处理块，利用设计的加权窗向量对离散傅里叶变换矩阵预编码后的处理块中的每一个单载波频分多址符号进行加权，得到频域备选信号块，通过对频域备选信号块进行快速反傅里叶变换产生时域备选单载波频分多址信号块；从时域备选单载波频分多址信号块中选择峰均比最低的信号块作为传输信号块；接收端利用每个处理块中的导频单载波频分多址符号对定义的等效信道进行频域等效信道估计，并利用得到的等效信道估计值对处理块中的每一个单载波频分多址符号进行均衡，以实现不需要边信息的数据检测。

本发明实现的具体步骤包括如下：

（1）分析信号峰值特性：

对用户端发送的单载波频分多址信号，分析高阶调制条件下的峰值特性；

（2）设计一组加权窗向量；

（3）获得加窗频域备选符号块：

3a)将一个时隙的单载波频分多址符号当作一个符号块；

3b)用加权窗向量组中的每一个向量，对符号块中的所有单载波频分多址符号的离散傅里叶变换矩阵预编码后的输出数据分别进行加权，得到加权后的频域备选单载波频分多址符号块；

（4）获得传输信号块：

4a）利用时域备选信号的低复杂度产生模块，获得加窗时域备选单载波频分多址信号块；

4b）从加窗时域备选单载波频分多址信号块中，选择峰均比最低的备选单载波频分多址信号块；

4c）将峰均比最低的时域备选单载波频分多址信号块，作为传输单载波频分多址信号块；

（5）获取频域接收符号块：

对接收的单载波频分多址信号块进行快速傅里叶变换，获取频域单载波频分多址接收符号块；

（6）定义等效信道：

接收端利用实际信道响应和设计的加权窗向量定义等效信道，按照下式定义等效信道：

H_e(m,f_k)=H(m,f_k)p_r(k)

其中，H_e(m,f_k)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，H(m,f_k)表示第f_k个子载波上的实际信道频率响应，p_r(k)表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的第k个元素，r表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的序号；

（7）估计等效信道：

利用一个时隙中的导频单载波频分多址符号，估计等效信道；

（8）数据检测：

8a）利用导频单载波频分多址符号上估计得到的等效信道，对一个时隙中的每个单载波频分多址符号进行频域均衡；

8b）对均衡后的每个单载波频分多址符号进行反傅里叶变换，得到单载波频分多址系统的接收数据。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明使用了一组简单的加权窗向量来降低单载波频分多址信号的峰均比，由于设计的加权窗向量适用于任意的系统参数，并且简单易实现，克服了现有技术的最优加权窗向量需要针对特定系统参数求解复杂最优化问题的缺点，使得本发明可适用于无线通信环境下的LTE上行通信链路,并且具有简单可行的优点。

第二，由于本发明使用了一组加权窗向量来降低单载波频分多址信号的峰均比，因而能提供降低峰均比的额外自由度，与现有技术的不占用额外带宽的最优加权窗向量相比，能够达到更好的降峰均比性能，并且使用的一组加权窗向量不需要额外带宽，与现有技术的通过引入额外带宽来实现峰均比降低的加权窗向量相比，具有高的频谱效率；由于本发明使用的各个加权窗向量的元素具有相同的幅度值，克服了现有技术因采用的加权窗向量幅度值不相同而造成噪声增强效应的缺点。

第三，由于本发明为时域备选单载波频分多址信号块的产生设计了低复杂度的实现方案，使得本方案具有复杂度低的优点，简单可行。

第四，由于本发明将一个时隙的单载波频分多址符号当作一个符号块，并利用符号块中的导频单载波频分多址符号进行等效信道的估计，实现了接收端数据简单可行的检测。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为本发明的低复杂度时域备选单载波频分多址信号的产生图；

图3为本发明与现有技术在16-QAM调制下的性能比较曲线图；

图4为本发明与现有技术在64-QAM调制下的性能比较曲线图；

图5为本发明采用不同加权窗向量数目时的性能比较曲线图；

图6为本发明与现有技术的误比特率性能比较曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细的描述。

参照附图1，本发明的具体步骤如下：

步骤1，分析信号峰值特性。

对用户端发送的单载波频分多址信号，分析高阶调制条件下的峰值特性。假设单载波频分多址信号一个时隙有Z个单载波频分多址符号，逆快速傅里叶变换长度为N，离散傅里叶变换长度为M。按照下式得到一个时隙第m（1≤m≤Z）个单载波频分多址符号的复调制数据a(m)=[a(m,0),a(m,1),...,a(m,M-1)]^T经过离散傅里叶矩阵预编码后的频域符号为：

$s(m,k)=\frac{1}{\sqrt{M}}\underset{n^{\′}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}a(m,n^{\′})e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}{n}^{\′}}{M}}$

其中，s(m,k)表示得到的一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第k个频域数据，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，a(m,n')表示一个时隙第m个单载波频分多址符号中第n'个采用高阶调制的复调制数据，n'的取值范围为：0≤n'≤M-1。

若用加权窗向量p=[p(0),p(1),...,p(M-1)]^T对离散傅里叶矩阵预编码后的频域符号进行加权，得到加权后的频域单载波频分多址符号为s(m)'=[p(0)s(m,0),p(1)s(m,1),...,p(M-1)s(m,M-1)]^T。在集中式频分多址方式下，加权后的频域符号将被映射到一组序号为{f_k|f_k=f₀+k,0≤f_k≤N-1,k=0,1,...,M-1}的M个连续子载波上。对映射后的信号补零并进行逆快速傅里叶变换，按照下式得到时域传输信号为：

$\begin{array}{c}x(m,n)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)s(m,k)e^{j\frac{2\mathrm{\π}{f}_{k}n}{N}},\\ =\frac{1}{\sqrt{\mathrm{MN}}}\underset{n^{\′}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}a(m,n^{\′})\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}(\frac{f_{k}n}{N}-\frac{{\mathrm{kn}}^{\′}}{M})}\\ =\frac{1}{\sqrt{\mathrm{MN}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{f}_{0}n}{N}}\underset{n^{\′}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}a(m,n^{\′})\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}\left(\frac{k(n-n^{\′}\frac{N}{M})}{N}\right)}\end{array}$

其中，x(m,n)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的发送信号中第n个采样点值，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，n的取值范围为：0≤n≤N-1，N表示发送信号采样点的总数；p(k)表示加权窗向量的第k个元素，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，s(m,k)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第k个频域数据，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，a(m,n')表示一个时隙第m个单载波频分多址符号中第n'个采用高阶调制的复调制数据，n'的取值范围为：0≤n'≤M-1。

定义与加权窗p对应的脉冲波形为：

$g\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(e\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}$

其中，g(n)表示脉冲波形的第n个采样点值，n的取值范围为：0≤n≤N-1，N表示发送信号采样点的总数；p(k)表示加权窗向量的第k个元素，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数。

则按照下式得到以g(n)表达的时域信号形式为：

$x(m,n)=\frac{1}{\sqrt{M}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{f}_{0}n}{N}}\underset{n^{\′}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}a(m,n^{\′})g(n-n^{\′}\frac{N}{M})$

其中，x(m,n)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的发送信号中第n个采样点值，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，n的取值范围为：0≤n≤N-1，N表示发送信号采样点的总数；M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，f₀表示分配给单载波频分多址符号的起始子载波序号，a(m,n')表示一个时隙第m个单载波频分多址符号中第n'个采用高阶调制的复调制数据，n'的取值范围为：0≤n'≤M-1，

表示与加权窗向量对应的时域脉冲波形序列。

通过上式可以看出，两个相邻脉冲波形

与在它们的主瓣交点处相位差为(M-1)π/M≈π。对于高阶调制(如16-QAM，64-QAM)而言，若两个相邻的符号为星座图的外围星座点，并且相位差与π相近时，就会产生两个相邻脉冲波形主瓣的叠加而形成峰值。

步骤2，设计一组加权窗向量。

对于普通单载波频分多址信号，步骤1中论述的加权窗p=[p(0),p(1),...,p(M-1)]^T变为p₀=[1,1,...,1]^T，其相应的脉冲波形为

按照步骤1对于峰值的分析，本发明通过修正g₀(n)来降低单载波频分多址信号的峰均比。

为便于修正g₀(n)，在本发明中令p₀=p⁽⁰⁾+p⁽¹⁾，其中p⁽⁰⁾=[1,0,1,0,...,1,0]^T，p⁽¹⁾=[0,1,0,1,...,0,1]^T。p⁽⁰⁾与p⁽¹⁾对应的脉冲波形分别为g⁽⁰⁾(n)与g⁽¹⁾(n)。本发明利用g⁽⁰⁾(n)与g⁽¹⁾(n)的加权循环移位序列来产生对g₀(n)的修正脉冲波形的集合。

基于上述分析，在本发明中，设计的加权窗向量集合为P={P⁽⁰⁾,P⁽¹⁾,P⁽²⁾}，其中P⁽⁰⁾为仅包含一个加权窗向量p₀的子集，P⁽¹⁾和P⁽²⁾为另外两个子集，对于p_i∈P⁽¹⁾，p_i按照下式得到：

$p_i\left(k\right)={\left(j\right)}^{\mathrm{\τ}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}{f}_k{v}_1}{N}}{p}^{\left(0\right)}\left(k\right)+p^{\left(1\right)}\left(k\right)$

对于p_i∈P⁽²⁾，p_i按照下式得到：

$p_i\left(k\right)=p^{\left(0\right)}\left(k\right){+\left(j\right)}^{\mathrm{\τ}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}{f}_k{v}_2}{N}}{p}^{\left(1\right)}\left(k\right)$

其中，k=0,1,...,M-1,p⁽⁰⁾(k)和p⁽¹⁾(k)表示p⁽⁰⁾与p⁽¹⁾的第k个元素，τ表示j的幂次，其取值为0或1，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，N表示发送信号采样点的总数，v₁和v₂表示正整数，且1≤v₁≤q和1≤v₂≤q，这里q表示与设计加权窗向量个数有关的一个正整数。对于给定的q值,通过改变v₁和v₂的取值，可以得到一组包含Q=4q+1个加权窗向量的集合P={P⁽⁰⁾,P⁽¹⁾,P⁽²⁾}。

步骤3，获得加窗频域备选符号块。

将一个时隙的单载波频分多址符号当作一个符号块，利用设计的加权窗向量，对一个符号块中的每一个单载波频分多址符号的离散傅里叶变换矩阵预编码后的输出数据进行加权，得到加权后的频域备选单载波频分多址符号块。按照下式得到频域备选符号块为：

D_F,i=[s_i(1),...,s_i(m),...,s_i(Z)]

其中，D_F,i表示得到的第i个频域备选单载波频分多址符号块，i的取值范围为：0≤i≤Q-1，Q表示设计的加权窗向量的总数，s_i(m)表示此符号块中的第m个单载波频分多址符号的频域备选符号，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，按照下式得到s_i(m)：

s_i(m)=[p_i(0)s(m,0),p_i(1)s(m,1),...,p_i(M-1)s(m,M-1)]^T

其中，p_i(k)，k=0,1,...,M-1表示加权窗向量的第k个元素，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数。

步骤4，获得传输信号块。

参见附图2，附图2主要描述了频域单载波频分多址符号块中的每个单载波频分多址符号的时域备选信号的低复杂度产生模块。

首先，利用设计的时域备选信号的低复杂度产生模块，获得时域备选单载波频分多址信号块。根据设计的加权窗向量的特殊结构，时域备选单载波频分多址信号低复杂度产生模块参见附图2。在图2中X⁽⁰⁾(m)和X⁽¹⁾(m)分别代表X(m)偶数号子载波上的数据与奇数号子载波上的数据，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，X⁽⁰⁾(m)和X⁽¹⁾(m)分别经过N/2点逆快速傅里叶变换模块产生x⁽⁰⁾(m)和x⁽¹⁾(m)，

为与奇数号子载波数据的N/2点逆快速傅里叶变换对应的乘法因子。x⁽⁰⁾(m)与x⁽¹⁾(m)分别经过循环扩展模块与反循环扩展模块扩展至长度为N的信号序列x⁽⁰⁾(m)'与x⁽¹⁾(m)'。通过x⁽⁰⁾(m)'与x⁽¹⁾(m)'，并为图2中的复数变量r₁，r₂以及循环移位模块的移位值t₁，t₂选择不同的参数值，可以产生多个备选单载波频分多址信号x_i(m)。r₁，r₂，t₁，t₂的取值取决于所用的加权窗向量，按照下式得到采用不同加权窗向量时r₁，r₂，t₁，t₂的取值集合：

{r₁,r₂,t₁,t₂}={{1,1,0,0},{(j)^τ,1,v₁,0},{1,(j)^τ,0,v₂}}

本发明利用设计的时域备选单载波频分多址信号块的低复杂度产生方法，包含Z个时域备选单载波频分多址符号的时域备选信号块D_T,i=[x_i(1),...,x_i(m),...,x_i(Z)]就可以以每个符号N次复加的低复杂度来产生。

为进一步降低提出的降低峰均比方法的复杂度，在本发明中可以通过舍弃一些选择概率Prob(p_i)低于某一个给定门限值η的加权窗向量来减少产生的备选符号块数目，其中Prob(p_i)定义为加权窗向量p_i被用作产生峰均比最小的传输信号块的加权窗向量的概率。按照下式得到针对于某一特定门限η值而选择得到的加权窗向量的子集：

P'={p_i|p_i∈P,Prob(p_i)>η}

通过设定合适的门限值η，利用P'可以达到与原始加权窗向量集合P相近的降峰均比性能，但此时的复杂度大大降低。

产生的第i个时域备选单载波频分多址信号块按照下式得到：

D_T,_i=[x_i(1),...,x_i(m),...,x_i(Z)]

其中，D_T,i表示产生的第i个时域备选单载波频分多址信号块，i的取值范围为：0≤i≤Q-1，Q表示设计的加权窗向量的总数，x_i(m)表示此信号块中的第m个单载波频分多址符号的时域备选信号，按照下式得到x_i(m)：

$x_i(m,n)=\frac{1}{M}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{f}_{0}n}{N}}\underset{n^{\′}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}a(m,n^{\′})g_i(n-n^{\′}\frac{N}{M}),0\≤i\≤Q-1$

其中，x_i(m,n)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第i个时域备选信号的发送信号中第n个采样点值，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，i的取值范围为：0≤i≤Q-1，Q表示设计的加权窗向量的总数，n的取值范围为：0≤n≤N-1，N表示发送信号采样点的总数；M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，f₀表示分配给单载波频分多址符号的起始子载波序号，a(m,n')表示一个时隙第m个单载波频分多址符号中第n'个采用高阶调制的复调制数据，n'的取值范围为：0≤n'≤M-1，表示与第i个加权窗向量对应的时域脉冲波形序列。

然后，从时域备选信号块中选择峰均比最低的一个作为传输信号块，以获得最大的降峰均比性能收益，按照下式得到输出单载波频分多址信号块为：

$D^{\′}=\underset{D_{T,i},0\≤i\≤Q-1}{\arg \min }\mathrm{PAPR}\left(D_{T,i}\right)=[x{\left(1\right)}^{\′},...,x{\left(Z\right)}^{\′}]$

其中，D'表示输出的单载波频分多址信号块，x(m)'表示输出信号块中的第m个单载波频分多址符号对应的输出信号，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数。

步骤5，获取频域接收符号块：

对接收的单载波频分多址信号块进行快速傅里叶变换，获取频域单载波频分多址接收符号块。假设发射单载波频分多址信号块为备选信号块中的第r,0≤r≤Q-1个信号块，即 $\underset{D_{T,i},0\≤i\≤Q-1}{\arg \min }\mathrm{PAPR}\left(D_{T,i}\right)=D_{T,r}[x_r\left(1\right),...,x_r\left(Z\right)].$ 在接收端，考虑接收信号块中的第m个单载波频分多址符号的接收频域信号。对接收到的信号进行FFT运算，第f_k个子信道上的频域数据按照下式得到：

Y(m,f_k)=H(m,f_k)p_r(k)s(m,k)+W(m,f_k)

其中，Y(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上接收到的频域数据，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，H(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的信道响应，p_r(k)表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的第k个元素，s(m,k)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第k个频域数据，W(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号第f_k个子载波上的加性高斯白噪声。

步骤6，定义等效信道。

接收端利用实际信道响应和设计的加权窗向量定义等效信道，按照下式定义等效信道：

H_e(m,f_k)=H(m,f_k)p_r(k)

其中，H_e(m,f_k)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，H(m,f_k)表示第f_k个子载波上的实际信道频率响应，p_r(k)表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的第k个元素，r表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的序号。

步骤7，估计等效信道。

利用一个时隙中的导频单载波频分多址符号，估计等效信道，假设信道在单载波频分多址信号的一个时隙内保持不变，利用导频符号，按照下式得到第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道估计：

${\hat{H}}_e(m,f_k)=\frac{Y(b,f_k)}{s(b,k)}=H(m,f_k)p_r\left(k\right)+\frac{W(m,f_k)}{s(b,k)}$

其中，

表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道估计值，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号总数，Y(b,f_k)表示第f_k个子载波上接收到的频域导频数据，s(b,k)表示导频单载波频分多址符号的第k个频域数据，b表示导频单载波频分多址符号的序号标识，H(m,f_k)表示第f_k个子载波上的实际信道频率响应，p_r(k)表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的第k个元素，W(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号第f_k个子载波上的加性高斯白噪声。

步骤8，数据检测。

首先，利用导频单载波频分多址符号上估计得到的等效信道，对一个时隙中的每个单载波频分多址符号进行频域均衡，频域均衡按照下式进行：

$\hat{S}(m,k)=\frac{Y(m,f_k)}{{\hat{H}}_e(m,f_k)}$

其中，表示进行频域均衡后得到的一个时隙中的第m个单载波频分多址符号的第k个频域数据，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号总数，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，Y(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上接收到的频域数据，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，表示第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道估计值。

然后，对均衡后的每个单载波频分多址符号进行反傅里叶变换，得到采用降低峰均比技术的单载波频分多址系统的接收数据。

下面结合附图3，附图4，附图5，附图6对本发明的效果做进一步的阐述。

本发明的附图3，附图4，附图5和附图6的仿真参数如下：

采用长期演进LTE的上行链路单载波频分多址传输标准，子载波个数1024，即采用1024点逆傅里叶变换，离散傅里叶变换点数为72，发送数据采用16-QAM与64-QAM调制方式，采样频率15.36MHz，载波频率2.3GHz，子载波间隔15KHz，无线信道采用功率时延谱服从指数衰落的多径信道。

本发明的仿真中考虑了1发1收天线模式，循环前缀为常规循环前缀，单载波频分多址信号一个时隙中包含Z=7个符号。所用的加权窗向量集合的元素个数分别为Q=17，33，65。信号的峰均比用累积分布函数度量，即信号的峰均比大于给定峰均比门限的概率。

在附图3与附图4中，所采用的调制方式分别为16-QAM与64-QAM。横坐标代表峰均比门限，纵坐标代表信号峰均比的累积分布函数。其中，实线曲线代表原始单载波频分多址信号的峰均比，分别以叉形、菱形和五角星形标注的实线曲线代表本发明方法采用Q=17，33和65个加权窗向量时的降峰均比性能曲线，分别以圆形标注的实线和方形标注的实线代表现有技术的根升余弦窗额外带宽β=10%和20%时的降峰均比性能曲线。

从附图3和附图4的曲线对比可以看出，本发明方法在64-QAM调制下的降峰均比性能略优于其在16-QAM下的性能。从附图3可以看出，对于16-QAM调制，在Pr[PAPR>PAPR₀]<10^-1时，本发明方法采用Q=17个加权窗的性能优于现有技术的根升余弦窗β=10%时的性能，在Pr[PAPR>PAPR₀]<10^-4时，本发明方法采用Q=65个加权窗的性能与现有技术的根升余弦窗β=20%时的性能相当；从附图4可以看出，对于64-QAM调制，在Pr[PAPR>PAPR₀]<10^-1时，本发明方法采用Q=17个加权窗的性能优于现有技术的根升余弦窗β=10%时的性能，在Pr[PAPR>PAPR₀]<10^-4时，本发明方法采用Q=16个加权窗、Pr[PAPR>PAPR₀]<10^-3时，本发明方法采用Q=65个加权窗的性能优于现有技术的根升余弦窗β=20%时的性能。值得注意的是，本发明方法不引入额外带宽。

在附图5中，横坐标代表峰均比门限，纵坐标代表信号峰均比的累积分布函数。其中，实线曲线代表本发明方法采用Q=65个加权窗向量时的降低峰均比性能曲线，虚线曲线代表本发明方法采用舍弃选择概率Prob(p_i)低于给定门限值η=10^-2的加权窗向量而产生的Q=23个加权窗向量时的降低峰均比性能曲线。其中，以圆形标注的曲线代表16-QAM调制时的降低峰均比性能曲线，以方形标注的曲线代表64-QAM调制时的降低峰均比性能曲线。

从附图5可以看出，对于16-QAM和64-QAM调制，本发明方法采用Q=23选定的加权窗向量的降低峰均比性能与采用Q=65加权窗向量的降峰均比性能接近，而前者的计算复杂度大大低于后者。

在附图6中，横坐标代表噪声功率谱密度的倒数，纵坐标代表误比特率，系统的误比特率性能是在发射端考虑放大器的情况下得到的，各发射信号用各自的最大幅度值归一化处理，因而不会产生非线性失真。其中，用箭头标注16-QAM与64-QAM的两组曲线分别代表本发明方法在无线信道下调制方式分别为16-QAM与64-QAM时的系统误比特率性能曲线。以菱形表示的曲线代表本发明方法采用Q=23选定的加权窗向量的误比特率性能，以方形表示的曲线代表现有技术的根升余弦窗β=20%时的误比特率性能，以圆形表示的曲线代表普通单载波频分多址信号的误比特率性能。

从附图6可以看出，对于16-QAM和64-QAM调制，本发明方法具有最好的误比特率性能。对于16-QAM而言，本发明方法与现有技术的根升余弦窗相比具有大约0.5dB的信噪比收益，与普通单载波频分多址信号相比，具有约1.9dB的信噪比收益；对于64-QAM而言，本发明方法与现有技术的根升余弦窗相比具有大约1.1dB的信噪比收益，与普通单载波频分多址信号相比，具有约2.1dB的信噪比收益。

Claims (5)

1.降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法，包括如下步骤：

（1）分析信号峰值特性：

对用户端发送的单载波频分多址信号，分析高阶调制条件下的峰值特性；

（2）设计一组加权窗向量；

（3）获得加窗频域备选符号块：

3a)将一个时隙的单载波频分多址符号当作一个符号块；

3b)用加权窗向量组中的每一个向量，对符号块中的所有单载波频分多址符号的离散傅里叶变换矩阵预编码后的输出数据分别进行加权，得到加权后的频域备选单载波频分多址符号块；

（4）获得传输信号块：

4a）利用时域备选信号的低复杂度产生模块，获得加窗时域备选单载波频分多址信号块；

4b）从加窗时域备选单载波频分多址信号块中，选择峰均比最低的备选单载波频分多址信号块；

4c）将峰均比最低的时域备选单载波频分多址信号块，作为传输单载波频分多址信号块；

（5）获取频域接收符号块：

对接收的单载波频分多址信号块进行快速傅里叶变换，获取频域单载波频分多址接收符号块；

（6）定义等效信道：

接收端利用实际信道响应和设计的加权窗向量定义等效信道，按照下式定义等效信道：

H_e(m,f_k)=H(m,f_k)p_r(k)

其中，H_e(m,f_k)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，H(m,f_k)表示第f_k个子载波上的实际信道频率响应，p_r(k)表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的第k个元素，r表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的序号；

（7）估计等效信道：

利用一个时隙中的导频单载波频分多址符号，估计等效信道；

（8）数据检测：

8a）利用导频单载波频分多址符号上估计得到的等效信道，对一个时隙中的每个单载波频分多址符号进行频域均衡；

8b）对均衡后的每个单载波频分多址符号进行反傅里叶变换，得到单载波频分多址系统的接收数据。

2.根据权利要求1所述的降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法，其特征在于，步骤(1)所述高阶调制条件下的峰值特性分析，按照下式进行：

$x(m,n)=\frac{1}{\sqrt{M}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}{f}_{0}n}{N}}\underset{n^{\&prime;}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}a(m,n^{\&prime;})g(n-n^{\&prime;}\frac{N}{M})$

其中，x(m,n)表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的发送信号中第n个采样点值，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，n的取值范围为：0≤n≤N-1，N表示发送信号采样点的总数；M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，f₀表示分配给单载波频分多址符号的起始子载波序号，a(m,n')表示一个时隙第m个单载波频分多址符号中第n'个采用高阶调制的复调制数据，n'的取值范围为：0≤n'≤M-1，

表示与加权窗向量对应的时域脉冲波形序列。

3.根据权利要求1所述的降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法，其特征在于，步骤（2）所述设计加权窗向量方法的步骤如下：

第1步，将加权窗向量的集合P分为三个子集:

P={P⁽⁰⁾,P⁽¹⁾,P⁽²⁾}

其中，P表示加权窗向量的集合，P⁽⁰⁾表示仅包含一个M长的全1向量p₀=[1,1,...,1]^T的子集，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，其值与p₀长度相同，P⁽¹⁾和P⁽²⁾分别表示设计的两个子集；

第2步，按照下式，设计子集P⁽¹⁾中的加权窗向量p_i：

$p_i\left(k\right)={\left(j\right)}^{\mathrm{\&tau;}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}{f}_k{v}_1}{N}}{p}^{\left(0\right)}\left(k\right)+p^{\left(1\right)}\left(k\right)$

其中，p_i(k)表示设计的加权窗向量p_i的第k个元素，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，p⁽⁰⁾(k)和p⁽¹⁾(k)分别表示向量p⁽⁰⁾=[1,0,1,0,...1,0]^T与p⁽¹⁾=[0,1,0,1,...,0,1]^T的第k个元素，τ表示j的幂次，其取值为0或1，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，v₁表示取值范围为1≤v₁≤q的正整数，q表示等于P⁽¹⁾中向量总数的一半的正整数；

第3步，按照下式设计子集P⁽²⁾中的加权窗向量p_i：

$p_i\left(k\right)=p^{\left(0\right)}\left(k\right){+\left(j\right)}^{\mathrm{\&tau;}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}{f}_k{v}_2}{N}}{p}^{\left(1\right)}\left(k\right)$

其中，p_i(k)表示设计的加权窗向量p_i的第k个元素，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号的总数，p⁽⁰⁾(k)和p⁽¹⁾(k)分别表示向量p⁽⁰⁾与p⁽¹⁾的第k个元素，τ表示j的幂次，其取值为0或1，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，v₂表示取值范围为1≤v₂≤q的正整数，q表示等于P⁽²⁾中向量总数的一半的正整数。

4.根据权利要求1所述的降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法，其特征在于，步骤（7）所述的利用一个时隙中的导频单载波频分多址符号估计等效信道方法的步骤如下：

第1步，假设信道在单载波频分多址信号的一个时隙内保持不变；

第2步，利用导频符号，按照下式得到第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道估计：

${\hat{H}}_e(m,f_k)=\frac{Y(b,f_k)}{s(b,k)}=H(m,f_k)p_r\left(k\right)+\frac{W(m,f_k)}{s(b,k)}$

其中，

表示一个时隙中第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道估计值，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号总数，Y(b,f_k)表示第f_k个子载波上接收到的频域导频数据，s(b,k)表示导频单载波频分多址符号的第k个频域数据，b表示导频单载波频分多址符号的序号标识，H(m,f_k)表示第f_k个子载波上的实际信道频率响应，p_r(k)表示使备选单载波频分多址信号块峰均比最小的加权窗向量的第k个元素，W(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号第f_k个子载波上的加性高斯白噪声。

5.根据权利要求1所述的降低LTE上行单载波频分多址信号峰均比的方法，其特征在于，步骤8a）所述的频域均衡按照下式进行：

$\hat{S}(m,k)=\frac{Y(m,f_k)}{{\hat{H}}_e(m,f_k)}$

其中，

表示进行频域均衡后得到的一个时隙中的第m个单载波频分多址符号的第k个频域数据，k=0,1,...,M-1，M表示每个单载波频分多址符号传输的调制符号总数，m的取值范围为：1≤m≤Z，Z表示一个时隙中单载波频分多址符号的总数，Y(m,f_k)表示第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上接收到的频域数据，f_k表示分配给单载波频分多址符号的第k个子载波的序号，

表示第m个单载波频分多址符号的第f_k个子载波上的等效信道估计值。

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