CN106100813A - 可见光dco‑ofdm通信系统前导序列、非线性限幅估计方法和信道参数估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可见光DCO‑OFDM通信系统前导序列，包括ZC序列和30个OFDM符号，30个OFDM符号按顺序分为三组；其中，OFDM符号由调制到子载波上的原始比特流经过IFFT变换得到；发射所用DA为带符号n位，三组OFDM符号分别乘以幅度因子2^n‑4、和2^n‑3，产生三组分级幅度，原始ZC序列乘以与第一组分级幅度一致的幅度因子后得到ZC序列。本发明还公开了采用本发明的前导序列进行非线性限幅估计和信道参数估计的方法。本发明的前导序列可在时域周期性间断地发送，占用很小的发射功率，能使得可见光通信系统工作在LED的线性工作区，并接近于实时为系统提供精确地信噪比情况。

Description

可见光DCO-OFDM通信系统前导序列、非线性限幅估计方法和 信道参数估计方法

技术领域

本发明涉及可见光DCO-OFDM通信系统，特别是涉及可见光DCO-OFDM通信系统前导序列、非线性限幅估计方法和信道参数估计方法。

背景技术

随着社会经济的不断发展，人们对生活的品质的要求也越来越高，与此同时，通信领域开始追求一种“绿色的”和“高速率的”通信技术。可见光通信技术作为上述备选方案正逐渐成为研究领域的热点。它利用激光器件或者LED器件，通过对光照强度的调制来实现信息高速传输，满足了日常工作照明的同时，也满足了人们对信息高速传输的要求。该技术具有独立于射频频谱的免费的宽带频谱资源，无电磁干扰和辐射，绿色安全，保密性好等优点，正好弥补了传统无线通信技术的不足。随着白光LED器件技术方面上的不断发展，白光LED器件逐渐成为可见光通信系统中电光转换器件的首选。

近年来，可见光通信技术得到了迅速的发展，IEEE已经制定了IEEE802.15.7标准，对其物理层(PHY，Physics)和媒体接入控制层(MAC，Medium Access Control)实现方法和参数指标进行了标准化。为了提高可见光通信系统的传输速率，对抗多径干扰，OFDM调制方式被引入其中，研究人员从理论及实验中发现OFDM是一种有效提高无线光通信系统性能的方式。由于目前的无线光通信系统普遍采用强度调制/直接检测(IM/DD)，因此要保证OFDM时域信号的正实性。现在被广泛采用的两个光通信OFDM结构是非对称削波光OFDM(ACO-OFDM)和直流偏置光OFDM(DCO-OFDM)。ACO-OFDM是对传统OFDM在光通信特殊信道传输的改良，由澳大利亚科学家Jean Armstrong在2006年提出，它基本的思路就是用更多的子载波通过Fourier变换的一些性质来换取发射符号在时域满足光信道的特性，它的频域符号满足共轭对称性且偶数子载波上的值全为0，只有1/4的子载波用于发送有效符号，因此频谱利用率比较低；但它不要加直流偏置，可以提高能量利用率。DCO-OFDM的频域符号也满足共轭对称性，但不要求偶数子载波上的值为0，有1/2的子载波用于传输有效符号，频谱利用率高，但是其为了使时域信号是正值，需要对IFFT输出的信号加额外的直流偏置。

在DCO-OFDM可见光通信系统中，需要对OFDM信号加额外的直流偏置，以使得时域信号为正值；若加得直流偏置过高，使得时域信号正值超过了LED的线性范围，则会发生上削波，也会影响可见光通信系统的性能。目前在发射端LED偏置及线性范围未知的可见光通信场景下，没有明确的办法对LED偏置以及发射的OFDM信号的功率进行调节，使得室内可见光通信系统工作在LED的线性工作区。

发明内容

发明目的：本发明的目的是提供一种能够解决现有技术存在的缺陷的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列、非线性限幅估计方法和信道参数估计方法。

技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：

本发明所述的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列，包括ZC序列和30个OFDM符号，30个OFDM符号按顺序分为三组；其中，OFDM符号由调制到子载波上的原始比特流经过IFFT变换得到；原始ZC序列由式(1)生成，发射所用DA为带符号n位，三组OFDM符号分别乘以幅度因子2^n-4、和2^n-3，产生三组分级幅度，原始ZC序列乘以与第一组分级幅度一致的幅度因子后得到ZC序列；

式(1)中，N为子载波的个数，r为XX，k＝0,1,...,N-1，q为XX。

进一步，所述原始比特流由PN序列产生。

本发明所述的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列的非线性限幅估计方法，包括以下步骤：

S1：在LED偏置及线性范围未知的可见光通信场景下，发送前导序列；

S2：接收机用本地保存的ZC序列时域信号与接收到的信号序列做滑动相关，从接收到的信号序列中同步出发送的导频序列，并利用发射端幅度因子参数去除OFDM符号幅度分级因子，得到接收序列y_i(n)，下标i表示接收序列中第i个OFDM符号；

S3：对接收到的y_i(n)做快速傅里叶变换得到接收序列的频域信号Y_i(k)，利用第一组OFDM符号求出信道的频域值的估计值

$\tilde{H}\left(k\right)=E\left(\frac{Y_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)}\right)---\left(2\right)$

式(2)中：为第k个子载波对应的信道系数，X_i(k)和Y_i(k)分别表示发射端第i个OFDM符号原始频域序列和接收到的第i个OFDM符号频域序列，E(...)表示对第一组10个OFDM符号计算出的10组信道值求平均；

S4：根据信道的估计值计算出后两级符号的发送信号频域的估计值

${\tilde{X}}_i\left(k\right)=\frac{Y_i\left(k\right)}{\tilde{H}\left(k\right)}---\left(3\right)$

S5：根据后两级发送信号频域的估计值，与原始发送频域序列对比：设置正负门限分别为原始序列正负值的均值的2.5倍，计算得到每组符号超过门限部分的平均误差，e_{pos_1}、e_{pos_2}和e_{pos_3}分别为第一、二、三组符号的正限幅误差，e_{neg_1}、e_{neg_2}和e_{neg_3}分别为第一、二、三组符号的负限幅误差；

S6：根据经验公式，计算每组符号的正负限幅百分比，经验公式由仿真及实测数据拟合得到；经验公式如下：

$\begin{array}{c}{p}_{pos\_1}=\left\{\begin{array}{cc}-0.2965{e_{pos\_1}}^2+0\mathrm{.6764}{e}_{pos\_1}\mathrm{+0}\mathrm{.5450}& e_{pos\_1}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_1}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{pos\_2}=\left\{\begin{array}{cc}-0.0870{e_{pos\_2}}^2+0\mathrm{.4716}{e}_{pos\_2}\mathrm{+0}\mathrm{.3837}& e_{pos\_2}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_2}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{pos\_3}=\left\{\begin{array}{cc}-0.1036{e_{pos\_3}}^2+0\mathrm{.5879}{e}_{pos\_3}\mathrm{+0}\mathrm{.1410}& e_{pos\_3}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_3}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_1}=\left\{\begin{array}{cc}-0.1384{e_{neg\_1}}^2+0\mathrm{.5331}{e}_{neg\_1}\mathrm{+0}\mathrm{.5505}& e_{neg\_1}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_1}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_2}=\left\{\begin{array}{cc}0.0452{e_{neg\_2}}^2+0\mathrm{.2469}{e}_{neg\_2}\mathrm{+0}\mathrm{.4649}& e_{neg\_2}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_2}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_3}=\left\{\begin{array}{cc}-0.0495{e_{neg\_3}}^2+0\mathrm{.4846}{e}_{neg\_3}\mathrm{+0}\mathrm{.1147}& e_{neg\_3}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_3}<=n_{ZC}\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

其中，p_{pos_1}、p_{pos_2}和p_{pos_3}分别为三组符号的正限幅百分比，p_{neg_1}、p_{neg_2}和p_{neg_3}分别为三组符号的负限幅百分比，n_ZC为由接收到的多组ZC序列处理后得到的信道的平均噪声；

S7：根据正负限幅百分比判断是否限幅，以及判定为下限幅、上限幅或双向限幅；

限幅情况判决方法如下：

a)若p_{？_3}＜10％,p_{？_2}＜40％,p_{？_1}＜60％，则未发生限幅；

b)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＜40％,p_{？_1}＜60％，则仅第三组符号发生限幅；

c)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＞40％,p_{？_1}＜60％，则第二、三组符号发生限幅；

d)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＞40％,p_{？_1}＞60％，则第一、二、三组符号发生限幅；

其中，p_{？_1}为第一组符号同时发生正负限幅的概率，p_{？_2}为第二组符号同时发生正负限幅的概率，p_{？_3}为第三组符号同时发生正负限幅的概率；

S8：将步骤S7判定的限幅情况反馈给发射端，发射机可根据此结果调节发射端偏置以及发射功率，调节后重新发送前导序列，重复步骤S1～S7，直至第三级不发生限幅，则已工作在LED的线性区域。

本发明所述的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列的信道参数估计方法，采用式(5)进行信噪比估计：

$SNR\&ap;\frac{1}{EVM}---\left(5\right)$

其中，如EVM式(6)所示：

${\mathrm{EVM}}_i\left(k\right)=|{\hat{X}}_i\left(k\right)-X_i\left(k\right){|}^2---\left(6\right)$

式(6)中，X_i(k)表示第i个符号的第k个子载波的发射信号，表示第i个符号的第k个子载波上信号的估计值。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1)本发明的前导序列可在时域周期性间断地发送，占用很小的发射功率，能使得可见光通信系统工作在LED的线性工作区，并接近于实时为系统提供精确地信噪比情况；

2)本发明的前导序列有三级明显的幅度分级，通过分级可以明显看出系统目前的限幅情况，并从三组符号计算限幅百分比，以相互验证，确定判断结果的正确性；

3)本发明的前导序列由PN序列产生，各个符号间不存在相关性，因此很适宜于利用EVM的方法，使用前导序列中的数据辅助，估计出更接近实际信道特性的信噪比，反馈至发射端，供其选择合适的码率，以及在各个子载波上调制阶数和发射功率分配。

附图说明

图1为本发明的一个前导序列的时域波形；

图2为使用本发明设计的前导序列调整偏置的流程图；

图3为不同限幅度下各组OFDM符号的正负限幅误差；

图4为发射的一组实际前导序列利用EVM方法测得的信道的信噪比。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明的技术方案作进一步的介绍。

本发明公开了一种前导序列，ZC序列+30个OFDM符号。OFDM符号采用128个子载波，从第一个子载波开始，每16个子载波分为一组，共有8组，分别采用{64QAM,64QAM,64QAM,64QAM,16QAM,16QAM,4QAM，4QAM}的调制方式，同时低端的4个子载波和高端的16个子载波不使用，以保证通信系统的性能，为保证经IFFT后时域信号为实数，增加128个共轭对称子载波，即共使用256个子载波。计算可得，一个OFDM符号需要520个比特。因此一个前导序列共需要ZC序列加上15600个比特。前导序列中OFDM符号的原始比特流由PN序列产生，以减少不同符号间的相关性，使得不同符号的相同子载波的调制符号不相干。原始比特流调制到每个子载波上，经IFFT后产生OFDM符号。实施例采用PN生成多项式为[14,13,6,5,3,1,0]。ZC序列由下面公式生成

其中，子载波个数N＝128，ZC序列的根指数r＝1，q＝0，k＝0,1,...,127。

30个OFDM符号按顺序分为三组，每组10个。发射所用DA为带符号16位，则三组经IFFT变换得到的OFDM符号分别乘以幅度因子产生了三组分级幅度，ZC序列乘以与第一组分级幅度一致的幅度因子。

图1给出了方案设计的一个前导序列的时域波形，从图中可看出方案设计的三组幅度分级。

使用本发明设计的前导序列的结构和性质，它给光通信系统提供两种功能：一是非线性限幅估计，方案中给出了计算正负限幅误差的方法，并给出一种计算限幅百分比的公式。根据计算得到的正负限幅百分比以及方案的判决规则，可判断前导序列是否发生了限幅，以及判定为下限幅、上限幅或双向限幅。接收机将此结果反馈给发射端，发射机可根据此结果调节发射端偏置以及发射功率，使得室内可见光通信系统工作在合理的线性工作区；二是信道参数估计，方案设计的前导序列适宜于使用EVM方法，使用前导序列中的数据辅助，估计出更接近实际信道特性的信噪比，反馈至发射端，供其选择合适的码率，以及在各个子载波上调制阶数和发射功率分配。

本发明设计的前导序列，可应用于LED偏置及线性范围未知的可见光通信场景下的非线性限幅估计。方法流程图如图2所示，该方法具体包括以下步骤：

S1：在LED偏置及线性范围未知的可见光通信场景下，发送前导序列；

S2：接收机用本地保存的ZC序列时域信号与接收到的信号序列做滑动相关，从接收到的信号序列中同步出发送的导频序列，并利用发射端幅度因子参数去除OFDM符号幅度分级因子，得到接收序列y_i(n)，下标i表示接收序列中第i个OFDM符号；

S3：对接收到的y_i(n)做快速傅里叶变换得到接收序列的频域信号Y_i(k)，利用第一组OFDM符号求出信道的频域值的估计值

$\tilde{H}\left(k\right)=E\left(\frac{Y_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)}\right)---\left(2\right)$

式(2)中：为第k个子载波对应的信道系数，X_i(k)和Y_i(k)分别表示发射端第i个OFDM符号原始频域序列和接收到的第i个OFDM符号频域序列，E(...)表示对第一组10个OFDM符号计算出的10组信道值求平均；

S4：根据信道的估计值计算出后两级符号的发送信号频域的估计值

${\tilde{X}}_i\left(k\right)=\frac{Y_i\left(k\right)}{\tilde{H}\left(k\right)}---\left(3\right)$

S5：根据后两级发送信号频域的估计值，与原始发送频域序列对比：设置正负门限分别为原始序列正负值的均值的2.5倍，计算得到每组符号超过门限部分的平均误差，e_{pos_1}、e_{pos_2}和e_{pos_3}分别为第一、二、三组符号的正限幅误差，e_{neg_1}、e_{neg_2}和e_{neg_3}分别为第一、二、三组符号的负限幅误差；不同限幅度下各组OFDM符号的正负限幅误差如图3所示。

S6：根据经验公式，计算每组符号的正负限幅百分比，经验公式由仿真及实测数据拟合得到；经验公式如下：

$\begin{array}{c}{p}_{pos\_1}=\left\{\begin{array}{cc}-0.2965{e_{pos\_1}}^2+0\mathrm{.6764}{e}_{pos\_1}\mathrm{+0}\mathrm{.5450}& e_{pos\_1}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_1}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{pos\_2}=\left\{\begin{array}{cc}-0.0870{e_{pos\_2}}^2+0\mathrm{.4716}{e}_{pos\_2}\mathrm{+0}\mathrm{.3837}& e_{pos\_2}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_2}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{pos\_3}=\left\{\begin{array}{cc}-0.1036{e_{pos\_3}}^2+0\mathrm{.5879}{e}_{pos\_3}\mathrm{+0}\mathrm{.1410}& e_{pos\_3}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_3}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_1}=\left\{\begin{array}{cc}-0.1384{e_{neg\_1}}^2+0\mathrm{.5331}{e}_{neg\_1}\mathrm{+0}\mathrm{.5505}& e_{neg\_1}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_1}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_2}=\left\{\begin{array}{cc}0.0452{e_{neg\_2}}^2+0\mathrm{.2469}{e}_{neg\_2}\mathrm{+0}\mathrm{.4649}& e_{neg\_2}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_2}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_3}=\left\{\begin{array}{cc}-0.0495{e_{neg\_3}}^2+0\mathrm{.4846}{e}_{neg\_3}\mathrm{+0}\mathrm{.1147}& e_{neg\_3}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_3}<=n_{ZC}\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

其中，p_{pos_1}、p_{pos_2}和p_{pos_3}分别为三组符号的正限幅百分比，p_{neg_1}、p_{neg_2}和p_{neg_3}分别为三组符号的负限幅百分比，n_ZC为由接收到的多组ZC序列处理后得到的信道的平均噪声；

S7：根据正负限幅百分比判断是否限幅，以及判定为下限幅、上限幅或双向限幅；

限幅情况判决方法如下：

a)若p_{？_3}＜10％,p_{？_2}＜40％,p_{？_1}＜60％，则未发生限幅；

b)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＜40％,p_{？_1}＜60％，则仅第三组符号发生限幅；

c)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＞40％,p_{？_1}＜60％，则第二、三组符号发生限幅；

d)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＞40％,p_{？_1}＞60％，则第一、二、三组符号发生限幅；

其中，p_{？_1}为第一组符号的正限幅百分比或负限幅百分比，p_{？_2}为第二组符号的正限幅百分比或负限幅百分比，p_{？_3}为第三组符号的正限幅百分比或负限幅百分比；

S8：将步骤S7判定的限幅情况反馈给发射端，发射机可根据此结果调节发射端偏置以及发射功率，调节后重新发送前导序列，重复步骤S1～S7，直至第三级不发生限幅，则已工作在LED的线性区域。

本发明设计的前导序列，还可应用于LED偏置及线性范围未知的可见光通信场景下的信道信噪比估计。数据比特使用的是PN序列，各个子载波调制符号的随机化使得前导序列适宜于使用EVM方法进行信噪比估计，EVM定义如下：

${\mathrm{EVM}}_i\left(k\right)=|{\hat{X}}_i\left(k\right)-X_i\left(k\right){|}^2---\left(5\right)$

式中X_i(k)表示第i个符号的第k个子载波的发射信号，表示第i个符号的第k个子载波上信号的估计值，EVM_i(k)与SNR_i(k)关系如下：

${\mathrm{SNR}}_i\left(k\right)\&ap;\frac{1}{{\mathrm{EVM}}_i\left(k\right)}---\left(6\right)$

使用EVM方法估计得到的各个子载波上面的信噪比为：

SNR(k)＝E(SNR_i(k)) (7)

其中，E(...)表示对不同符号得到的信噪比取平均。

该方法估计得到的信噪比更接近实际信道特性，图4所示为发射的一组实际前导序列利用EVM方法测得的信道的信噪比。

Claims (4)

1.可见光DCO-OFDM通信系统前导序列，其特征在于：包括ZC序列和30个OFDM符号，30个OFDM符号按顺序分为三组；其中，OFDM符号由调制到子载波上的原始比特流经过IFFT变换得到；原始ZC序列由式(1)生成，发射所用DA为带符号n位，三组OFDM符号分别乘以幅度因子2^n-4、和2^n-3，产生三组分级幅度，原始ZC序列乘以与第一组分级幅度一致的幅度因子后得到ZC序列；

式(1)中，N为子载波的个数，r为ZC序列的根指数，r的取值为小于N并且与N互素的正整数，k＝0,1,...,N-1，q为任意整数。

2.根据权利要求1所述的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列，其特征在于：所述原始比特流由PN序列产生。

3.采用权利要求1所述的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列的非线性限幅估计方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：在LED偏置及线性范围未知的可见光通信场景下，发送前导序列；

S2：接收机用本地保存的ZC序列时域信号与接收到的信号序列做滑动相关，从接收到的信号序列中同步出发送的导频序列，并利用发射端幅度因子参数去除OFDM符号幅度分级因子，得到接收序列y_i(n)，下标i表示接收序列中第i个OFDM符号；

S3：对接收到的y_i(n)做快速傅里叶变换得到接收序列的频域信号Y_i(k)，利用第一组OFDM符号求出信道的频域值的估计值

$\tilde{H}\left(k\right)=E\left(\frac{Y_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)}\right)---\left(2\right)$

式(2)中：为第k个子载波对应的信道系数，X_i(k)和Y_i(k)分别表示发射端第i个OFDM符号原始频域序列和接收到的第i个OFDM符号频域序列，E(...)表示对第一组10个OFDM符号计算出的10组信道值求平均；

S4：根据信道的估计值计算出后两级符号的发送信号频域的估计值

${\tilde{X}}_i\left(k\right)=\frac{Y_i\left(k\right)}{\tilde{H}\left(k\right)}---\left(3\right)$

S5：根据后两级发送信号频域的估计值，与原始发送频域序列对比：设置正负门限分别为原始序列正负值的均值的2.5倍，计算得到每组符号超过门限部分的平均误差，e_{pos_1}、e_{pos_2}和e_{pos_3}分别为第一、二、三组符号的正限幅误差，e_{neg_1}、e_{neg_2}和e_{neg_3}分别为第一、二、三组符号的负限幅误差；

S6：根据经验公式，计算每组符号的正负限幅百分比，经验公式由仿真及实测数据拟合得到；经验公式如下：

$\begin{array}{c}{p}_{pos\_1}=\left\{\begin{array}{cc}-0.2965{e_{pos\_1}}^2+0.674e_{pos\_1}+0.5450& e_{pos\_1}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_1}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{pos\_2}=\left\{\begin{array}{cc}-0.0870{e_{pos\_2}}^2+0.4716e_{pos\_2}+0.3837& e_{pos\_2}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_2}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{pos\_3}=\left\{\begin{array}{cc}-0.1036{e_{pos\_3}}^2+0.5879e_{pos\_3}+0.1410& e_{pos\_3}>n_{ZC}\\ 0& e_{pos\_3}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_1}=\left\{\begin{array}{cc}-0.1384{e_{neg\_1}}^2+0.5331e_{neg\_1}+0.5505& e_{neg\_1}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_1}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_2}=\left\{\begin{array}{cc}0.0452{e_{neg\_2}}^2+0.2469e_{neg\_2}+0.4649& e_{neg\_2}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_2}<=n_{ZC}\end{array}\right.\\ p_{neg\_3}=\left\{\begin{array}{cc}-0.0495{e_{neg\_3}}^2+0.4846e_{neg\_3}+0.1147& e_{neg\_3}>n_{ZC}\\ 0& e_{neg\_3}<=n_{ZC}\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

其中，p_{pos_1}、p_{pos_2}和p_{pos_3}分别为三组符号的正限幅百分比，p_{neg_1}、p_{neg_2}和p_{neg_3}分别为三组符号的负限幅百分比，n_ZC为由接收到的多组ZC序列处理后得到的信道的平均噪声；

S7：根据正负限幅百分比判断是否限幅，以及判定为下限幅、上限幅或双向限幅；

限幅情况判决方法如下：

a)若p_{？_3}＜10％,p_{？_2}＜40％,p_{？_1}＜60％，则未发生限幅；

b)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＜40％,p_{？_1}＜60％，则仅第三组符号发生限幅；

c)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＞40％,p_{？_1}＜60％，则第二、三组符号发生限幅；

d)若p_{？_3}＞10％,p_{？_2}＞40％,p_{？_1}＞60％，则第一、二、三组符号发生限幅；

其中，p_{？_1}为第一组符号的正限幅百分比或负限幅百分比，p_{？_2}为第二组符号的正限幅百分比或负限幅百分比，p_{？_3}为第三组符号的正限幅百分比或负限幅百分比；

S8：将步骤S7判定的限幅情况反馈给发射端，发射机可根据此结果调节发射端偏置以及发射功率，调节后重新发送前导序列，重复步骤S1～S7，直至第三级不发生限幅，则已工作在LED的线性区域。

4.采用权利要求1所述的可见光DCO-OFDM通信系统前导序列的信道参数估计方法，其特征在于：采用式(5)进行信噪比估计：

${\mathrm{SNR}}_i\left(k\right)\&ap;\frac{1}{{\mathrm{EVM}}_i\left(k\right)}---\left(5\right)$

其中，SNR_i(k)表示对第i个符号使用EVM方法得到的第k个子载波上的信噪比，EVM_i(k)如式(6)所示：

${\mathrm{EVM}}_i\left(k\right)=|{\hat{X}}_i\left(k\right)-X_i\left(k\right){|}^2---\left(6\right)$

式(6)中，X_i(k)表示第i个符号的第k个子载波的发射信号，表示第i个符号的第k个子载波上信号的估计值。

最终，使用EVM方法估计得到的各个子载波上面的信噪比为：

SNR(k)＝E(SNR_i(k)) (7)

其中，E(...)表示对不同符号得到的信噪比取平均。