CN101129039A - Iq调制器预失真 - Google Patents

Abstract

IQ调制器预失真器包括用于根据要进行预失真的IQ向量的值，通过二维线性变换对每个IQ向量进行预失真的装置。该变换基于I分量和Q分量的多项式。在优选实施例中，该变换基于2×2维的查找表矩阵，该查找表矩阵的元素(T₁₁，T₁₂，T₂₁，T₂₂)是IQ向量的I分量和Q分量中所采样的多项式。

Description

IQ调制器预失真

技术领域

本发明涉及一种用于对非线性IQ调制器(I＝同相相位，Q＝正交相位)进行补偿和线性化的方法和设备。

背景技术

直接IQ无线电体系结构包括基带数据修改、数模转换(DAC)以及模拟IQ正交调制，以便最终把复数I+jQ信号带到射频(RF)。IQ调制器展现出DC分量、幅度误差以及相位误差。IQ调制器的两个分支(I和Q)都受到这种不平衡的影响。

为了在直接IQ无线电体系结构中获得更好的功率预算以用于数字预失真(以便补偿功率放大器的缺陷)，可以预见通过更高的输入功率来驱动模拟IQ调制器。结果，IQ调制器的混频器部分往往会在线性幅度和相位不平衡之上固有地变得非线性。

现今并不存在关于如何对IQ调制器进行线性化的具体解决方案。因为缺乏线性化器，因此导致由于IQ调制器的高功率使用而造成的附加的多余的信号互调。为了满足规范并且同时保持良好的功率效率预算，需要对非线性进行抵消。

发明内容

本发明的一个目的是一种用于补偿这些误差的IQ调制器预失真方法和预失真器。

另一个目的是一种包括这种IQ调制器预失真器的基站。

这些目的是根据所附权利要求书来实现的。

简而言之，本发明根据要进行预失真的IQ向量的值，通过二维线性变换对每个IQ向量进行预失真。因此，该变换对于不同的IQ向量是不同的，并且优选是基于所述IQ向量的I分量和Q分量的多项式。

附图说明

通过参考结合附图进行的下列描述，可以最好地理解本发明及其更多的目的和优点，在附图中：

图1是说明IQ调制器的原理的简单方框图；

图2是说明各种误差源的IQ调制器的模型；

图3是根据本发明的IQ调制器预失真器的实施例的方框图；

图4是包括根据本发明的IQ调制器预失真器的基站的实施例的方框图；以及

图5是说明根据本发明的IQ调制器预失真方法的实施例的流程图。

具体实施方式

下面的描述将仅仅集中于与解释本发明相关的元件。省略了本领域技术人员所公知的其他元件，比如滤波器、信号编码器、信道编码器等，以免使附图变得混乱。

图1是模拟IQ调制器的方框图。该IQ调制器包括本地振荡器10，其输出信号在混频器12中与将被变换到RF的信号的I分量相乘。来自本地振荡器10的输出信号还被转发给90°移相器14，并且随后被转发给第二混频器16，以便把输入信号的Q分量变换到RF。随后在加法器18中组合来自混频器12、16的经过变换的信号，以便形成所期望的RF信号。

由于两个本地振荡器信号被移相90°，因此这两个分量可以被看作是“正交的”。然而，如果在来自本地振荡器的混频信号的相位中存在误差并且还存在增益差异，那么I分支和Q分支就不再是正交的。这将导致分支之间的泄漏。

除了纯粹的正交性不平衡之外，每个分支还具有非线性效应。据信，这些非线性效应源自对来自本地振荡器的混频信号的相位调制。根据本发明，有可能提取该非线性特性。优选地，这通过对来自本地振荡器的混频信号执行级数展开来完成，以便对每个分支分别得出非线性的多项式表示。

图2是说明各种误差源的IQ调制器的模型。在该模型中，I分量被增益A放大、与DC偏置DCA组合并且乘以混频器信号cos(ω·t+Φ_A+k·I(t))，以便产生经过变换的或上变频的RF信号I_RF。以类似的方式来模拟Q分量的上变频。该模型在数学上可以被表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=(I\left(t\right)\·A+\mathrm{DCA})\·\cos (\mathrm{\ω}\·t+{\mathrm{\Φ}}_A+k\·I\left(t\right))\\ Q_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=(Q\left(t\right)\·B+\mathrm{DCB})\·\sin (\mathrm{\ω}\·t+{\mathrm{\Φ}}_B+c\·Q\left(t\right))\end{array}\right.---\left(1\right)$

随后组合该上变频信号以便形成RF信号：

y(t)＝I_RF(t)+Q_RF(t)    (2)

基本上，该IQ调制器被视为具有两个输入端口，每一个都具有其自身的非线性。由于存在两个单独的分支，因此有必要为此具有两个单独的非线性补偿器。在图2的视图中，每个本地振荡器信号都具有相位调制，这引起了I信号和Q信号上的频率互调。

根据本发明的非线性IQ补偿的优选构思基于k和c中(1)的正弦和余弦函数的多项式展开或者截断的级数展开。这通过这样的事实来证明是正确的，即所测量的互调被发现是约为50-60dBc。利用代数计算可以显示出(参见下面的附录)，例如对于I分支而言，非线性引起I信号的多项式展开，而且还引起从Q信号到I分支中的泄漏分量的多项式展开。因此，可以通过在预失真器中执行完全相同的展开来抵消非线性和泄漏，然后把DC(直流)分量添加到I分支上。随后仅仅保持对Q分支采取完全相同的操作，即以级数(多项式)来展开Q信号，然后添加此时来自I分支的泄漏。当然也可以把泄漏展开成级数的形式。所得到的基带补偿可以被表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_0+{\mathrm{\α}}_1\·I\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_2\·I{\left(t\right)}^2+{\mathrm{\α}}_3\·I{\left(t\right)}^3...+{\mathrm{\α}}_4\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_5\·Q{\left(t\right)}^2+{\mathrm{\α}}_6\·Q{\left(t\right)}^3...\\ Q^{\′}\left(t\right)={\mathrm{\β}}_0+{\mathrm{\β}}_1\·I\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_2\·I{\left(t\right)}^2+{\mathrm{\β}}_3\·I{\left(t\right)}^3...+{\mathrm{\β}}_4\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_5\·{Q\left(t\right)}^2+{\mathrm{\β}}_6\·Q{\left(t\right)}^3...\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中α₀、α₁、...和β₀、β₁、...是常数。通过提出因子I(t)和Q(t)，这可以被重写为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_0+I\left(t\right)\·({\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2\·I\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_3\·I{\left(t\right)}^2...)+Q\left(t\right)\·({\mathrm{\α}}_4+{\mathrm{\α}}_5\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_6\·Q{\left(t\right)}^2...)\\ Q^{\′}\left(t\right)={\mathrm{\β}}_0+I\left(t\right)\·({\mathrm{\β}}_1+{\mathrm{\β}}_2\·I\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_3\·I{\left(t\right)}^2...)+Q\left(t\right)\·({\mathrm{\β}}_4+{\mathrm{\β}}_5\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_6\·Q{\left(t\right)}^2...)\end{array}\right.----\left(4\right)$

进一步看来，(4)中的表示还可以被恢复为表格形式。括号内的所有内容都被视为单独是I(t)的函数或者单独是Q(t)的函数。因此，下面的公式表示对于非线性IQ补偿块或预失真器也是有效的：

$\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_0+I\left(t\right)\·T_{11}\left(I\left(t\right)\right)+Q\left(t\right)\·T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)={\mathrm{\β}}_0+I\left(t\right)\·T_{21}\left(I\left(t\right)\right)+Q\left(t\right)\·T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

表格T₁₁、T₁₂、T₂₁、T₂₂是在I和Q的可能数字值处采样的实值表，并且α₀、β₀是实值常数。等式(5)还可以以矩阵形式被重写为：

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]---\left(6\right)$

因此，本发明可以被视为根据IQ向量自身的值，通过二维线性变换对每个IQ向量进行预失真。

图3是根据本发明的IQ调制器预失真器的实施例的方框图。该实施例基于(5)中的查找表。把I分量乘以取决于I自身的来自表T₁₁的值。I分支还被交叉耦合到表T₂₁上的Q分支，其把I分量乘以取决于I的来自表T₂₁的值。通过表T₂₂和T₁₂以类似的方式对Q分量进行处理。在每个分支中，然后将重定标的分量添加到交叉耦合的分量上。最终，把DC偏置添加到相应的分支上，以便获得预失真的分量I’、Q’。

图4是包括根据本发明的IQ调制器预失真器的基站的实施例的方框图。根据本发明的IQ调制器预失真器20与DAC 22(数模转换器)相连。将模拟的预失真IQ向量转发给IQ调制器24，并且上变频的RF信号由功率放大器26进行放大以便由天线来发射。IQ调制器24的输出端还与混频器28相连，该混频器把RF信号下变频到IF(中频)。在ADC 30(模数转换器)中对IF信号进行数字化。对数字化后的IF信号进一步下变频，并由IQ解调器32变换为IQ信号。IQ解调器32与预失真器训练器34相连，以便确定实际的预失真。预失真的信号I’、Q’还被转发给训练器34。在例如根据以下所述的过程来确定预失真之后，训练器34把查找表转发给预失真器20。

常数α₀、α₁、...和β₀、β₁、...的计算以及由此表格和DC偏置的计算，可以通过迭代LMS(最小均方)求解的方法来进行，或者通过直接矩阵求逆以得出LMS的解来进行。通过以下的方程对后一种方法进行简要的描述，以便求解所谓的正规方程：

这里，M和Y中的每一行均表示I、Q、I’、Q’的不同采样。方程(7)可以以矩阵形式被写为：

M·(α+jβ)＝Y    (8)

其解为：

(α+jβ)＝[M^H·M]^-1·M^HY    (9)

其中M^H是M的赫米特共轭。

根据本发明的IQ调制器预失真器可以被实施为FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)。另一种可能性是使用微处理器或微/信号处理器组合以及相应的软件。查找表条目的实际计算可以以低更新速度的离线方式来完成。

图5是说明根据本发明的方法的实施例的流程图。步骤S1执行如上所述的查找表的训练。步骤S2执行实际的表查找以确定依赖于IQ信号的表值。步骤S3把这些值乘以I和Q。步骤S4把重定标的I和Q分量添加到它们相应的交叉耦合修正。最终，步骤S5添加DC偏置。步骤S6得到下一个I值和Q值，并将该过程返回到步骤S2。如果期望的话，步骤S1中的训练可以有规律地重复，或者在环境变化需要重新计算查找表的情况下重复。

根据本发明对非线性IQ调制器的补偿的优点在于，它抵消了IQ调制器所产生的互调产物。这意味着IQ调制器可以由更高的输入功率来驱动，因此它所支持的整个无线电单元(收发信机+功率放大器)还可以以更高的输出功率来操作。整个无线电单元的功率效率可以被保持在高的水平，而不会由于互调的增长而损害无线电频谱性能。

本领域技术人员将会理解，可以对本发明进行各种修改和改变而不脱离由所附权利要求书所限定的其范围。

附录

本附录列出了在如上所述推导非线性IQ调制器的多项式展开背后的基本数学算法。附录中的注释将被保持为短的，以便仅仅突出数学算法。

在I分支中，(1)的第一行的右侧可以以k的多项式(为了方便起见暂时将DCA设置为0)被展开为：

$(I\left(t\right)\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)-I{\left(t\right)}^2\·A\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k-\frac{1}{2}\·I{\left(t\right)}^3\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^2+\frac{1}{6}\·I{\left(t\right)}^A\·A\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^3+$

$+\frac{1}{24}\·I{\left(t\right)}^5\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^4-\frac{1}{120}\·I{\left(t\right)}^6\·A\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^5)\·\cos (\mathrm{\ω}\·t)+$

$(-I\left(t\right)\·A\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)-I{\left(t\right)}^2\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k+\frac{1}{2}\·I{\left(t\right)}^3\·A\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^2+\frac{1}{6}\·I{\left(t\right)}^4\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^3+)$

$-\frac{1}{24}\·I{\left(t\right)}^5\·A\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^4-\frac{1}{120}\·I{\left(t\right)}^6\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·k^5)\·\sin (\mathrm{\ω}\·t)+O\left(k^6\right)$

同样，在Q分支中，(1)的最后一行的右侧可以以c的多项式(为了方便起见暂时将DCB设置为0)被展开为：

$(Q\left(t\right)\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)+Q{\left(t\right)}^2\·B\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c-\frac{1}{2}\·Q{\left(t\right)}^3\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^2-\frac{1}{6}\·Q{\left(t\right)}^4\·B\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^3+$

$+\frac{1}{24}\·Q{\left(t\right)}^5\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^4+\frac{1}{120}\·Q{\left(t\right)}^6\·B\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^5)\·\cos (\mathrm{\ω}\·t)+$

$(Q\left(t\right)\·B\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)-Q{\left(t\right)}^2\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_A\right)\·c-\frac{1}{2}\·I{\left(t\right)}^3\·A\·\cos \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^2+\frac{1}{6}\·Q{\left(t\right)}^4\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^3+$

$+\frac{1}{24}\·Q{\left(t\right)}^5\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^4-\frac{1}{120}\·Q{\left(t\right)}^6\·B\·\sin \left({\mathrm{\Φ}}_B\right)\·c^5)\·\sin (\mathrm{\ω}\·t)+O\left(c^6\right)$

这些表达式可以被重新整理为I(t)和Q(t)的多项式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_1\·I\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_2\·I{\left(t\right)}^2+{\mathrm{\α}}_3\·I{\left(t\right)}^3...+{\mathrm{\α}}_4\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_5\·Q{\left(t\right)}^2+{\mathrm{\α}}_6\·Q{\left(t\right)}^3...\\ {\mathrm{\β}}_1\·I\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_2\·I{\left(t\right)}^2+{\mathrm{\β}}_3\·I{\left(t\right)}^3...+{\mathrm{\β}}_4\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_5\·Q\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_6\·Q{\left(t\right)}^2...\end{array}\right.$

重新插入DC偏置DCA、DCB，从而得到(3)。

Claims (15)

1.一种IQ调制器预失真方法，包括根据要进行预失真的IQ向量的值，通过二维线性变换对每个IQ向量进行预失真的步骤。

2.权利要求1所述的方法，其中所述变换基于所述IQ向量的I分量和Q分量的多项式。

3.权利要求2所述的方法，其中所述变换基于2×2维的查找表矩阵，该查找表矩阵的元素是所述IQ向量的I分量和Q分量中所采样的多项式。

4.权利要求3所述的方法，其中所述矩阵的对角元素之一和非对角元素之一取决于所述I分量，而其他对角元素和其他非对角元素取决于所述Q分量。

5.权利要求4所述的方法，其中所述变换由下面的方程来表示：

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]$

其中

$\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]$ 是要进行预失真的IQ向量，

$\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]$ 是所述矩阵，

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]$ 是偏置向量，

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]$ 是预失真向量，以及

t是表示时间的变量。

6.一种IQ调制器预失真器，包括用于根据要进行预失真的IQ向量的值，通过二维线性变换对每个IQ向量进行预失真的装置。

7.权利要求5所述的预失真器，其中所述变换基于所述IQ向量的I分量和Q分量的多项式。

8.权利要求7所述的预失真器，其中所述变换基于2×2维的查找表矩阵，该查找表矩阵的元素是所述IQ向量的I分量和Q分量中所采样的多项式。

9.权利要求8所述的预失真器，其中所述矩阵的对角元素之一和非对角元素之一取决于所述I分量，而其他对角元素和其他非对角元素取决于所述Q分量。

10.权利要求9所述的预失真器，其中所述变换由下面的方程来表示：

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]$

其中

$\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]$ 是要进行预失真的IQ向量，

$\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]$ 是所述矩阵，

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]$ 是偏置向量，

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]$ 是预失真向量，以及

t是表示时间的变量。

11.一种包括IQ调制器预失真器的基站，所述预失真器包括用于根据要进行预失真的IQ向量的值，通过二维线性变换对每个IQ向量进行预失真的装置。

12.权利要求11所述的基站，其中所述变换基于所述IQ向量的I分量和Q分量的多项式。

13.权利要求12所述的基站，其中所述变换基于2×2维的查找表矩阵，该查找表矩阵的元素是所述IQ向量的I分量和Q分量中所采样的多项式。

14.权利要求13所述的基站，其中所述矩阵的对角元素之一和非对角元素之一取决于所述I分量，而其他对角元素和其他非对角元素取决于所述Q分量。

15.权利要求14所述的基站，其中所述变换由下面的方程来表示：

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]$

其中

$\left[\begin{array}{c}I\left(t\right)\\ Q\left(t\right)\end{array}\right]$ 是要进行预失真的IQ向量，

$\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}\left(I\left(t\right)\right)& T_{12}\left(Q\left(t\right)\right)\\ T_{21}\left(I\left(t\right)\right)& T_{22}\left(Q\left(t\right)\right)\end{array}\right]$ 是所述矩阵，

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_0\\ {\mathrm{\β}}_0\end{array}\right]$ 是偏置向量，

$\left[\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right]$ 是预失真向量，以及

t是表示时间的变量。

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