CN105024795A - 长期演进lte上行链路边信息间接传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE上行链路边信息间接传输方法，主要解决需要直接传输边信息的问题。其技术方案是：(1)确定导频符号中信道估计子载波的个数和位置；(2)划分边信息嵌入SIE子块；(3)将边信息嵌入到划分好的边信息SIE子块中；(4)利用导频符号上的数据进行边信息检测；(5)根据边信息检测结果重新获得导频符号上的整体信道估计。本发明将边信息嵌入块导频符号中，并在接收端检测恢复，从而在不影响数据传输和不增加系统资源的情况下实现边信息间接传输，克服了现有技术对调制方式敏感的缺点，具有较低边信息检测复杂度和能避免信道估计精度损失的优点，可扩展到任何具有块导频帧结构的无线通信系统的边信息间接传输。

Description

长期演进LTE上行链路边信息间接传输方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种边信息间接传输方法，可用于长期演进LTE无线通信上行链路的单载波频分多址SC-FDMA系统。

背景技术

单载波频分多址SC-FDMA技术已经被长期演进LTE上行链路采用，由于它使用了预编码，和正交频分复用多址OFDMA相比具有较低的峰均比。随着移动网络从4G向5G发展，在信噪比较高的小小区中，为了获得更高的频谱效率，当前的发展趋势是采用高阶调制。然而高阶调制的应用会给单载波频分多址SC-FDMA信号带来较大的峰均比，使得功放的效率降低，难以满足5G网络在高能效方面的要求。

正交频分复用OFDM系统中常用的概率类降低峰均比的方法，比如部分传输序列PTS和选择映射SLM，同样可以应用到单载波频分多址SC-FDMA系统中。该类方法可以在不引入额外带宽和噪声增强效应的情况下降低单载波频分多址SC-FDMA信号的峰均比。然而边信息的传输会降低系统的传输效率，使得概率类降低峰均比方法在实际系统中变得不够实用。为了避免边信息的直接传输，正交频分复用OFDM系统已有一些适用于概率类降低峰均比方法的边信息间接传输方案，其中一部分可以应用到单载波频分多址SC-FDMA系统中。文献“SLM and PTS peak-power reduction of OFDM signals without sideinformation”(IEEE Transactions on Wireless Communications，2005)中提出了基于最大似然ML译码的边信息检测算法，该算法具有较好的误比特率BER性能，但由于边信息检测和数据译码过程中较高的计算复杂度从而不实用。为了克服复杂度限制，文献“Selectedmapping without side information for PAPR reduction in OFDM”(IEEE Transactions onWireless Communications，2009)中提出了一种可用于选择映射SLM方法的边信息间接传输方案，每个数据块的边信息被嵌入到其中扩展相位符号的位置之中。这种方法虽然具有较低的复杂度，但是会有一定的边信息检测性能损失从而导致误比特率BER性能恶化，尤其对于高阶调制信号。文献“PAPR reduction for LFDMA using a reduced complexity PTSscheme”(29th National Radio Science Conference，2012)中提出了一种适用于单载波频分多址SC-FDMA系统中部分传输序列PTS方法的边信息间接传输方案，但是接收端边信息检测的复杂度较高，尤其在相位旋转矢量的数目较多的时候，并且只适用于基于部分传输序列PTS降低峰均比的单载波频分多址SC-FDMA系统，不具有通用性。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提供一种长期演进LTE上行链路边信息间接传输方法，以避免所需边信息的直接传输，提高系统传输效率以及降低系统成本。

为实现上述目的，本发明方法的思路是：利用长期演进LTE上行链路单载波频分多址SC-FDMA子帧中的块导频符号，将边信息和导频符号中某些子载波的标号组成的集合建立一一关联，实现边信息的嵌入，并在接收端利用提出的边信息检测算法进行检测恢复，从而实现边信息的间接传输。

本发明实现的具体步骤包括如下：

(1)在每个子帧的第b个导频符号中，确定信道估计子载波的个数和位置：

1a)将信道估计子载波的个数确定为:n_c＝M-nZ_d/Z_p，其中M为每个导频符号内用户占用子载波的总数目，n为每个边信息嵌入SIE子块的长度，b＝1,...,Z_p，Z_d为一个单载波频分多址SC-FDMA子帧内数据符号的个数，Z_p为子帧内导频符号的个数；

1b)将信道估计子载波的位置标号集合确定为：F_CE＝{c(i),1≤i≤n_c}，其中c(i)为F_CE中的第i个元素，按下式计算：

$c\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}iR,& 1\&le;i\&le;i_0,\\ (R-1)i_0+i,& i_0<i\&le;n_c,\end{array}\right.$

其中 $i_0=(\frac{M}{R}-\frac{n_c-M/R}{R-1}),$ 为向上取整符号；

(2)在每个子帧的第b个导频符号中，划分边信息嵌入SIE子块：

2a)根据确定的信道估计子载波位置集合F_CE，将边信息嵌入SIE子载波位置集合确定为 $F_{SIE}=\left\{k\right|1\&le;k\&le;M,k\&NotElement;F_{CE}\};$

2b)将边信息嵌入SIE子载波位置集合F_SIE用交织方式划分为g＝Z_d/Z_p个长度为n的等长子块，并将第β个子块I^(b,β)确定为：

$I^{(b,\mathrm{\&beta;})}=\{i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})},\mathrm{...}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}^{(b,\mathrm{\&beta;})},\mathrm{...},i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\},$

其中b＝1,...,Z_p，β＝1,...,g，γ＝1,...,n；

(3)在每个子帧的第b个导频符号中，b＝1,...,Z_p，将边信息嵌入到划分好的边信息嵌入SIE子块I^(b,β)中；

(4)在每个子帧的第b个导频符号中，b＝1,...,Z_p，利用导频数据进行边信息检测，得到检测结果 $\{{\hat{u}}_q,1\&le;q\&le;Z_d\};$

(5)根据边信息检测结果重新获得导频符号上的整体信道频域响应估计值：

5a)根据边信息检测结果将导频符号中置零子载波位置集合确定为 $F_e=\underset{q=1}{\overset{Z_d}{\&cup;}}{S}_{{\hat{u}}_q},$ 非零子载波位置集合确定为 $F_{ne}=\left\{k\right|1\&le;k\&le;M-1,k\&NotElement;F_e\},$ 其中∪为并集符号；

5b)通过最小二乘LS方法对非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应进行估计；

5c)用估计出的非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应在置零子载波位置F_e上内插，获得置零子载波位置F_e对应信道上的频域响应；

5d)将估计出的非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应和置零子载波位置F_e对应信道上的频域响应合并，重新获得用户在导频符号整体信道上的频域响应估计值 $\{\stackrel{\&OverBar;}{H}\left(k\right),k=1,\mathrm{...},M\}.$

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明利用单载波频分多址SC-FDMA子帧中的块导频符号进行边信息嵌入和检测，与现有技术相比在不影响数据符号传输和不增加系统资源情况下，可实现有效的边信息间接传输。

第二，本发明利用恒模值导频符号上的接收数据进行边信息检测，克服了现有技术对调制方式敏感尤其是高阶调制下检测性能下降的缺点，具有更广的适用范围。

第三，本发明使用了复杂度较低的边信息检测方法，和现有技术相比降低了系统处理成本，具有更好的实用性。

第四，本发明利用块导频进行边信息嵌入和检测的同时，不会带来信道估计损失。

第五，本发明可以扩展到任何具有块导频帧结构的无线通信系统中的边信息间接传输。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为本发明在不同参数下边信息检测性能比较曲线图；

图3为本发明与现有技术的边信息检测性能比较曲线图；

图4为使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统与常规单载波频分多址SC-FDMA系统的信道估计性能对比曲线图；

图5为使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统与使用现有技术进行边信息传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的误比特率性能比较曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细的描述。

参照图1，本发明的实现给出如下两种实施例：

实施例1，利用基于查阅表格的标号选择器的边信息间接传输方法

步骤1，在每个子帧的第b个导频符号中确定信道估计子载波的个数和位置。

1.1)将信道估计子载波的个数确定为:n_c＝M-nZ_d/Z_p，其中M为每个导频符号内用户占用载波的总数目，n为每个边信息嵌入SIE子块的长度，b＝1,...,Z_p，Z_d为一个单载波频分多址SC-FDMA子帧内数据符号个数，Z_p为子帧内导频符号个数；

1.2)将信道估计子载波的位置标号集合确定为：F_CE＝{c(i),1≤i≤n_c}，其中c(i)为F_CE中的第i个元素，按下式计算：

$c\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}iR,& 1\&le;i\&le;i_0,\\ (R-1)i_0+i,& i_0<i\&le;n_c\end{array}\right.,$

其中 $i_0=(\frac{M}{R}-\frac{n_c-M/R}{R-1}),$ 为向上取整符号。

步骤2，在每个子帧的第b个导频符号中，划分边信息嵌入SIE子块。

2.1)根据确定的信道估计子载波位置集合F_CE，将边信息嵌入SIE子载波位置集合确定为 $F_{SIE}=\left\{k\right|1\&le;k\&le;M,k\&NotElement;F_{CE}\};$

2.2)将边信息嵌入SIE子载波位置集合F_SIE用交织方式划分为g＝Z_d/Z_p个长度为n的等长子块，并将第β个子块I^(b,β)确定为：

$I^{(b,\mathrm{\&beta;})}=\{i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})},\mathrm{...}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}^{(b,\mathrm{\&beta;})},\mathrm{...},i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\},$

其中b＝1,...,Z_p，β＝1,...,g，γ＝1,...,n。

步骤3，在每个子帧的第b个导频符号中，将边信息嵌入到划分好的边信息嵌入SIE子块I^(b,β)中。

3.1)将第β个边信息嵌入SIE子块I^(b,β)分配给子帧的第q＝[(b-1)g+β]个数据符号，b＝1,...,Z_p，β＝1,...,g，利用基于查阅表格的标号选择器从I^(b,β)的n个元素中选出λ个元素：

3.1.1)建立一个两行U列的查阅表格：第一行为U个备选边信息m，第二行为U个与备选边信息m对应的集合集合中第i个元素根据系统要求从I^(b,β)中选取确定，其中m＝1,...,U，U为备选边信息的个数；

3.1.2)通过查表将与边信息u_q关联的λ个元素选择为表中第u_q列的集合 $\{s_1^{u_q},\mathrm{...},s_i^{u_q},\mathrm{...}{s}_{\mathrm{\&lambda;}}^{u_q}\};$

3.2)将标号选择器输出的λ个元素构成一个与边信息u_q相关联的集合

$S_{u_q}=\{s_1,\mathrm{...},s_{\mathrm{\&lambda;}}\},$

其中s_j∈I^(b,β),j＝1,...,λ，λ为需要选择元素的个数；

3.3)将集合里元素对应位置上的导频子载波置零，并对导频中非零子载波进行功率补偿，即将用户在整个导频符号上的数据{P^(b)(k),k＝1,...,M}确定为：

$P^{\left(b\right)}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& k\&Element;\underset{q=1}{\overset{Z_d}{\&cup;}}{S}_{u_q}\\ Cz\left(k\right),& 1\&le;k\&le;M,k\&NotElement;\underset{q=1}{\overset{Z_d}{\&cup;}}{S}_{u_q}\end{array}\right.$

z(k)是长度为M的ZC序列{z(k),k＝1,...,M}中的第k个元素，为功率补偿因子，∪为并集符号。

步骤4，在每个子帧的第b个导频符号中，利用导频数据进行边信息检测。

4.1)计算信道估计子载波上信道频响CFR的粗估计值：

$\hat{H}\left(r\right)=\frac{Y\left(r\right)}{P\left(r\right)},r\&Element;F_{CE}$

其中Y(r)为导频符号频域接收数据，P(r)为导频符号频域发送数据，对插值得到用户在整个导频符号子载波上的粗略信道估计

4.2)利用导频频域接收数据{Y(k),k＝1,...,M}和得到的信道粗估计使用查阅表格辅助的最大似然ML检测器进行边信息检测，将边信息检测结果按如下式子确定：

${\hat{u}}_q=\arg \underset{u\&Element;\{1,\mathrm{...},U\}}{\min }\left|\right|Y_n-{\mathrm{CZ}}^{\left(u\right)}{\hat{H}}_n|{|}^2$

其中

$Y_n={\&lsqb;Y\left(i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),\mathrm{...},Y\left(i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\&rsqb;}^T,$

${\hat{H}}_n={\&lsqb;\hat{H}\left(i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),\mathrm{...},\hat{H}\left(i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\&rsqb;}^T,$

$Z^{\left(u\right)}=diag(\&lsqb;z^{\left(u\right)}(i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})}),\mathrm{...},z^{\left(u\right)}\left(i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\&rsqb;)$

且满足：

$z^{\left(u\right)}\left(i_k^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)=\{\begin{array}{cc}0,& i_k^{(b,\mathrm{\&beta;})}\&Element;S_u,\\ z\left(i_k^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),& i_k^{(b,\mathrm{\&beta;})}\&Element;I^{(b,\mathrm{\&beta;})},i_k^{(b,\mathrm{\&beta;})}\&Element;S_u.\end{array},$

式中，b＝1,...,Z_p，β＝1,...,g，u为查阅表格中的备选边信息，u＝1,...,U，S_u为查阅表格中与u所关联的集合，是ZC序列{z(k),k＝1,...,M}中第个元素。

步骤5，根据边信息检测结果重新获得导频符号上的整体信道频域响应估计值：

5.1)根据边信息检测结果将导频符号中置零子载波位置集合确定为 $F_e=\underset{q=1}{\overset{Z_d}{\&cup;}}{S}_{{\hat{u}}_q},$ 非零子载波位置集合确定为 $F_{ne}=\left\{k\right|1\&le;k\&le;M-1,k\&NotElement;F_e\},$ 其中∪为并集符号；

5.2)通过最小二乘LS方法对非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应进行估计；

5.3)用估计出的非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应在置零子载波位置F_e上内插，获得置零子载波位置F_e对应信道上的频域响应；

5.4)将估计出的非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应和置零子载波位置F_e对应信道上的频域响应合并，重新获得用户在导频符号整体信道上的频域响应估计值 $\{\stackrel{\&OverBar;}{H}\left(k\right),k=1,\mathrm{...},M\}.$

实施例2，利用基于组合数等式的标号选择器的边信息间接传输方法。

步骤一，与实施例1的步骤1相同。

步骤二，与实施例1的步骤2相同。

步骤三，在每个子帧的第b个导频符号中，将边信息嵌入到划分好的边信息嵌入SIE子块I^(b,β)中，b＝1,...,Z_p，β＝1,...,g。

3a)将第β个边信息嵌入SIE子块I^(b,β)分配给子帧的第q＝[(b-1)g+β]个数据符号，利用基于组合数等式的标号选择器从I^(b,β)的n个元素中选出λ个元素，按照如下步骤进行：

3a1)根据组合数等式把边信息u_q表示为：

$u_q=C_{c_1}^1+...C_{c_i}^2...+C_{c_{\mathrm{\&lambda;}}}^{\mathrm{\&lambda;}}+1,$

其中c_i为属于[0,n-1]的整数，i＝1,...,λ，对上述等式求解得到c_i；

3a2)根据得到的c_i，将与边信息u_q关联的λ个元素选择为i＝1,...,λ，其中为I^(b,β)中第c_i+1个元素。

3b)与实施例1的步骤3.2)相同；

3c)与实施例1的步骤3.3)相同。

步骤四，在每个子帧的第b个导频符号中，利用导频数据进行边信息检测，b＝1,...,Z_p。

4a)与实施例1的步骤4.1)相同；

4b)利用导频频域接收数据{Y(k),k＝1,...,M}和得到的信道粗估计使用基于对数似然比LLR的检测器进行边信息检测：

4b1)对边信息嵌入SIE子块I^(b,β)中的第m个元素m＝1,...,n，定义其判决量为：

$D_m=|Y\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)-C\hat{H}\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)z\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right){|}^2-|Y\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right){|}^2,$

计算I^(b,β)中每个元素的判决量D_m，得到判决量集合{D_m,m＝1,...,n}；

4b2)找出集合{D_m,m＝1,...,n}中最大的λ个判决量，将它们对应的元素记为s_i,i＝1,...,λ；

4b3)根据元素s_i,i＝1,...,λ，利用组合数等式将边信息检测结果确定为：

${\hat{u}}_q=C_{s_1}^1+...C_{s_i}^i+...+C_{s_{\mathrm{\&lambda;}}}^{\mathrm{\&lambda;}}+1.$

步骤五，与实施例1的步骤5相同。

本发明的效果可通过一些仿真进一步说明。

1.仿真场景和参数：

采用长期演进LTE上行链路单载波频分多址SC-FDMA传输标准，子载波总数为1024，用户占用子载波数目为M＝72，单载波频分多址SC-FDMA信号一个子帧包含Z＝14个符号，其中Z_d＝12个数据符号，Z_p＝2个导频符号。发送数据采用64-QAM调制方式，采样频率15.36MHz，载波频率2.3GHz，子载波间隔15KHz，无线信道采用3GPP标准中的微小区多径信道模型。采用1发1收天线模式，备选边信息个数为U＝10。

2.仿真内容

仿真1，对本发明在不同参数下的边信息检测性能进行仿真，结果如图2。

在图2中，横坐标代表信噪比，纵坐标代表边信息错误检测概率。其中，实线代表基于对数似然比LLR的检测器的性能曲线，虚线代表查阅表格辅助的最大似然ML检测器的性能曲线，分别以菱形、方形和圆形标注的曲线代表本发明方法在n＝10,λ＝1，n＝10,λ＝2和n＝5,λ＝2参数下边信息检测性能曲线。

从图2中可以看出，对n＝10时基于查阅表格的最大似然ML检测器来说，性能随着λ的增加有所下降。对于基于对数似然比LLR的检测器来说，λ＝1时的检测性能要比λ＝2时的性能略好。同时可以看出，不论查阅表格辅助的最大似然ML还是基于对数似然比LLR的检测器，对于给定的λ，边信息检测性能在较小的n时更好。

从图2还可以看出，所有情况下基于对数似然比LLR的检测器能获得与查阅表格辅助的最大似然ML检测器大致相同的性能，计算复杂度却低得多。

仿真2，对本发明与现有技术的边信息检测性能进行比较，结果如图3。

在图3中，横坐标代表信噪比，纵坐标代表边信息错误检测概率。分别以五角星和菱形标注的曲线代表本发明方法使用基于对数似然比LLR的检测器，现有技术文献“Selected mapping without side information for PAPR reduction in OFDM”中的边信息检测性能曲线。

从图3中可以看出，本发明的边信息检测性能远好于现有技术文献“Selected mappingwithout side information for PAPR reduction in OFDM”中的方法。

仿真3，对使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统与常规单载波频分多址SC-FDMA系统的信道估计性能进行比较，结果如图4。

在图4中，横坐标代表信噪比，纵坐标代表信道估计平均均方误差。其中实线代表常规单载波频分多址SC-FDMA系统中的信道估计平均均方误差曲线，以菱形标注的实线代表使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的信道估计平均均方误差曲线。

从图4中可以看出，使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的信道估计性能略好于常规单载波频分多址SC-FDMA系统。

仿真4，对使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统与使用现有技术进行边信息传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的误比特率性能进行比较，结果如图5.

在图5中，横坐标代表信噪比，纵坐标代表误比特率。其中虚线代表具有完美边信息的单载波频分多址SC-FDMA系统的误比特率曲线，分别以五角星和菱形标注的实线代表使用本发明和使用现有技术文献“Selected mapping without side information for PAPRreduction in OFDM”中方法进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的误比特率曲线。

从图5看出，使用本发明进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的误比特率性能与具有完美边信息的单载波频分多址SC-FDMA系统相同，其远优于使用现有技术文献“Selected mapping without side information for PAPR reduction in OFDM”中方法进行边信息间接传输的单载波频分多址SC-FDMA系统的误比特率性能。

Claims (7)

1.一种长期演进LTE上行链路边信息间接传输方法，包括如下步骤：

(1)在每个子帧的第b个导频符号中，确定信道估计子载波的个数和位置：

1a)将信道估计子载波的个数确定为：n_c＝M-nZ_d/Z_p，其中M为每个导频符号内用户占用子载波的总数目，n为每个边信息嵌入SIE子块的长度，b＝1,...,Z_p，Z_d为一个单载波频分多址SC-FDMA子帧内数据符号的个数，Z_p为子帧内导频符号的个数；

1b)将信道估计子载波的位置标号集合确定为：F_CE＝{c(i),1≤i≤n_c}，其中c(i)为F_CE中的第i个元素，按下式计算：

$c\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}iR,& 1\&le;i\&le;i_0,\\ (R-1)i_0+i,& i_0<i\&le;n_c,\end{array}\right.$

其中 $i_0=(\frac{M}{R}-\frac{n_c-M/R}{R-1}),$ 为向上取整符号；

(2)在每个子帧的第b个导频符号中，划分边信息嵌入SIE子块：

2a)根据确定的信道估计子载波位置集合F_CE，将边信息嵌入SIE子载波位置集合确定为

2b)将边信息嵌入SIE子载波位置集合F_SIE用交织方式划分为g＝Z_d/Z_p个长度为n的等长子块，并将第β个子块I^(b,β)确定为：

$I^{(b,\mathrm{\&beta;})}=\{i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})},\mathrm{...}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}^{(b,\mathrm{\&beta;})},\mathrm{...},i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\},$

其中b＝1,...,Z_p，β＝1,...,g，γ＝1，...，n；

(3)在每个子帧的第b个导频符号中，b＝1,...,Z_p，将边信息嵌入到划分好的边信息嵌入SIE子块I^(b,β)中；

(4)在每个子帧的第b个导频符号中，b＝1,...,Z_p，利用导频数据进行边信息检测，得到检测结果 $\{{\hat{u}}_q,1\&le;q\&le;Z_d\};$

(5)根据边信息检测结果重新获得导频符号上的整体信道频域响应估计值：

5a)根据边信息检测结果将导频符号中置零子载波位置集合确定为非零子载波位置集合确定为其中为并集符号；

5b)通过最小二乘LS方法对非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应进行估计；

5c)用估计出的非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应在置零子载波位置F_e上内插，获得置零子载波位置F_e对应信道上的频域响应；

5d)将估计出的非零子载波位置F_ne对应信道上的频域响应和置零子载波位置F_e对应信道上的频域响应合并，重新获得用户在导频符号整体信道上的频域响应估计值

2.根据权利要求1所述的长期演进LTE上行链路边信息间接传输方法，其特征在于，所述步骤(3)中在每个子帧第b个导频符号中，将边信息嵌入到划分好的边信息嵌入SIE子块中，按如下步骤进行：

3a)将第β个边信息嵌入SIE子块I^(b,β)分配给子帧中第q＝[(b-1)g+β]个数据符号，利用基于查阅表格的标号选择器或者基于组合数等式的标号选择器从I^(b,β)的n个元素中选出λ个元素，构成一个与边信息u_q相关联的集合

$S_{u_q}=\{s_1,\mathrm{...},s_{\mathrm{\&lambda;}}\},$

其中s_j∈I^(b,β),j＝1,...,λ，λ为需要选择元素的个数；

3b)将关联集合里元素对应位置上的导频子载波置零，并对导频中非零子载波进行功率补偿，即将用户在整个导频符号上的数据{P^(b)(k),k＝1,...,M}确定为：

式中z(k)是长度为M的ZC序列{z(k),k＝1,...,M}中第k个元素，为功率补偿因子。

3.根据权利要求2所述的边信息嵌入方法，其特征在于，所述步骤3a)中利用基于查阅表格的标号选择器从I^(b,β)的n个元素中选出λ个元素，按照如下步骤进行：

3a1)建立一个两行U列的查阅表格：第一行为U个备选边信息m，第二行为U个与备选边信息m对应的集合集合中第i个元素根据系统要求从I^(b,β)中选取确定，其中m＝1,...,U，U为备选边信息的个数；

3a2)通过查表将与边信息u_q关联的λ个元素选择为表中第u_q列的集合

4.根据权利要求2所述的边信息嵌入方法，其特征在于，所述步骤3a)中利用基于组合数等式的标号选择器从I^(b,β)的n个元素中选出λ个元素，按照如下步骤进行：

3aA)根据组合数等式把边信息u_q表示为：

$u_q=C_{c_1}^1+\mathrm{...}{C}_{c_i}^2\mathrm{...}+C_{c_{\mathrm{\&lambda;}}}^{\mathrm{\&lambda;}}+1,$

其中c_i为属于[0,n-1]的整数，i＝1,...,λ，对上述等式求解得到c_i；

3aB)根据得到的c_i，将与边信息u_q关联的λ个元素选择为i＝1，...，λ，其中为I^(b，β)中第c_i+1个元素。

5.根据权利要求1所述的长期演进LTE上行链路边信息间接传输方法，其特征在于，所述步骤(4)中在每个子帧的第b个导频符号中，利用导频数据进行边信息检测，按如下步骤进行：

4a)计算信道估计子载波上信道频域响应的粗估计值：

$\hat{H}\left(r\right)=\frac{Y\left(r\right)}{P\left(r\right)},r\&Element;F_{CE}$

其中Y(r)为导频符号频域接收数据，P(r)为导频符号频域发送数据，对插值得到用户在整个导频符号子载波上的粗略信道估计

4b)根据边信息嵌入采用的标号选择器类型，利用导频频域接收数据{Y(k),k＝1,...,M}和得到的信道粗估计对边信息进行检测：

当边信息嵌入采用基于查阅表格的标号选择器时，使用查阅表格辅助的最大似然ML检测器进行边信息检测，得到检测结果

当边信息嵌入采用基于组合数等式的标号选择器时，使用基于对数似然比LLR的检测器进行边信息检测，得到检测结果

6.根据权利要求5所述的边信息检测方法，其特征在于，所述步骤4b)中使用查阅表格辅助的最大似然ML检测器对边信息检测，其检测结果通过下式确定：

${\hat{u}}_q=\arg \underset{u\&Element;\{1,\mathrm{...},U\}}{\min }\left|\right|Y_n-{\mathrm{CZ}}^{\left(u\right)}{\hat{H}}_n|{|}^2$

其中

$\begin{array}{c}{Y}_n={\&lsqb;Y\left(i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),\mathrm{...},Y\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\mathrm{...},Y\left(i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\&rsqb;}^T,\\ {\hat{H}}_n={\&lsqb;\hat{H}\left(i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),\mathrm{...},\hat{H}\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),\mathrm{...},\hat{H}\left(i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\&rsqb;}^T,\\ Z^{\left(u\right)}=diag(\&lsqb;z^{\left(u\right)}(i_1^{(b,\mathrm{\&beta;})}),\mathrm{...},z^{\left(u\right)}\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right),\mathrm{...},z^{\left(u\right)}\left(i_n^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)\&rsqb;)\end{array}$

式中 是集合I^(b,β)中的第m个元素，u为查阅表格中的备选边信息，u＝1,...,U，S_u为查阅表格中与u所关联的集合，是ZC序列{z(k),k＝1,...,M}中的第个元素。

7.根据权利要求5所述的边信息检测方法，其特征在于，所述步骤4b)中使用基于对数似然比LLR的检测器对边信息检测，按照如下步骤进行：

4b1)对边信息嵌入SIE子块I^(b,β)中的第m个元素m＝1,...,n，定义其判决量为：

$D_m=|Y\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)-C\hat{H}\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right)z\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right){|}^2-|Y\left(i_m^{(b,\mathrm{\&beta;})}\right){|}^2,$

计算I^(b,β)中每个元素的判决量D_m，得到判决量集合{D_m,m＝1,...,n}；

4b2)找出集合{D_m,m＝1,...,n}中最大的λ个判决量，将它们对应的元素记为s_i,i＝1,...,λ；

4b3)根据元素s_i,i＝1,...,λ，利用组合数等式将边信息检测结果确定为：

${\hat{u}}_q=C_{s_1}^1+...C_{s_i}^i+...+C_{s_{\mathrm{\&lambda;}}}^{\mathrm{\&lambda;}}+1.$