JP2017215208A - パルスレーダ - Google Patents

Abstract

【課題】ＲＦ誤差による復号済受信パルス信号の波形の劣化を抑制し、センシング性能の劣化を抑制する簡易な構成を備えるパルスレーダを提供する。【解決手段】パルスレーダは、送信パルス信号を生成するパルス生成部と、送信パルス信号を高周波信号に変換し、送信アンテナに出力する送信ＲＦ部と、受信アンテナが受信した高周波信号を入力し、受信パルス信号に変換する受信ＲＦ部と、受信パルス信号から主パルスおよび主パルス以降に存在する少なくとも１つの誤差パルスを検出する検出部と、パルス生成部および送信ＲＦ部の間または受信ＲＦ部および検出部の間に設けられ、送信パルス信号または受信パルス信号を補正する少なくとも１つの補正フィルタと、主パルスに対する少なくとも１つの誤差パルスの遅延量および位相差を算出し、算出した遅延量および位相差に基づき、少なくとも１つの補正フィルタを更新する補正フィルタ係数算出部と、を備える。【選択図】図３

Description

本開示は、パルスレーダに関する。

高精度なレーダシステムを実現する上で、非常に高い周波数の信号を取り扱うため、高周波デバイスが用いられている。そのような高周波デバイスは高周波になればなるほど、周波数偏差が大きくなること、温度変動や経年変化が大きくなること、個体バラつきなどで大きく特性が変化すること等が知られている。

特開２００１−０１６１４５号公報

図１は、従来技術に係るパルスレーダ１００を示す。パルスレーダ１００は、送信部として、パルス生成部１１０と、送信ＲＦ部１２０と、送信アンテナ１３０と、を備える。また、パルスレーダ１００は、受信部として、受信アンテナ１４０と、受信ＲＦ部１５０と、相関部１６０と、コヒレント加算部１７０と、信号処理部１８０と、を備える。

パルス生成部１１０は、送信パルス信号を生成する。次いで、パルス生成部１１０は、送信パルス信号を、例えばＧｏｌａｙ符号のようなパルス符号系列を用いて符号化することにより、符号化済送信パルス信号を生成する。送信ＲＦ部１２０は、符号化済み送信パルス信号をアップコンバートし、高周波信号を生成する。送信アンテナ１３０は、高周波信号を被測定物体に対して送信する。

送信された高周波信号は、その一部が被測定物体（コーナーリフレクタ１９０）によって反射される。そして、受信アンテナ１４０は、被測定物体によって反射された反射波信号を受信する。受信ＲＦ部１５０は、受信信号をダウンコンバートし、受信パルス信号を生成する。相関部１６０は、受信パルス信号と符号化に用いられたパルス符号系列との相関（相互相関）をとって相関信号を生成する。

このような送信パルス信号の生成から相関信号の生成までの処理が、繰り返し行われる。コヒレント加算部１７０は、繰り返し生成された相関信号をコヒレント加算することにより、ＳＮＲ（信号ノイズ比）が改善された復号済受信パルス信号を生成する。信号処理部１８０は、復号済受信パルス信号に基づいて、被測定物体までの距離の算出などの処理を行う。

次に、図２Ａおよび図２Ｂを参照して、図１に示される従来技術における課題を説明する。図２Ａは、送信ＲＦ部１２０の通過特性において周波数偏差がない場合の送信パルス信号と復号済受信パルス信号とを示す。図２Ｂは、送信ＲＦ部１２０の通過特性において周波数偏差がある場合の送信パルス信号と復号済受信パルス信号とを示す。いずれの図においても、横軸は時間軸を示し、縦軸は電力レベルを示す。

図２Ａに示されるように、送信ＲＦ部１２０の通過特性に周波数偏差がない場合、単一パルスＰ_０からなる送信パルス信号に対して、復号済受信パルス信号は単一の主パルスＰ_０’となる。一方、図２Ｂに示されるように、送信ＲＦ部１２０の通過特性に周波数偏差がある場合、単一パルスＰ_０からなる送信パルス信号に対して、復号済受信パルス信号には、主パルスＰ_０’’以外に、例えばパルスＰ_１のような他の信号成分が発生する。

上述のように、送信ＲＦ部１２０において、周波数偏差等のＲＦ誤差がある場合、復号済受信パルス信号の波形が劣化し、それによりパルスレーダ１００のセンシング性能が劣化する問題がある。また、受信ＲＦ部１５０の通過特性に周波数偏差がある場合も、同様の問題がある。特許文献１には、送信出力波において２つの異なる周波数の信号検出を行い、その検出値に基づいて直線周波数特性補正を行うことが記載されている。しかしながら、パルスレーダにおいては、用いられるミリ波が広帯域であるため、より高精度な周波数特性補正を行う必要がある。周波数をスイープさせてＲＦ部の広帯域に亘る周波数特性値を取得し、取得した周波数特性値に基づいて周波数特性補正を行うことも提案されているが、ＦＦＴ解析回路が必要となり、回路規模が増大する等の問題がある。

本開示の目的は、ＲＦ誤差による復号済受信パルス信号の波形の劣化を抑制し、センシング性能の劣化を抑制する簡易な構成を備えるパルスレーダを提供することである。

本開示の一態様に係るパルスレーダは、送信パルス信号を生成するパルス生成部と、前記送信パルス信号を高周波信号に変換し、送信アンテナに出力する送信ＲＦ部と、受信アンテナが受信した高周波信号を入力し、受信パルス信号に変換する受信ＲＦ部と、前記受信パルス信号から主パルスおよび前記主パルス以降に存在する少なくとも１つの誤差パルスを検出する検出部と、前記パルス生成部および前記送信ＲＦ部の間または前記受信ＲＦ部および前記検出部の間に設けられ、前記送信パルス信号または前記受信パルス信号を補正する少なくとも１つの補正フィルタと、前記主パルスに対する前記少なくとも１つの誤差パルスの遅延量および位相差を算出し、算出した前記遅延量および前記位相差に基づき、前記少なくとも１つの補正フィルタを更新する補正フィルタ係数算出部と、を備える構成を採る。

本開示によれば、ＲＦ誤差による復号済受信パルス信号の波形の劣化を抑制し、センシング性能の劣化を抑制する簡易な構成を備えるパルスレーダを提供することができる。

従来技術に係るパルスレーダを示す。 送信ＲＦ部の通過特性において周波数偏差がない場合の、送信パルス信号と復号済受信パルス信号とを示す。 送信ＲＦ部の通過特性において周波数偏差がある場合の、送信パルス信号と復号済受信パルス信号とを示す。 第１の実施の形態に係るパルスレーダの構成図である。 第１の実施の形態に係る補正フィルタが補正を行わない場合の、受信パルス信号および復号済受信パルス信号の周波数偏差による変化を示す。 補正フィルタの更新の手順を説明するフローチャートである。 相関信号のコヒレント加算の説明図である。 第１の実施の形態に係る補正フィルタが補正を行わない場合の、復号済受信パルス信号の一例を示す。 第２の実施の形態における誤差パルス群の説明図である。 第３の実施の形態に係るパルスレーダの構成図である。 第５の実施の形態に係るパルスレーダの構成図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、全図を通じて、同一の符号を有する構成要素は、同一または同様の構成要素を表す。

（第１の実施の形態）
図３は、第１の実施の形態に係るパルスレーダ２００の構成の説明図である。パルスレーダ２００は、送信部として、パルス生成部１１０と、補正フィルタ２３０と、送信ＲＦ部１２０と、送信アンテナ１３０と、を備える。また、パルスレーダ２００は、受信部として、受信アンテナ１４０と、受信ＲＦ部１５０と、相関部１６０と、コヒレント加算部１７０と、信号処理部１８０と、誤差パルス計測部２１０と、補正フィルタ係数算出部２２０とを備える。パルスレーダ２００は、図１に示したパルスレーダ１００の構成に加えて、補正フィルタ２３０と、誤差パルス計測部２１０と、補正フィルタ係数算出部２２０とを備える。

補正フィルタ２３０は、入力した符号化済送信パルス信号を補正する。一例において、補正フィルタ２３０は、多段のＴＡＰから構成されるＦＩＲフィルタであり、多段のＴＡＰを構成する各ＴＡＰの利得係数は更新可能である。ＴＡＰの段数は、相関部１６０が出力する主パルス以外の補正対象となる信号成分の主パルスに対する遅延量に応じて決まる。補正フィルタ２３０は、入力した利得係数更新信号に応じて、各ＴＡＰの利得係数を更新する。補正フィルタ２３０は、送信ＲＦ部１２０および受信ＲＦ部１５０の両方の周波数偏差によって生じる復号済受信パルス信号の誤差を、送信部側で補正するために設けられる。

誤差パルス計測部２１０は、コヒレント加算部１７０が生成した復号済受信パルス信号から、補正対象となる信号成分の主パルスに対する遅延量および位相差を計測する。遅延量および位相差の計測の内容については、図５を参照して後述する。

補正フィルタ係数算出部２２０は、誤差パルス計測部２１０が計測した遅延量および位相差の情報から、補正フィルタ２３０で使用する利得係数を算出し、利得係数に応じた利得係数更新信号を補正フィルタ２３０に出力することにより、補正フィルタ２３０を更新する。補正フィルタ２３０で使用する係数の内容についても、図５を参照して後述する。

＜パルス波形の劣化＞
図４は、第１の実施の形態に係る補正フィルタ２３０が補正を行わない場合の受信パルス信号および復号済受信パルス信号の周波数偏差による変化を示す。

図４に示されるように、送信パルス生成部１１０は、単一パルスＰ_０からなる送信パルス信号をパルス符号系列により符号化して、符号化済送信パルス信号ｃ_０を生成する。送信ＲＦ部１２０および受信ＲＦ部１５０のいずれの通過特性にも周波数偏差がない場合、受信パルス信号には、周波数偏差に起因する誤差は混入せず、コヒレント加算部１７０が生成する復号済受信パルス信号は、単一の主パルスＰ_０’となる。このように、周波数偏差がない場合、パルス波形の劣化は発生しない。

一方、送信ＲＦ部１２０および受信ＲＦ部１５０の少なくとも１つの通過特性に周波数偏差がある場合、受信パルス信号ｃ_１には誤差が混入しており、コヒレント加算部１７０が生成する復号済受信パルス信号には、主パルスＰ_０’’以外に、例えばパルスＰ_１のような他の信号成分（誤差パルス）が混入する。このように、周波数偏差がある場合、パルス波形の劣化が発生する。

＜補正フィルタ２３０の更新の手順＞
図５は、補正フィルタ２３０の更新の手順を説明するフローチャートである。

まず、ステップＳ１０１０において、コーナーリフレクタ（ＣＲ）１９０を配置する。第１の実施の形態においては、パルスレーダ２００の前方の既知の距離にＣＲ１９０を設置する必要がある。そのため、補正フィルタ２３０の更新は、工場出荷時や電源立ち上げ時などに行われる。また、補正フィルタ２３０の更新を実施する際に、パルスレーダ２００の前方に他の反射物などが置かれていたり、電波を反射する壁などがあったりすると、ＣＲ１９０による反射波を精度良く計測できない。したがって、補正フィルタ２３０の更新を実施する際は、パルスレーダ２００が精度よく観測できる専用のＣＲ１９０だけを設置する環境を構築しておく。例えば、補正フィルタ２３０の更新を実施する際には、パルスレーダ２００の前、例えば５ｍ先にＣＲ１９０を配置し、他の反射体をその近傍に置かないようにする。

次いで、ステップＳ１０２０において、補正フィルタ２３０の補正をオフにする。すなわち、補正フィルタ２３０が入力した信号に対して何の操作も行わず、入力した信号をそのまま出力するようにする。例えば、補正フィルタ２３０がＦＩＲフィルタである場合、遅延ゼロのＴＡＰ係数を１倍にし、他のＴＡＰ係数はゼロにする。

次いで、ステップＳ１０３０において、パルス生成部１１０はパルス符号系列を生成する。生成するパルス符号系列には特に制限はなく、例えばパルスレーダ２００が被測定物体の検知に用いるパルス符号系列を流用してもよい。

次いで、ステップＳ１０４０において、送信ＲＦ部１２０はパルス符号系列を高周波信号に変換し、送信アンテナ１３０が高周波信号を送信する。次いで、ステップＳ１０５０において、受信アンテナ１４０はＣＲ１９０により反射された信号である反射波信号を受信し、受信ＲＦ部１５０が受信パルス信号を生成する。

次いで、ステップＳ１０６０において、相関部１６０が符号化で用いられたパルス符号系列と受信パルス信号との相関をとって相関信号を生成する。次いで、ステップＳ１０７０において、ステップＳ１０３０〜Ｓ１０６０の処理を指定回数繰り返したか否かを判定する。指定回数の値については特に制限はないが、指定回数が多い程、次のステップＳ１０８０におけるコヒレント加算部１７０の出力信号のＳＮＲがより改善される。ステップＳ１０３０〜Ｓ１０６０の処理を指定回数繰り返していないと判定した場合（Ｓ１０７０：ＮＯ）、ステップＳ１０３０に戻る。

ステップＳ１０７０において、ステップＳ１０３０〜Ｓ１０６０の処理を指定回数繰り返したと判定した場合（Ｓ１０７０：ＹＥＳ）、ステップＳ１０８０に進み、コヒレント加算部１７０が相関信号をコヒレント加算して、復号済受信パルス信号を生成する。

コヒレント加算について、図６を参照して説明する。図６は、相関信号のコヒレント加算の説明図である。ここで、受信パルス信号ｃ_１は、ＲＦ部の周波数偏差の影響により変形している。相関部１６０は、受信パルス信号ｃ_１と、符号化に用いられたパルス符号系列との相関をとって相関信号を生成する。

生成された相関信号においては、主パルスＰ_０’の他に、ＲＦ部の周波数偏差の影響により、誤差パルスＰ_１が発生している。ここで、受信ＲＦ部１５０に起因する熱雑音などの雑音の影響を取り除くために、相関信号に対して高い閾値Ｖ_ｔｈを設定すると、相関信号における誤差パルスＰ_１の電力レベルが、閾値Ｖ_ｔｈより低くなってしまうことがある。その結果、観測したい誤差パルスＰ_１が雑音に埋もれてしまい、誤差パルスＰ_１を観測できないことがある。

一方、コヒレント加算を行うと、信号成分は増幅される一方で、雑音成分はそれらの位相成分が異なるため互いに打ち消しあうので抑圧される。その結果、復号済受信パルス信号において、観測したい主パルスＰ_０’’および誤差パルスＰ_１’の双方の電力レベルが、ともに閾値Ｖ_ｔｈより高くなり、双方とも観測できるようになる。このように、コヒレント加算によって、相関部１６０が出力する相関信号のＳＮＲを改善することができる。

再度、図５を参照する。ステップＳ１０９０において、コヒレント加算部１７０の出力した復号済受信パルス信号に基づき、誤差パルス計測部２１０が主パルスに対する誤差パルスの遅延量および位相差を計測する。図７は第１の実施の形態に係る補正フィルタ２３０が補正を行わない場合の、復号済受信パルス信号の一例を示す。このように一般には、復号済受信パルス信号に複数の誤差パルスが発生する。

誤差パルス計測部２１０は、複数の誤差パルスのうち、最も電力レベルが大きい誤差パルス（第１の誤差パルスＰ_１）を検出する。次いで、誤差パルス計測部２１０は、主パルス（第１のパルスＰ_０’）に対する、第１の誤差パルスＰ_１の遅延量および位相差の計測を行う。

具体的には、まず、誤差パルス計測部２１０は、第１のパルスＰ_０’を特定する。このパルスが出力されるタイミングは、パルスレーダ２００の前に設置したＣＲ１９０の位置に依存する。例えばＣＲ１９０をパルスレーダ２００の５ｍ先に設置した場合、その５ｍの距離に相当するタイミングで主パルスとして第１のパルスＰ_０’を観測することができる。

次いで、誤差パルス計測部２１０は、第１の誤差パルスＰ_１を特定する。第１のパルスＰ_０’以降に存在し、かつ第１のパルスＰ_０’を除いた信号成分（Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３）の中で最大のもの（Ｐ_１）を第１の誤差パルスとして選び出す。

次いで、誤差パルス計測部２１０は、第１のパルスＰ_０’に対する、第１の誤差パルスＰ_１の遅延量ｄおよび位相差ｐｈを算出する。具体的には、第１のパルスＰ_０’の計測値を（ｔ_０，ｖ_０）とし、第１の誤差パルスＰ_１の計測値を（ｔ_１，ｖ_１）とする。ここで、ｔ_ｎはパルスが観測された時刻、ｖ_ｎ＝（ｉ_ｎ，ｑ_ｎ）はその時刻におけるパルスのＩＱ成分である。この場合、遅延量ｄは、ｄ＝ｔ_１−ｔ_０として算出される。また、位相差ｐｈは、ｐｈ＝ｖ_１／ｖ_０として算出される。

ステップＳ１１００において、補正フィルタ計数算出部２２０は補正フィルタ２３０の利得係数を算出し、補正フィルタ２３０の利得係数を設定する。具体的には、誤差パルス計測部２１０が計測した遅延量ｄに基づき、補正フィルタ計数算出部２２０は利得係数を設定するＴＡＰ系列ｋを、ｋ＝ｄ／ｓとして算出する。ここで、ｓは、補正フィルタ２３０が用いるサンプリングレートを表す。次いで、補正フィルタ計数算出部２２０は、ＴＡＰ系列ｋの利得を、位相差ｐｈを１８０°回転したもの、すなわち−ｐｈに設定する。

このように、相関部１６０と、コヒレント加算部１７０と、誤差パルス計測部２１０とは、受信パルス信号から主パルスおよび主パルス以降に存在する少なくとも１つの誤差パルスを検出する検出部として機能する。

ステップＳ１０１０〜Ｓ１１００の手順の後に、送信ＲＦ部１２０および受信ＲＦ部１５０で発生する周波数偏差に対して、補正フィルタ２３０で符号化済送信パルス信号の補正を無線送信の前に行うことにより、コヒレント加算部１７０が生成する復号済受信パルス信号における第１の誤差パルスを相殺することができる。

このように、パルスレーダシステムにおいて、ミリ波やマイクロ波のような高周波デバイスを使用する場合に、それらの高周波デバイスの特性の周波数偏差に起因するパルスレーダのセンシング性能の劣化を回避することができる。したがって、高周波デバイスに温度や経年変化や個体バラつきがある場合でも、簡易な構成により高精度なレーダシステムを実現する事ができる。

（第２の実施の形態）
図８は、第２の実施の形態における誤差パルス群の説明図である。第１の実施の形態は、誤差パルスの範囲が単一のサンプリング期間程度である場合を想定している。これに対して、第２の実施の形態は、誤差パルスの範囲が複数のサンプリング期間に跨がる場合を想定している。本明細書においては、電力レベルが大きい誤差パルスの範囲が複数のサンプリング期間に跨がる場合について述べる。

図８においては、時刻ｔ_０の主パルス（第１のパルスＰ_０’）に対して、電力レベルが大きい誤差パルス（誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６）が、ｔ_４からｔ_６までの３つのサンプリング期間に跨がっている。この場合、３つの誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６が補正対象となる。

具体的には、誤差パルス計測部２１０は、まず、電力レベルが最大の誤差パルスＰ_５を特定する。次いで、誤差パルスＰ_５の近傍において、電力レベルが閾値Ｖ_ｔｈを超えている誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６を特定し、補正対象とする誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６のサンプリング期間の範囲ｔ_４〜ｔ_６を決定する。ここで、閾値Ｖ_ｔｈとしてはどのような値を用いてもよい。例えば、第１の実施の形態において第１のパルス（主パルス）の電力レベルと第１の誤差パルスの電力レベルとの比が１：ｐである場合、第１の誤差パルスの電力とＶ_ｔｈとの比が１：ｐとなるように、閾値Ｖ_ｔｈを決めてもよい。

次いで、誤差パルス計測部２１０は、補正対象の誤差パルスのサンプリング期間の範囲ｔ_４〜ｔ_６に対して、第１の実施の形態と同様にして、第１のパルスＰ_０’の計測値（ｔ_０，ｖ_０）および誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６の計測値（ｔ_４，ｖ_４）〜（ｔ_６，ｖ_６）を計測する。次いで、誤差パルス計測部２１０は、誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６の遅延量ｄ_４〜ｄ_６を、ｄ_ｋ＝ｔ_ｋ−ｔ_０（ｋ＝４，５，６）として算出し、誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６の位相差ｐｈ_４〜ｐｈ_６を、ｐｈ_ｋ＝ｖ_ｋ／ｖ_０（ｋ＝４，５，６）として算出する。

次いで、補正フィルタ計数算出部２２０が補正フィルタ２３０の利得係数を算出し、補正フィルタ２３０の利得係数を設定する。第１の実施の形態と同様にして、利得係数を設定するＴＡＰ系列ｋ_４〜ｋ_６は、ｋ_ｍ＝ｄ_ｍ／ｓ（ｍ＝４，５，６、ｓはサンプリングレート）として特定される。さらに、第１の実施の形態と同様にして、ＴＡＰ系列ｋ_４〜ｋ_６の利得係数は、それぞれ−ｐｈ_４〜−ｐｈ_６に設定される。このように、第２の実施の形態においては、３つのＴＡＰに相当する誤差パルスＰ_４〜Ｐ_６が相殺される。

なお、第２の実施の形態において、Ｖ_ｔｈ＝０として、補正フィルタ２３０が備える全てのＴＡＰ系列に対応する所定の数の誤差パルスを相殺してもよい。この場合は、電力レベルが最大の誤差パルスを特定する必要はない。

（第３の実施の形態）
図９は、第３の実施の形態に係るパルスレーダ３００の構成図である。パルスレーダ３００は、送信部として、パルス生成部１１０と、送信ＲＦ部１２０と、送信アンテナ１３０と、を備える。パルスレーダ３００は、受信部として、受信アンテナ１４０と、受信ＲＦ部１５０と、補正フィルタ２３０’と、相関部１６０と、コヒレント加算部１７０と、信号処理部１８０と、誤差パルス計測部２１０と、補正フィルタ係数算出部２２０とを備える。

パルスレーダ３００を第１の実施の形態に係るパルスレーダ２００と比較すると、補正フィルタの接続位置が異なる。パルスレーダ２００の補正フィルタ２３０は、パルス生成部１１０および送信ＲＦ部１２０の間に接続されるのに対し、パルスレーダ３００の補正フィルタ２３０’は、受信ＲＦ部１２０および相関部１６０の間に接続される。

補正フィルタ２３０’は、補正フィルタ２３０と同一の機能を備える。第１の実施の形態が、周波数偏差による波形変化に対して、符号化済送信パルス信号を無線送信の前に補正するのに対し、第３の実施の形態は、受信パルス信号を無線受信の後に補正するものである。補正フィルタの位置が異なる点を除き、第３の実施の形態の処理内容は、第１の実施の形態の処理内容と同一である。また、第３の実施の形態においても、第２の実施の形態と同様、複数のＴＡＰに相当する複数の誤差パルスを相殺する構成も考えられる。

（第４の実施の形態）
第１の実施の形態においては、補正フィルタ２３０は、パルス生成部１１０と送信ＲＦ部１２０との間に接続され、第２の実施の形態においては、補正フィルタ２３０’は、受信ＲＦ部１２０と相関部１６０との間に接続される。これらを組み合わせて、例えば、パルス生成部１１０と送信ＲＦ部１２０との間に接続された補正フィルタ２３０と、受信ＲＦ部１２０と相関部１６０との間に接続された補正フィルタ２３０’との２つの補正フィルタを備える構成も考えられる。さらに一般化して、パルス生成部１１０および送信ＲＦ部１２０の間と、受信ＲＦ部１２０および相関部１６０の間とに少なくとも１つの補正フィルタを備える構成も考えられる。

この場合、遅延量ｄおよび位相差ｐｈを有する誤差パルスに対して、利得係数を設定するＴＡＰ系列ｋ＝ｄ／ｓ（ｓはサンプリングレート）が特定され、複数の補正フィルタのＴＡＰ系列ｋの利得係数は、それらの合計が−ｐｈとなるように設定される。また、第４の実施の形態においても、第２の実施の形態と同様、複数のＴＡＰに相当する複数の誤差パルスを相殺する構成も考えられる。

（第５の実施の形態）
図１０は、第５の実施の形態に係るパルスレーダ４００の構成図である。パルスレーダ４００は、送信部として、パルス生成部１１０と、送信ＲＦ部１２０と、送信アンテナ１３０と、を備える。パルスレーダ４００は、受信部として、受信アンテナ１４０と、受信ＲＦ部１５０と、相関部１６０’と、コヒレント加算部１７０と、信号処理部１８０と、誤差パルス計測部２１０と、補正フィルタ係数算出部２２０と、補正係数算出部２４０とを備える。パルスレーダ４００を第３の実施の形態に係るパルスレーダ３００と比較すると、パルスレーダ４００は、相関部１６０および補正フィルタ２３０’に代えて、相関部１６０’および相関係数算出部２４０を備える。

相関部１６０’は、ＦＩＲフィルタを用いて相関部１６０の機能を実現する限り、特にその構成に制限はない。第５の実施の形態においては、第３の実施の形態に係る補正フィルタ２３０’のＦＩＲフィルタが行う処理と相関部１６０が行う処理とを、相関部１６０’において単一のＦＩＲフィルタが行う。

相関係数算出部２４０は、補正フィルタ係数算出部２２０が算出した遅延量ｄおよび位相差ｐｈを有する誤差パルスに対して、符号化に用いられたパルス符号系列から当該パルス符号系列に遅延量ｄおよび位相差ｐｈを作用させたものを減じた修正パルス符号系列を算出する。相関部１６０’は、符号化に用いられたパルス符号系列に代えて、補正係数算出部２４０が算出した修正パルス符号系列と、入力パルス信号との相関をとって相関信号を生成する。

こうすると、相関部１６０とは別にＦＩＲフィルタを有する補正部を設ける必要がなくなり、ＦＩＲフィルタを有する補正部を別体として設ける構成と比較して、より簡易な構成が実現できる。

（第６の実施の形態）
第１の実施の形態から第５の実施の形態までは、少なくとも１つの補正フィルタの更新または相関係数の算出をそれぞれ１度ずつ行っている。これに代えて、少なくとも１つの補正フィルタの更新または相関係数の算出を、利得係数または相関係数が収束するまで繰り返すことで、誤差パルスの補正の精度を向上させる。

（その他の実施形態）
図５に示されたフローチャートにおいては、相関信号の生成を指定回数だけ繰り返してから、コヒレント加算部１７０が相関信号をコヒレント加算している。このフローチャートは一例に過ぎず、これに代えて、相関信号の生成およびコヒレント加算の双方をまとめて指定回数だけ繰り返す実施形態も考えられる。フローチャートに記載されたステップは必ずしも記載された順序で実行される必要がなく、ステップの順序を入れ替えた実施形態またはいくつかのステップを省略した実施形態も考えられる。

本発明に係るパルスレーダは、周波数偏差に起因するセンシング性能の劣化を回避するのに好適である。

１００ パルスレーダ
１１０ パルス生成部
１２０ 送信ＲＦ部
１３０ 送信アンテナ
１４０ 受信アンテナ
１５０ 受信ＲＦ部
１６０ 相関部
１６０’ 相関部
１７０ コヒレント加算部
１８０ 信号処理部
１９０ コーナーリフレクタ
２００ パルスレーダ
２１０ 誤差パルス計測部
２２０ 補正フィルタ係数算出部
２３０ 補正フィルタ
２３０’ 補正フィルタ
２４０ 補正係数算出部
３００ パルスレーダ
４００ パルスレーダ

Claims (9)

1. 送信パルス信号を生成するパルス生成部と、
   前記送信パルス信号を高周波信号に変換し、送信アンテナに出力する送信ＲＦ部と、
   受信アンテナが受信した高周波信号を入力し、受信パルス信号に変換する受信ＲＦ部と、
   前記受信パルス信号から主パルスおよび前記主パルス以降に存在する少なくとも１つの誤差パルスを検出する検出部と、
   前記パルス生成部および前記送信ＲＦ部の間または前記受信ＲＦ部および前記検出部の間に設けられ、前記送信パルス信号または前記受信パルス信号を補正する少なくとも１つの補正フィルタと、
   前記主パルスに対する前記少なくとも１つの誤差パルスの遅延量および位相差を算出し、算出した前記遅延量および前記位相差に基づき、前記少なくとも１つの補正フィルタを更新する補正フィルタ係数算出部と、
   を備えるパルスレーダ。
2. 前記少なくとも１つの補正フィルタは、前記パルス生成部および前記送信ＲＦ部の間に設けられ、前記送信パルス信号を補正する補正フィルタである、請求項１に記載のパルスレーダ。
3. 前記少なくとも１つの補正フィルタは、前記受信ＲＦ部および前記検出部の間に設けられ、前記受信パルス信号を補正する補正フィルタである、請求項１に記載のパルスレーダ。
4. 前記少なくとも１つの補正フィルタは、多段のＴＡＰを有するＦＩＲフィルタを備え、
   前記補正フィルタ係数算出部は、前記遅延量に対応するＴＡＰの利得係数を、前記位相差を１８０°回転した値に設定することにより、前記少なくとも１つの補正フィルタを更新する、
   請求項２または３に記載のパルスレーダ。
5. 前記主パルスは、パルスレーダの前に置かれた被測定物体までの距離に相当するタイミングで受信したパルスである、請求項１から４に記載のパルスレーダ。
6. 前記少なくとも１つの誤差パルスは、前記主パルス以降に現れるパルスのうち、最大の電力レベルを有するパルスである、請求項５に記載のパルスレーダ。
7. 前記少なくとも１つの誤差パルスは、前記主パルス以降に現れる所定の数のパルスである、請求項５に記載のパルスレーダ。
8. 前記少なくとも１つの誤差パルスは、前記主パルス以降に現れるパルスのうち、最大の電力レベルを有するパルスの近傍において、電力レベルが所定の閾値を超えているパルスである、請求項５に記載のパルスレーダ。
9. 所定の符号化系列を用いて符号化した送信パルス信号を生成するパルス生成部と、
   前記送信パルス信号を高周波信号に変換し、送信アンテナに出力する送信ＲＦ部と、
   受信アンテナが受信した高周波信号を入力し、受信パルス信号に変換する受信ＲＦ部と、
   前記受信パルス信号から主パルスおよび前記主パルス以降に存在する少なくとも１つの誤差パルスを検出する検出部と、
   前記主パルスに対する前記誤差パルスの遅延量および位相差を算出し、算出した前記遅延量、前記位相差に基づいて前記符号化系列を修正し、修正された符号化系列と前記受信パルス信号との相関をとって相関信号を出力する相関部と、
   を備えるパルスレーダ。

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