JP5572493B2 - 通信装置及び直交誤差補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交変復調を行う通信機器の直交誤差を補正する技術に関する。

直交変復調を用いる通信機器では、アナログ回路の不完全性により、直交変調器及び直交復調器において直交誤差が生じる場合がある。直交誤差には、ＩチャネルとＱチャネルとで利得が異なる利得誤差と、ＩチャネルとＱチャネルの位相差が９０度でなくなる位相誤差の２種類の誤差がある。

この直交誤差を抑えるために、アナログ回路の設計精度を上げる場合は、一般的に回路規模及び消費電力を増大させるため、実装面積に制限があり、バッテリー駆動する携帯端末での実現は困難である。そのため、携帯端末にはデジタル信号処理による直交誤差補正技術を適用するのが好ましい。

直交誤差をデジタル信号処理により補正する従来技術としては、例えば特許文献１に記載された技術がある。特許文献１に記載の通信装置は、直交変調器と直交復調器に互いに位相の異なる局部発振信号を与える。これにより、前記通信装置は、信号点マッピングの位相回転依存性を利用して、直交変調器の直交誤差と直交復調器の直交誤差とを分離してそれぞれ個別に推定し、補正する。特許文献１には、直交変調器の直交誤差と直交復調器の直交誤差とを分離する方法として、デジタル信号処理により多次元非線形連立方程式を解く方法が開示されている。

特開２００８−２２２４３号公報

しかしながら、前記通信装置の場合、直交変調器の利得誤差・位相誤差、直交復調器の利得誤差・位相誤差、更に移相器の位相誤差の計５個の誤差パラメータが存在する。そのため、最低でも５次非線形連立方程式を解く必要があり、演算量が多いという課題がある。演算量の増加は、デジタル回路の回路規模、消費電力を増加させるため、前記通信装置を携帯端末に適用することは困難である。

本発明の目的は、簡易な演算により、直交変調器の直交誤差と直交復調器の直交誤差とを分離して補正することができる通信装置及び直交誤差補正方法を提供することである。

本発明に係る通信装置の一つの態様は、第１の局部発振信号及び第２の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記第１の局部発振信号を用いて直交変調し、変調信号を生成する直交変調手段と、前記第２の局部発振信号を用いて前記変調信号を直交復調し、復調信号を生成する直交復調手段と、前記直交変調手段で生じる第１の直交誤差を補正する第１の直交誤差補正手段と、前記直交復調手段で生じる第２の直交誤差を補正する第２の直交誤差補正手段と、前記復調信号の振幅に基づいて、前記第１又は第２の直交誤差を検出する直交誤差検出手段と、前記直交誤差検出手段の検出結果に応じて、前記第１又は第２の直交誤差補正手段の設定値を制御する直交誤差補正制御手段と、を具備し、前記局部発振信号生成手段は、ＩＱ平面上の原点を中心に受信信号点を回転させる回転手段を備え、前記直交誤差検出手段は、送信時の前記ＩＱ平面上での信号点配置に応じて、前記復調信号を、送信時にＩ軸上に配置された第１の分離信号と、送信時にＱ軸上に配置された第２の分離信号とに分離する分離手段と、前記第１及び第２の分離信号の位相を調整する分離信号移相手段と、位相調整後の前記第１の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第１のゼロクロス点及び第２のゼロクロス点の各振幅と、位相調整後の前記第２の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第３のゼロクロス点及び第４のゼロクロス点の各振幅を検出するゼロクロス検出手段と、前記第１から第４のゼロクロス点の振幅を比較する比較手段と、を備え、前記第１から第４のゼロクロス点の振幅の比較結果に基づいて、前記直交誤差を検出する。

本発明に係る直交誤差補正方法の一つの態様は、直交変調部と、直交復調部と、前記直交変調部又は前記直交復調部における直交誤差を補正する直交誤差補正制御部とを具備する通信装置において、前記直交誤差を補正する直交誤差補正方法であって、第１の局部発振信号及び第２の局部発振信号を生成し、前記第１の局部発振信号を用いて直交変調し、変調信号を生成し、前記第２の局部発振信号を用いて前記変調信号を直交復調し、復調信号を生成し、前記直交変調部で生じる第１の直交誤差を補正し、前記直交復調部で生じる第２の直交誤差を補正し、前記復調信号の振幅に基づいて、前記第１又は第２の直交誤差を検出し、前記第１又は第２の直交誤差の検出結果に応じて、前記第１又は第２の直交誤差を補正する設定値を制御し、前記直交誤差を検出する際に、送信時のＩＱ平面上での信号点配置に応じて、前記復調信号を、送信時にＩ軸上に配置された第１の分離信号と、送信時にＱ軸上に配置された第２の分離信号とに分離し、前記ＩＱ平面上の原点を中心に受信信号点を回転させ、前記第１及び第２の分離信号の位相を調整し、位相調整後の前記第１の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第１のゼロクロス点及び第２のゼロクロス点の各振幅と、位相調整後の前記第２の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第３のゼロクロス点及び第４のゼロクロス点の各振幅を検出し、前記第１から第４のゼロクロス点の振幅を比較し、前記第１から第４のゼロクロス点の振幅の比較結果に基づいて、前記直交誤差を検出する。

本発明によれば、簡易な演算により、直交変調器の直交誤差と直交復調器の直交誤差とを分離して補正することができ、回路規模、消費電力を削減することができる。

直交変調器及び直交復調器に直交誤差がない場合の受信信号点を示す図 図１の場合において直交変調器と直交復調器の局部発振信号に周波数誤差がある場合の受信信号点を示す図 直交変調器に位相誤差がある場合の受信信号点を示す図 図３の場合において直交変調器と直交復調部の局部発振信号に周波数誤差がある場合の受信信号点を示す図 直交変調器に利得誤差がある場合の受信信号点を示す図 図５の場合において直交変調器と直交復調部の局部発振信号に周波数誤差がある場合の受信信号点を示す図 直交復調器に位相誤差がある場合の受信信号点を示す図 図７の場合において直交変調器と直交復調部の局部発振信号に周波数誤差がある場合の受信信号点を示す図 直交復調器に利得誤差がある場合の受信信号点を示す図 図９の場合において直交変調器と直交復調部の局部発振信号に周波数誤差がある場合の受信信号点を示す図 直交変調器、直交復調器に位相誤差、利得誤差がある場合の受信信号点を示す図 図１１の場合において直交変調器と直交復調部の局部発振信号に周波数誤差がある場合の受信信号点を示す図 本実施の形態に係る通信装置の要部構成を示すブロック図 π／２シフトＢＰＳＫ変調信号の信号点配置を示す図 デマルチプレクサによる分離前後の受信信号点を示す図 受信信号点とＩ軸、Ｑ軸の交点（ゼロクロス点）の振幅を示す図 ゼロクロス点の検出方法の一例を示す図 直交誤差の補正処理を示すフローチャート 直交復調器の利得誤差補正後の受信信号点を示す図 図１９の受信信号点を４５度反時計回りに位相回転させた場合の図 直交復調器の位相誤差補正後の受信信号点を示す図 直交変調器の利得誤差の補正方法前後の受信信号点を示す図 直交変調器の位相誤差補正の一例を示す図

（原理）
先ず、実施の形態の具体的な構成及び動作を説明する前に、本発明者らが本願発明に至った着眼点について説明する。より具体的には、直交変調器の直交誤差、直交復調器の直交誤差、及び、直交変復調器の局部発振信号の周波数誤差が、ＩＱ平面上の受信信号点に与える影響について説明する。なお、以下では、変調方式にπ／２シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）を用いた場合を例に挙げて説明する。

図１は、直交変調器の直交誤差、直交復調器の直交誤差、及び、局部発振信号の周波数誤差が存在しない、理想的な受信信号点を示す。この場合の受信信号点は、全ての信号点が等振幅でＩ軸上又はＱ軸上に配置される。

図２は、直交変復調器の局部発振信号に周波数誤差を加えた場合の受信信号点を示す。ここで、周波数誤差とは、直交変調器に用いる局部発振信号と直交復調器に用いる局部発振信号との周波数成分の差である。直交変復調器の局部発振信号に周波数誤差が存在すると、直交復調器のＩＱ平面に対して直交変調器のＩＱ平面が回転する。そのため、受信信号点は、図２に示すように、ＩＱ平面の原点を中心に回転し円状の軌跡を描く。

図３は、直交変調器に位相誤差のみを与えた場合の受信信号点を示す。直交変調器に位相誤差が存在すると、Ｉチャネル（Ｉ軸方向の信号成分）とＱチャネル（Ｑ軸方向の信号成分）との位相差が９０度からずれた状態で信号が送信される。そのため、受信信号点は、図３に示すように、Ｉ軸及びＱ軸からずれた位置に観測される。

図４は、直交変調器に位相誤差を与え、さらに、局部発振信号に周波数誤差を与えた場合の受信信号を示す。この場合、受信信号点は、図４に示すように、軌跡を描く。直交変調器に位相誤差があっても、ＩＱ平面の原点から送信信号の各信号点までの距離は等しい。すなわち、半径が等しいので、受信信号点は、図２と同様に円状の軌跡を描く。

図５は、直交変調器に利得誤差のみを与えた場合の受信信号点を示す。図５は、Ｉチャネルの利得がＱチャネルの利得よりも大きい場合の例を示している。

図６は、直交変調器に利得誤差のみを与え、さらに、局部発振信号に周波数誤差を与えた場合の受信信号を示す。この場合、受信信号点は、図６に示すように、半径の異なる２重円の軌跡を描くようになる。これはＩチャネルとＱチャネルの利得、すなわちＩ軸上の信号点が描く軌跡とＱ軸上の信号点が描く軌跡の半径が異なるためである。図６では、半径の大きい円がＩチャネルの軌跡であり、半径が小さい円がＱチャネルの軌跡である。

図７は、直交復調器に位相誤差のみを与えた場合の受信信号点を示す。この場合も、直交復調器のＩチャネルとＱチャネルの位相差が９０度からずれるため、受信信号点がＩ軸及びＱ軸からずれた位置に観測される。

図８は、直交復調器に位相誤差を与え、さらに、局部発振信号に周波数誤差を与えた場合の受信信号を示す。この場合、受信信号点は、図８に示すように、楕円を描くようになる。図４の場合と同様に、ＩＱ平面の原点を中心に受信信号点が回転し、更に、位相誤差の影響で受信信号点が描く軌跡は楕円状になる。このとき、楕円は、その長軸及び短軸が、Ｉ軸及びＱ軸に対して所定の角度（４５度）だけ傾く。位相誤差の影響で受信信号点が描く楕円の長軸及び短軸が、Ｉ軸及びＱ軸に対して傾く角度は、位相誤差に依らず一定（４５度）となることが知られている。

図９は、直交復調器に利得誤差のみを与えた場合の受信信号点を示す。図９は、Ｉチャネルの利得がＱチャネルの利得よりも大きい場合の例を示している。

図１０は、直交復調器に利得誤差を与え、さらに局部発振信号に周波数誤差を与えた場合の受信信号を示す。この場合、受信信号点は、図１０に示すように、楕円を描くようになる。ただし、受信信号点の描く軌跡は、図６の場合と異なり２重円にはならず、１重の楕円状になる。また、楕円の長軸及び短軸は、Ｉ軸及びＱ軸と一致する。

図１１は、直交変復調器に位相誤差及び利得誤差を与えた場合の受信信号点を示す。

図１２は、直交変復調器に位相誤差及び利得誤差を与え、さらに局部発振信号に周波数誤差を与えた場合の受信信号点を示す。この場合、受信信号点の軌跡は、図１２に示すように、２重楕円状になり、また、楕円の長軸及び短軸は、Ｉ軸及びＱ軸に対して傾いている。なお、楕円の長軸及び短軸がＩ軸及びＱ軸に対して傾く角度は、Ｉ方向とＱ方向との利得誤差に応じて、４５度を中心に利得誤差に応じて増減する。

これら直交変復調器の位相誤差及び利得誤差は、復調信号に全て合成される。しかし、図１から図１２を用いて説明したように、直交変調器と直交復調器の局部発振信号に周波数誤差が存在するか否かにより、直交変調器の位相誤差、利得誤差、直交復調器の位相誤差、利得誤差が受信信号点に与える影響が異なる。本発明者らは、直交変調器と直交復調器の局部発振信号の周波数誤差の有無が受信信号点に与える影響に着目し、これら特性を利用して、直交変復調器の位相誤差、利得誤差を分離して個別に補正することが可能となることを見出した。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態）
図１３は、本実施の形態に係る通信装置の要部構成を示すブロック図である。図１３に示す通信装置３００は、Ｉ／Ｑマッピング部１１０、送信直交誤差補正部（Tx IQ Imbalance Correction）１２０、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１３１，１３２、直交変調部１４０、カプラ１５０、送信アンテナ１６０、局部発振信号生成部３１０、受信アンテナ２１０、スイッチ２２０、直交復調部２３０、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２４１，２４２、受信直交誤差補正部２５０、直交誤差検出部３２０、及び、利得制御部３３０を有する。

Ｉ／Ｑマッピング部１１０、送信直交誤差補正部１２０、ＤＡＣ１３１，１３２、及び、直交変調部１４０は、通信装置３００の送信回路１００を構成する。また、直交復調部２３０、ＡＤＣ２４１，２４２、及び、受信直交誤差補正部（Rx IQ Imbalance Correction）２５０は、通信装置３００の受信回路２００を構成する。

Ｉ／Ｑマッピング部１１０は、入力データＤ_ｔｘを所定のデジタル変調方式に従ってＩＱ平面上に配置し、Ｉチャネルの直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ０}及びＱチャネルの直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ０}として出力する。本実施の形態では、Ｉ／Ｑマッピング部１１０は、デジタル変調方式としてπ／２シフトＢＰＳＫを用いるものとする。π／２シフトＢＰＳＫでは、変調信号が１シンボルおきにＩ軸上、Ｑ軸上と交互に配置される。本実施の形態では、Ｉ／Ｑマッピング部１１０は、図１４に示すように、偶数番目の変調信号をＩ軸上にマッピングし、奇数番目の変調信号をＱ軸上にマッピングするものとする。Ｉ／Ｑマッピング部１１０は、上記のようにＩＱ平面上にマッピングした直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ０}及びＤ_{ｔｘ＿ｑ０}を、送信直交誤差補正部１２０に出力する。

送信直交誤差補正部１２０は、可変利得増幅部１２１，１２２，１２３，１２４、及び、加算器１２５，１２６を有し、後述の直交変調部１４０で発生する直交誤差を補正する。

可変利得増幅部１２１，１２２は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ０}を増幅する。可変利得増幅部１２１は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ０}を信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ１１}として加算器１２５に出力する。可変利得増幅部１２２は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ０}を信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ１２}として加算器１２６に出力する。

可変利得増幅部１２３，１２４は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ０}を増幅する。可変利得増幅部１２３は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ０}を信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ１２}として加算器１２５に出力する。可変利得増幅部１２４は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ０}を信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ１１}として加算器１２６に出力する。

なお、可変利得増幅部１２１，１２２，１２３，１２４の利得は、後述の利得制御部３３０により制御される。

加算器１２５は、信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ１１}と信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ１２}とを加算し、加算後の信号を信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ２}として、ＤＡＣ１３１に出力する。

加算器１２６は、信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ１２}と信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ１１}とを加算し、加算後の信号を信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ２}として、ＤＡＣ１３２に出力する。

このようにして、送信直交誤差補正部１２０は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ０}及びＤ_{ｔｘ＿ｑ０}を増幅し、増幅した信号を加算することにより、送信直交誤差補正部１２０は、直交変調部１４０で発生する直交誤差を補正する。なお、送信直交誤差補正部１２０における具体的な直交誤差補正方法については後述する。

ＤＡＣ１３１，１３２は、信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ２}，Ｄ_{ｔｘ＿ｑ２}をアナログ信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ３}，Ｄ_{ｔｘ＿ｑ３}に変換する。ＤＡＣ１３１，１３２は、アナログ信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ３}，Ｄ_{ｔｘ＿ｑ３}を、直交変調部１４０に出力する。

局部発振信号生成部３１０は、局部発振器３１１及び周波数オフセット部３１２を有する。

局部発振器３１１は、局部発振信号Ｃ_ｔｘ，Ｃ_ｒｘを生成し、局部発振信号Ｃ_ｔｘを直交変調部１４０の移相器１４３に出力し、局部発振信号Ｃ_ｒｘを周波数オフセット部３１２に出力する。

周波数オフセット部３１２は、局部発振器３１１により生成される局部発振信号Ｃ_ｔｘ又はＣ_ｒｘのうち、いずれか一方の周波数を調整する。図１３には、周波数オフセット部３１２が、局部発振信号Ｃ_ｒｘの周波数を調整する構成例が示されている。

具体的には、周波数オフセット部３１２は、補正モード信号が示す補正モードに応じて、局部発振信号Ｃ_ｒｘの周波数を調整する。ここで、補正モード信号は、［１］直交復調部２３０の利得誤差を補正するモード、［２］直交復調部の位相誤差を補正するモード、［３］直交変調部１４０の利得誤差を補正するモード、又は、［４］直交変調部１４０の位相誤差を補正するモードを示す信号である。

周波数オフセット部３１２は、補正モード信号が、上記［１］、［２］又は［３］を示す場合、局部発振信号Ｃ_ｒｘに周波数誤差を与え、局部発振信号Ｃ_ｔｘ、Ｃ_ｒｘの周波数をずらす。一方、周波数オフセット部３１２は、補正モード信号が、上記［４］を示す場合、局部発振信号Ｃ_ｒｘに周波数誤差を与えず、周波数が同一の局部発振信号Ｃ_ｔｘ、Ｃ_ｒｘを生成する。

このようにして、周波数オフセット部３１２は、補正モード信号に応じて、局部発振信号Ｃ_ｔｘ，Ｃ_ｒｘを生成し、局部発振信号Ｃ_ｔｘを直交変調部１４０の移相器１４３に出力し、局部発振信号Ｃ_ｒｘを直交復調部２３０の移相器２３３に出力する。

直交変調部１４０は、ミキサ１４１，１４２、移相器１４３、及び、加算器１４４を備え、直交変調を行う。

移相器１４３は、局部発振信号Ｃ_ｔｘを入力とし、局部発振信号Ｃ_ｔｘを局部発振信号Ｃ_ｔｘ＿ｉとしてミキサ１４１に出力する。また、移相器１４３は、局部発振信号Ｃ_ｔｘと位相が９０°（π／２）異なる局部発振信号Ｃ_ｔｘ＿ｑを生成し、局部発振信号Ｃ_ｔｘ＿ｑをミキサ１４２に出力する。

ミキサ１４１は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ３}と局部発振信号Ｃ_ｔｘ＿ｉとを乗算し、乗算後の信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ４}を加算器１４４に出力する。

ミキサ１４２は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ３}と局部発振信号Ｃ_ｔｘ＿ｑとを乗算し、乗算後の信号Ｄ_{ｔｘ＿ｑ４}を加算器１４４に出力する。

加算器１４４は、ミキサ１４１，１４２の出力である信号Ｄ_{ｔｘ＿ｉ４}とＤ_{ｔｘ＿ｑ４}とを加算して、直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}を生成する。

このようにして、直交変調部１４０は、直交変調を行う。このとき、移相器１４３の不完全性、ミキサ１４１，１４２の個体ばらつき、ＩチャネルとＱチャネルの経路長が異なる等の理由により、直交変調部１４０において直交誤差が生じる。本実施の形態では、この直交誤差が送信直交誤差補正部１２０により補正される。

直交変調部１４０で生成された直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}は、送信アンテナ１６０を介して図示せぬ通信相手の通信装置に送信される。

カプラ１５０は、直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}を抜き取り、通信装置３００のスイッチ２２０に出力する。

スイッチ２２０は、受信アンテナ２１０を介して受信した受信信号Ｄ_{ｒｘ＿ＲＦ}、又は、カプラ１５０から抜き取った直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}のうち、動作モード指示信号に応じて、いずれか一方を直交復調部２３０に出力する信号として選択する。動作モード指示信号は、動作モードが通信モード又はフィードバックモードであるかを示す信号である。通信モードは、通信装置３００が図示せぬ通信装置と通信を行うモードであり、フィードバックモードは、通信装置３００が直交誤差補正を行うモードである。

具体的には、スイッチ２２０は、動作モードが通信モードの場合、受信アンテナ２１０から得られる受信信号Ｄ_{ｒｘ＿ＲＦ}を選択し、動作モードがフィードバックモードの場合、カプラ１５０から抜き取った直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}を選択する。このように、スイッチ２２０は、動作モードが通信モード又はフィードバックモードを示す動作モード指示信号に応じて、受信回路２００で復調する対象となる信号を切り替える。以後スイッチ２２０の出力信号を受信信号Ｄ_ｒｘと表記する。

直交復調部２３０は、ミキサ２３１，２３２、及び、移相器２３３を備え、直交復調を行う。

移相器２３３は、局部発振信号Ｃ_ｒｘを入力とし、局部発振信号Ｃ_ｒｘ＿ｉとしてミキサ２３１に出力する。また、移相器２３３は、局部発振信号Ｃ_ｒｘ＿ｉと位相が９０°（π／２）異なる局部発振信号Ｃ_ｒｘ＿ｑを生成し、局部発振信号Ｃ_ｒｘ＿ｑをミキサ２３２に出力する。

ミキサ２３１，２３２は、スイッチ２２０から出力される受信信号Ｄ_ｒｘと局部発振信号Ｃ_ｒｘ＿ｉ，Ｃ_ｒｘ＿ｑとを掛け合わせることで直交復調を行う。ここで、受信信号Ｄ_ｒｘは、アンテナ２１０を介して受信した受信信号Ｄ_{ｒｘ＿ＲＦ}、又は、カプラ１５０から抜き取った直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}である。受信信号Ｄ_ｒｘは、スイッチ２２０により選択される。

このようにして、直交復調部２３０は、直交復調を行い、復調信号として受信信号Ｄ_ｒｘからＩチャネルの直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ０}及びＱチャネルの直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ０}を得る。局部発振信号Ｃ_ｒｘ＿ｉとＣ_ｒｘ＿ｑの位相は互いに９０°異なっており、それは移相器２３３で実現される。このとき、移相器２３３の不完全性、ミキサ２３１，２３２の個体ばらつき、ＩチャネルとＱチャネルの経路長が異なる等の理由により、直交復調部２３０でも直交誤差が生じる。本実施の形態では、この直交誤差が後述する受信直交誤差補正部２５０により補正される。

ＡＤＣ２４１，２４２は、それぞれ直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ０}及びＤ_{ｒｘ＿ｑ０}を所定のサンプリングレートでサンプリングし、デジタル信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ１}及びＤ_{ｒｘ＿ｑ１}へ変換する。本実施の形態では、サンプリングレートは入力信号のシンボルレートに等しいものとする。

受信直交誤差補正部２５０は、可変利得増幅部２５１，２５２，２５３，２５４、及び、加算器２５５，２５６を有し、直交復調部２３０の直交誤差を補正する。

可変利得増幅部２５１，２５２は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ１}を増幅する。可変利得増幅部２５１は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ１}を信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ２１}として加算器２５５に出力する。可変利得増幅部２５２は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ１}を信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ２２}として加算器２５６に出力する。

可変利得増幅部２５３，２５４は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ１}を増幅する。可変利得増幅部２５３は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ１}を信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ２２}として加算器２５５に出力する。可変利得増幅部２５４は、増幅後の直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ１}を信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ２１}として加算器２５６に出力する。

なお、可変利得増幅部２５１，２５２，２５３，２５４の利得は、後述の利得制御部３３０により制御される。

加算器２５５は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ２１}と信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ２２}とを加算し、加算後の信号を信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ３}として、直交誤差検出部３２０に出力する。

加算器２５６は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ２２}と信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ２１}とを加算し、加算後の信号を信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ３}として、直交誤差検出部３２０に出力する。

このようにして、受信直交誤差補正部２５０は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ１}、Ｄ_{ｒｘ＿ｑ１}を増幅し、増幅した信号加算することにより、直交復調部２３０で発生する直交誤差を補正する。なお、受信直交誤差補正部２５０における具体的な直交誤差補正方法については後述する。

直交誤差検出部３２０は、デマルチプレクサ３２１，３２２、移相器３２３，３２４、ゼロクロス検出部３２５，３２６、及び、比較部３２７を備え、直交変調部１４０及び直交復調部２３０で発生する直交誤差を検出する。

デマルチプレクサ３２１は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ３}を偶数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｅ}と、奇数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｏ}に振り分ける。そして、デマルチプレクサ３２１は、偶数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｅ}を移相器３２３に出力し、奇数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｏ}を移相器３２４に出力する。

デマルチプレクサ３２２は、直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ３}を偶数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｅ}と、奇数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｏ}に振り分ける。そして、デマルチプレクサ３２２は、偶数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｅ}を移相器３２３に出力し、奇数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｏ}を移相器３２４に出力する。

図１５Ａは、デマルチプレクサ３２１，３２２に入力される直交ベースバンド信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ３}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ３}が描く軌跡を示す。また、図１５Ｂは、デマルチプレクサ３２１，３２２により振り分けられた偶数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｅ}が描く軌跡を示す。また、図１５Ｃは、デマルチプレクサ３２１，３２２により振り分けられた奇数番目の信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｏ}が描く軌跡を示す。

本実施の形態では、送信回路１００のＩ／Ｑマッピング部１１０において、偶数番目の信号はＩ軸上にマッピングされ、奇数番目の信号はＱ軸上にマッピングされている。すなわち、デマルチプレクサ３２１，３２２における処理は、送信時にＩ軸上にマッピングされた信号に対する受信信号と、送信時にＱ軸上にマッピングされた信号に対する受信信号とを振り分けることと等価である。このような処理によって、デマルチプレクサ３２１，３２２は、図１５に示すように、２重楕円状の受信信号点を２つの楕円に分離することができる。

移相器３２３，３２４は、デマルチプレクサ３２１，３２２により分離された２つの直交ベースバンド信号の位相を、補正モード信号が示す補正モードに応じて調整する。本実施の形態では、一例として、移相器３２３，３２４の移相量は、補正モードに応じて、０度又は４５度に制御されるとする。ここで、４５度は、位相誤差の影響で受信信号点が描く楕円の長軸及び短軸が、Ｉ軸及びＱ軸に対して傾く角度である。補正モードと制御される移相量との対応関係については、後述する。

移相器３２３は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｅ}の位相を制御し、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}としてゼロクロス検出部３２５に出力する。

移相器３２４は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ４ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ４ｏ}の位相を制御し、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}としてゼロクロス検出部３２６に出力する。

ゼロクロス検出部３２５は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}が描く軌跡とＩ軸が交わる交点であるゼロクロス点の振幅Ａ_ｅｖｅｎと、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}が描く軌跡とＱ軸が交わる交点であるゼロクロス点の振幅Ｂ_ｅｖｅｎを検出する。

同様に、ゼロクロス検出部３２６は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}が描く軌跡とＩ軸が交わる交点であるゼロクロス点の振幅Ａ_ｏｄｄと、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}が描く軌跡とＱ軸が交わる交点であるゼロクロス点の振幅Ｂ_ｏｄｄを検出する。

図１６は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}（又は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}）が描く軌跡、及び、振幅Ａ_ｅｖｅｎ，Ｂ_ｅｖｅｎ（又は、振幅Ａ_ｏｄｄ，Ｂ_ｏｄｄ）の一例を示す。

ゼロクロス検出部３２５は、検出した振幅Ａ_ｅｖｅｎ，Ｂ_ｅｖｅｎを比較部３２７に出力する。また、ゼロクロス検出部３２６は、検出した振幅Ａ_ｏｄｄ，Ｂ_ｏｄｄを比較部３２７に出力する。

比較部３２７は、振幅Ａ_ｅｖｅｎ、Ａ_ｏｄｄ、Ｂ_ｅｖｅｎ、Ｂ_ｏｄｄ、及び０のうち、２つの振幅を比較する。具体的には、比較部３２７は、補正モードを示す補正モード信号に応じて、比較対象となる振幅のペアを選択する。各補正モードにおける比較対象については、後述する。比較部３２７は、選択したペアに含まれる振幅の比較結果Ｃｏｍｐを利得制御部３３０に出力する。

利得制御部３３０は、比較部３２７の比較結果Ｃｏｍｐに応じて、送信直交誤差補正部１２０の可変利得増幅部１２１，１２２，１２３，１２４の利得、及び、受信直交誤差補正部２５０の可変利得増幅部２５１，２５２，２５３，２５４の利得を制御する。利得制御部３３０における制御方法については、後述する。

次に、上述のように構成された通信装置３００の直交誤差を補正する動作の詳細について説明する。本実施の形態に係る通信装置３００は、直交変調部１４０で発生する直交誤差と、直交復調部２３０で発生する直交誤差とを分離して個別に補正する。

図１８は、直交誤差の補正処理を示すフローチャートである。図において、ＳＴはフローの各ステップを示す。

ＳＴ１１０：
まず、周波数オフセット部３１２は、局部発振信号Ｃ_ｒｘに周波数誤差を与える。すなわち、局部発振信号生成部３１０は、局部発振信号Ｃ_ｔｘの周波数と局部発振信号Ｃ_ｒｘの周波数とを互いに異なる周波数に設定する。このとき、与える周波数誤差量は、０Ｈｚ以外であればよい。また、スイッチ２２０は、カプラ１５０で抜き取った直交変調信号Ｄ_{ｔｘ＿ＲＦ}が通信装置３００の受信回路２００に流れるように、経路を切り替える。

［１］直交復調部２３０の利得誤差補正
ＳＴ１２０：
移相器３２３，３２４は、移相量を０度に設定する。ゼロクロス検出部３２５，３２６は、受信信号点の軌跡とＩ軸及びＱ軸との交点であるゼロクロス点の振幅Ａ_ｅｖｅｎ，Ａ_ｏｄｄ及びＢ_ｅｖｅｎ，Ｂ_ｏｄｄを検出する。なお、交点の検出方法は特に限定されず、ゼロクロス検出部３２５は、例えば、Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}＝０となる信号点を検出し、信号点のＩ成分を振幅Ａ_ｅｖｅｎとして検出してもよい。もしくは、ゼロクロス検出部３２５，３２６は、図１７に示す網掛け領域のように、ＩＱ領域に予めゼロクロス領域を設けておき、各ゼロクロス領域に含まれる受信信号点の軌跡の平均振幅を、ゼロクロス点振幅として検出してもよい。

ＳＴ１３０：
比較部３２７は、Ａ_ｅｖｅｎとＢ_ｅｖｅｎとを比較する。又は、比較部３２７は、Ａ_ｏｄｄとＢ_ｏｄｄとを比較する。そして、比較部３２７の比較結果Ｃｏｍｐが、Ａ_ｅｖｅｎ＝Ｂ_ｅｖｅｎ（又は、Ａ_ｏｄｄ＝Ｂ_ｏｄｄ）となるように、利得制御部３３０は、可変利得増幅部２５１，２５４の利得を制御する。

図１９は、利得制御部３３０により、可変利得増幅部２５１，２５４の利得が、Ａ_ｅｖｅｎ＝Ｂ_ｅｖｅｎ（又は、Ａ_ｏｄｄ＝Ｂ_ｏｄｄ）となるように制御された場合の受信信号点の軌跡を示す。

本実施の形態において、利得制御部３３０における制御方法は、特に限定されない。例えば、比較結果ＣｏｍｐがＡ_ｅｖｅｎ＞Ｂ_ｅｖｅｎを示す場合、利得制御部３３０は、可変利得増幅部２５１の利得制御量を−３ｄＢに設定し、可変利得増幅部２５４の利得制御量を＋３ｄＢに設定するようにしてもよい。すなわち、利得制御部３３０は、ＩチャネルとＱチャネルとで反対の利得制御を行ってもよい。もしくは、利得制御部３３０は、可変利得増幅部２５４の利得を固定し、可変利得増幅部２５１の利得だけを制御するようにしてもよい。すなわち、利得制御部３３０は、Ｉ，Ｑチャネルのうち一方のチャネルの可変利得増幅部の利得を固定し、他方のチャネルの可変利得増幅部の利得のみを制御するようにしてもよい。

このようにして、利得制御部３３０は、直交復調部２３０の利得誤差を補正する。

［２］直交復調部２３０の位相誤差補正
ＳＴ１４０：
移相器３２３，３２４は、移相量を４５度に設定する。ここで、４５度は、位相誤差の影響で受信信号点が描く楕円の長軸及び短軸が、Ｉ軸及びＱ軸に対して傾く角度である。

そして、ＳＴ１２０と同様に、ゼロクロス検出部３２５，３２６は、受信信号点の軌跡とＩ軸及びＱ軸との交点であるゼロクロス点の振幅Ａ_ｅｖｅｎ，Ａ_ｏｄｄ及びＢ_ｅｖｅｎ，Ｂ_ｏｄｄを検出する。

図２０は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}（又は、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}）が描く軌跡、及び、振幅Ａ_ｅｖｅｎ，Ｂ_ｅｖｅｎ（又は、振幅Ａ_ｏｄｄ，Ｂ_ｏｄｄ）の一例を示す。なお、ＳＴ１４０において、移相器３２３，３２４の移相量が４５度に設定されたため、図２０の軌跡は、図１９の軌跡を４５度回転させた関係にある。

ＳＴ１５０：
比較部３２７は、Ａ_ｅｖｅｎとＢ_ｅｖｅｎとを比較する。又は、比較部３２７は、Ａ_ｏｄｄとＢ_ｏｄｄとを比較する。そして、比較部３２７の比較結果Ｃｏｍｐが、Ａ_ｅｖｅｎ＝Ｂ_ｅｖｅｎ（又は、Ａ_ｏｄｄ＝Ｂ_ｏｄｄ）となるように、利得制御部３３０は、可変利得増幅部２５２，２５３の利得を制御する。

図２１は、利得制御部３３０により、可変利得増幅部２５２，２５３の利得が、Ａ_ｅｖｅｎ＝Ｂ_ｅｖｅｎ（又は、Ａ_ｏｄｄ＝Ｂ_ｏｄｄ）となるように制御された場合の受信信号点の軌跡を示す。

本実施の形態において、利得制御部３３０における制御方法は、特に限定されるものではない。例えば、比較結果ＣｏｍｐがＡ_ｅｖｅｎ＞Ｂ_ｅｖｅｎを示す場合、利得制御部３３０は、可変利得増幅部２５２の利得制御量を＋１ｄＢに設定し、可変利得増幅部２５３の利得制御量も＋１ｄＢに設定するようにするとよい。すなわち、利得制御部３３０は、ＩチャネルとＱチャネルとで同じ利得制御を行ってもよい。

このようにして、利得制御部３３０は、直交復調部２３０の位相誤差を補正する。

［３］直交変調部１４０の利得誤差補正
ＳＴ１６０：
移相器３２３，３２４は、移相量を再び０度に設定する。そして、ステップ２と同様に、ゼロクロス検出部３２５，３２６は、受信信号点の軌跡とＩ軸及びＱ軸との交点であるゼロクロス点の振幅Ａ_ｅｖｅｎ，Ａ_ｏｄｄ及びＢ_ｅｖｅｎ，Ｂ_ｏｄｄを検出する。

ＳＴ１７０：
比較部３２７は、Ａ_ｅｖｅｎとＡ_ｏｄｄとを比較する。又は、比較部３２７は、Ｂ_ｅｖｅｎとＢ_ｏｄｄとを比較する。そして、利得制御部３３０は、比較部３２７の比較結果ＣｏｍｐがＡ_ｅｖｅｎ＝Ａ_ｏｄｄ（又は、Ｂ_ｅｖｅｎ＝Ｂ_ｏｄｄ）となるように、可変利得増幅部１２１，１２４の利得を制御する。

図２２Ａは、可変利得増幅部１２１，１２４の利得が制御される前の受信信号点の軌跡を示す。図２２Ｂは、可変利得増幅部１２１，１２４の利得が制御された後の受信信号点の軌跡を示す。すなわち、利得制御部３３０は、図２２Ｂに示すように、分離した２つの円の半径が等しくなるように、可変利得増幅部１２１，１２４の利得を制御する。

本実施の形態において、利得制御部３３０における制御方法は限定されない。例えば、比較結果ＣｏｍｐがＡ_ｅｖｅｎ＞Ａ_ｏｄｄを示す場合、利得制御部３３０は、可変利得増幅部１２１の利得制御量を−３ｄＢに設定し、可変利得増幅部１２４の利得制御量を＋３ｄＢに設定するようにしてもよい。すなわち、利得制御部３３０は、ＩチャネルとＱチャネルとで反対の利得制御を行ってもよい。もしくは、利得制御部３３０は、可変利得増幅部１２４の利得を固定し、可変利得増幅部２５１の利得だけを制御するようにしてもよい。すなわち、利得制御部３３０は、Ｉ，Ｑチャネルのうち一方のチャネルの可変利得増幅部の利得を固定し、他方のチャネルの可変利得増幅部の利得のみを制御するようにしてもよい。

このようにして、利得制御部３３０は、直交変調部１４０の利得誤差を補正する。

［４］直交変調部１４０の位相誤差補正
ＳＴ１８０：
周波数オフセット部３１２は、周波数誤差を０Ｈｚに設定する。すなわち、局部発振信号生成部３１０は、周波数が等しい局部発振信号Ｃ_ｔｘ，Ｃ_ｒｘを生成する。周波数オフセット量が０Ｈｚに設定され、直交変調部１４０に用いられる局部発振信号Ｃ_ｔｘと、直交復調部２３０に用いられる局部発振信号Ｃ_ｒｘの周波数が一致すると、受信信号点の回転が止まる。ただし、この時点では、まだ直交変調部１４０の直交位相誤差は補正されてない。そのため、受信信号点はＩ軸及びＱ軸からずれた位置に観測される。

図２３は、局部発振信号Ｃ_ｔｘの周波数と局部発振信号Ｃ_ｒｘの周波数とが等しく設定された場合の受信信号点の様子を示す。図２３において、信号点Ｓ１１，Ｓ１３は、送信側でＩ軸上にマッピングされた偶数番目の変調信号に対する受信信号点である。また、図２３において、信号点Ｓ１２，Ｓ１４は、送信側でＱ軸上にマッピングされた奇数番目の変調信号に対する受信信号点である。ここで、信号点Ｓ１１，Ｓ１３の座標は、（Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}）である。また、信号点Ｓ１２，Ｓ１４の座標は、（Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}）である。

ＳＴ１８０では、ゼロクロス検出部３２５，３２６は、特に処理は行わずに、信号Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}，Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｏ}をそのまま比較部３２７に出力する。

ＳＴ１９０：
比較部３２７は、Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}と０とを比較する。更に、比較部３２７は、Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}と０とを比較する。そして、利得制御部３３０は、比較部３２７の比較結果ＣｏｍｐがＤ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}＝０、かつ、Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}＝０となるように、可変利得増幅部１２２，１２３の利得を制御する。すなわち、利得制御部３３０は、Ｓ１１，Ｓ１３の虚部が０（Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}＝０）となるように、かつ、Ｓ１２，Ｓ１４の実部が０（Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}＝０）となるように、可変利得増幅部１２２，１２３の利得を制御する。

利得制御部３３０は、Ｄ_{ｒｘ＿ｑ５ｅ}＝０となるように、可変利得増幅部１２２の利得を制御することにより、信号点Ｓ１１，Ｓ１３は図２３の矢印の方向に補正される。また、利得制御部３３０は、Ｄ_{ｒｘ＿ｉ５ｏ}＝０となるように、可変利得増幅部１２３の利得を制御することにより、信号点Ｓ１２，Ｓ１４は図２３の矢印の方向に補正される。

このようにして、利得制御部３３０は、直交変調部１４０の位相誤差を補正する。

以上のようにして、通信装置３００は、［１］直交復調部２３０の利得誤差補正、［２］直交復調部２３０の位相誤差補正、［３］直交変調部１４０の利得誤差補正、［４］直交変調部１４０の位相誤差補正を行う。

なお、通信装置３００は、［１］〜［４］の誤差補正の全てを行わずに、一部の誤差補正のみを行うようにしてもよい。例えば、［１］直交復調部２３０の利得誤差補正のみを行う場合には、通信装置３００は、ＳＴ１１０、ＳＴ１２０及びＳＴ１３０を行えばよい。また、［２］直交復調部２３０の位相誤差補正のみを行う場合には、通信装置３００は、ＳＴ１１０、ＳＴ１４０及びＳＴ１５０を行えばよい。また、［３］直交変調部１４０の利得誤差補正のみを行う場合には、通信装置３００は、ＳＴ１１０、ＳＴ１６０及びＳＴ１７０を行えばよい。また、［４］直交変調部１４０の位相誤差補正のみを行う場合には、通信装置３００は、ＳＴ１８０及びＳＴ１９０を行えばよい。

以上のように、本実施の形態に係る通信装置３００において、直交誤差検出部３２０は、復調信号の振幅に基づいて、直交変調部１４０の直交誤差及び直交復調部２３０の直交誤差を個別に検出する。これにより、通信装置３００は、送信回路１００の直交誤差と受信回路２００の直交誤差とを分離し個別に補正することができる。このように、通信装置３００は、受信信号がＩ軸、Ｑ軸と交わるゼロクロス点の振幅値を比較するという簡易な方法により、直交誤差を補正することができる。そのため、小型、低消費電力での実現が可能となる。

なお、以上の説明では、周波数オフセット部３１２が、局部発振信号Ｃ_ｒｘに周波数誤差を与えることで、局部発振信号Ｃ_ｔｘの周波数と局部発振信号Ｃ_ｒｘの周波数とをずらし、受信信号点を回転させる構成とした。しかし、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、局部発振信号生成部３１０が、周波数オフセット部３１２に代えて、移相器を備え、移相器が局部発振信号Ｃ_ｒｘの位相を絶えず変化させることで受信信号点を回転させる構成としてもよい。

また、以上の説明では、変調方式にπ／２シフトＢＰＳＫを用いる場合について説明したが、変調方式はこれに限らない。変調方式がπ／２シフトＢＰＳＫ以外の場合には、Ｉ／Ｑマッピング部１１０が、送信時のＩＱ平面上での信号点配置、すなわち、変調信号をＩ軸上又はＱ軸上に配置したパターンに応じて、デマルチプレクサ３２１，３２２が、復調信号を振り分ければよい。具体的には、デマルチプレクサ３２１，３２２が、前記パターンに応じて、送信時にＩ軸上に配置された信号（第１の分離信号）と、送信時にＱ軸上に配置された信号（第２の分離信号）とに分離すればよい。

また、送信直交誤差補正部１２０，受信直交誤差補正部２５０の構成は、特に限定されるものではない。本実施の形態では、直交変調部１４０の利得誤差、位相誤差、直交復調部２３０の利得誤差、位相誤差をそれぞれ個別に補正することができる。送信直交誤差補正部１２０，受信直交誤差補正部２５０は、これら検出された誤差が補正できる構成であればよい。例えば、直交変調部１４０の利得誤差のみを補正すればよい場合には、送信直交誤差補正部１２０は、可変利得増幅部１２１，１２４を有していればよい。

本発明に係る通信装置及び直交誤差補正方法は、受信信号がＩ軸、Ｑ軸と交わるゼロクロス点の振幅値を比較するという簡易な方法により、直交誤差を補正することができる。そのため小型、低消費電力での実現が可能であり、携帯端末のような回路の実装面積に限りがありバッテリー駆動するような通信機器等において直交誤差補正を行う場合に有用である。

１００ 送信回路
１１０ Ｉ／Ｑマッピング部
１２０ 送信直交誤差補正部
１２１，１２２，１２３，１２４，２５１，２５２，２５３，２５４ 可変利得増幅部
１２５，１２６，１４４，２５５，２５６ 加算器
１３１，１３２ ＤＡＣ
１４０ 直交変調部
１４１，１４２，２３１，２３２ ミキサ
１４３，２３３，３２３，３２４ 移相器
１５０ カプラ
１６０ 送信アンテナ
２００ 受信回路
２１０ 受信アンテナ
２２０ スイッチ
２３０ 直交復調部
２４１，２４２ ＡＤＣ
２５０ 受信直交誤差補正部
３００ 通信装置
３１０ 局部発振信号生成部
３２０ 直交誤差検出部
３２１，３２２ デマルチプレクサ
３２５，３２６ ゼロクロス検出部
３２７ 比較部
３３０ 利得制御部

Claims (8)

1. 第１の局部発振信号及び第２の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、
   前記第１の局部発振信号を用いて直交変調し、変調信号を生成する直交変調手段と、
   前記第２の局部発振信号を用いて前記変調信号を直交復調し、復調信号を生成する直交復調手段と、
   前記直交変調手段で生じる第１の直交誤差を補正する第１の直交誤差補正手段と、
   前記直交復調手段で生じる第２の直交誤差を補正する第２の直交誤差補正手段と、
   前記復調信号の振幅に基づいて、前記第１又は第２の直交誤差を検出する直交誤差検出手段と、
   前記直交誤差検出手段の検出結果に応じて、前記第１又は第２の直交誤差補正手段の設定値を制御する直交誤差補正制御手段と、
   を具備し、
   前記局部発振信号生成手段は、ＩＱ平面上の原点を中心に受信信号点を回転させる回転手段を備え、
   前記直交誤差検出手段は、
   送信時の前記ＩＱ平面上での信号点配置に応じて、前記復調信号を、送信時にＩ軸上に配置された第１の分離信号と、送信時にＱ軸上に配置された第２の分離信号とに分離する分離手段と、
   前記第１及び第２の分離信号の位相を調整する分離信号移相手段と、
   位相調整後の前記第１の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第１のゼロクロス点及び第２のゼロクロス点の各振幅と、位相調整後の前記第２の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第３のゼロクロス点及び第４のゼロクロス点の各振幅を検出するゼロクロス検出手段と、
   前記第１から第４のゼロクロス点の振幅を比較する比較手段と、を備え、
   前記第１から第４のゼロクロス点の振幅の比較結果に基づいて、前記直交誤差を検出する、
   通信装置。
2. 前記局部発振信号生成手段は、前記第１の局部発振信号の周波数と異なる周波数を有する前記第２の局部発振信号を生成し、
   前記分離信号移相手段は、移相量を０度に設定し、
   前記直交誤差補正制御手段は、前記第１のゼロクロス点の振幅と前記第２のゼロクロス点の振幅とが等しくなるか、または前記第３のゼロクロス点の振幅と前記第４のゼロクロス点の振幅とが等しくなるように、前記第２の直交誤差補正手段の設定値を制御する、
   請求項１に記載の通信装置。
3. 前記局部発振信号生成手段は、前記第１の局部発振信号の周波数と異なる周波数を有する前記第２の局部発振信号を生成し、
   前記分離信号移相手段は、移相量を４５度に設定し、
   前記直交誤差補正制御手段は、前記第１のゼロクロス点の振幅と前記第２のゼロクロス点の振幅とが等しくなるか、または前記第３のゼロクロス点の振幅と前記第４のゼロクロス点の振幅が等しくなるように、前記第２の直交誤差補正手段の設定値を制御する、
   請求項１に記載の通信装置。
4. 前記局部発振信号生成手段は、前記第１の局部発振信号の周波数と異なる周波数を有する前記第２の局部発振信号を生成し、
   前記分離信号移相手段は、移相量を０度に設定し、
   前記直交誤差補正制御手段は、前記第１のゼロクロス点の振幅と前記第３のゼロクロス点の振幅とが等しくなるか、または前記第２のゼロクロス点の振幅と前記第４のゼロクロス点の振幅とが等しくなるように、前記第１の直交誤差補正手段の設定値を制御する、
   請求項１に記載の通信装置。
5. 前記局部発振信号生成手段は、前記第１の局部発振信号の周波数に等しい周波数を有する前記第２の局部発振信号を生成し、
   前記分離信号移相手段は、移相量を０度に設定し、
   前記直交誤差補正制御手段は、前記第１の分離信号の虚部の値が０、前記第２の分離信号の実部の値が０になるように、前記第１の直交誤差補正手段の設定値を制御する、
   請求項１に記載の通信装置。
6. 前記回転手段は、前記第１の局部発振信号に周波数誤差を与えて前記第２の局部発振信号を生成する周波数オフセット部である、
   請求項１に記載の通信装置。
7. 前記回転手段は、前記第１の局部発振信号の位相を連続的に変化させて前記第２の局部発振信号を生成する移相手段である、
   請求項１に記載の通信装置。
8. 直交変調部と、直交復調部と、前記直交変調部又は前記直交復調部における直交誤差を補正する直交誤差補正制御部とを具備する通信装置において、前記直交誤差を補正する直交誤差補正方法であって、
   第１の局部発振信号及び第２の局部発振信号を生成し、
   前記第１の局部発振信号を用いて直交変調し、変調信号を生成し、
   前記第２の局部発振信号を用いて前記変調信号を直交復調し、復調信号を生成し、
   前記直交変調部で生じる第１の直交誤差を補正し、
   前記直交復調部で生じる第２の直交誤差を補正し、
   前記復調信号の振幅に基づいて、前記第１又は第２の直交誤差を検出し、
   前記第１又は第２の直交誤差の検出結果に応じて、前記第１又は第２の直交誤差を補正する設定値を制御し、
   前記直交誤差を検出する際に、
   送信時のＩＱ平面上での信号点配置に応じて、前記復調信号を、送信時にＩ軸上に配置された第１の分離信号と、送信時にＱ軸上に配置された第２の分離信号とに分離し、
   前記ＩＱ平面上の原点を中心に受信信号点を回転させ、
   前記第１及び第２の分離信号の位相を調整し、
   位相調整後の前記第１の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第１のゼロクロス点及び第２のゼロクロス点の各振幅と、位相調整後の前記第２の分離信号がＩ軸及びＱ軸のそれぞれと交わる第３のゼロクロス点及び第４のゼロクロス点の各振幅を検出し、
   前記第１から第４のゼロクロス点の振幅を比較し、
   前記第１から第４のゼロクロス点の振幅の比較結果に基づいて、前記直交誤差を検出する、
   直交誤差補正方法。

Images