CN101129040B - Iq调制器预失真器、组合的功率放大器和iq调制器预失真器、和基站 - Google Patents

Abstract

一种IQ调制器预失真器包括迭代更新的数字滤波器(gQ₀，gQ₁)，以用于对IQ信号的其中一个分支进行滤波，以便补偿由IQ调制器产生的幅度误差。迭代更新的数字滤波器(cQI₀，cQI₁)从其中一个分支交叉连接到另一个分支，其对IQ信号的其中一个分量进行滤波，从而补偿所述分支之间的由IQ调制器产生的互调。迭代更新的补偿器(dcI，dcQ)抵消由IQ调制器产生的偏移量误差。

Description

IQ调制器预失真器、组合的功率放大器和IQ调制器预失真器、和基站

技术领域

本发明一般而言涉及一种用于对非线性IQ调制器(I＝同相相位，Q＝正交相位)进行补偿和线性化的设备。

背景技术

直接IQ无线电体系结构包括基带数据修改、数模转换(DAC)以及模拟IQ正交调制，以便最终把复数I+jQ信号带到射频(RF)。所述IQ调制器展现出DC分量、幅度误差以及相位误差。所述IQ调制器的两个分支(I和Q)都受到这种不平衡的影响。

为了在所述直接IQ无线电体系结构中获得更好的功率预算以用于数字预失真(以便补偿功率放大器的缺陷)，可以预见通过更高的输入功率来驱动所述模拟IQ调制器。结果，所述IQ调制器的混频器部分往往会在线性幅度和相位不平衡之上固有地变得非线性。

现今并不存在关于如何对IQ调制器进行线性化的具体解决方案。因为缺乏线性化器，因此导致由于所述IQ调制器的高功率使用而造成的附加的多余的信号互调。为了满足规范并且同时保持良好的功率效率预算，需要抵消所述非线性。

发明内容

本发明的一个目的是一种用于补偿所述误差的IQ调制器预失真器。

另一个目的是一种包括这种IQ调制器预失真器的基站。

这些目的是根据所附权利要求书来实现的。

简而言之，本发明通过使用单独的迭代更新的数字滤波器来补偿幅度误差和互调误差以及使用迭代更新的偏移量补偿器，从而解决了所述问题。

附图说明

通过参考结合附图进行的下列描述，可以最好地理解本发明及其更多的目的和优点，其中：

图1是说明IQ调制器的原理的简单方框图；

图2是说明各种误差源的IQ调制器的模型；

图3是根据本发明的IQ调制器预失真器的第一实施例的方框图；

图4是根据本发明的包括IQ调制器预失真器的基站的第一实施例的方框图；

图5是适用于根据本发明的基站的第二实施例的功率放大器预失真器的一个实施例的方框图；

图6是根据本发明的包括IQ调制器预失真器的基站的第二实施例的方框图；

图7是根据本发明的IQ调制器预失真器的第二实施例的方框图；以及

图8是根据本发明的IQ调制器预失真器的第三实施例的方框图。

具体实施方式

下面的描述将仅仅集中于与解释本发明相关的元件。省略了本领域技术人员所公知的其他元件(比如滤波器、信号编码器、信道编码器等等)，以免使附图变得混乱。

图1是模拟IQ调制器的方框图。该IQ调制器包括本地振荡器10，其输出信号在混频器12中与将被变换到RF的信号的I分量相乘。来自本地振荡器10的该输出信号还被转发到90°移相器14，并且随后被转发到第二混频器16，以便把所述输入信号的Q分量变换到RF。随后在加法器18中组合来自混频器12、16的经过变换的信号，以便形成所期望的RF信号。

由于所述两个本地振荡器信号被移相90°，因此这两个分量可以被看作是“正交的”。然而，如果在来自所述本地振荡器的混频信号的相位中存在误差并且还存在增益差异，则所述I分支和Q分支就不再是正交的。这将导致所述分支之间的泄漏。

除了纯粹的正交性不平衡之外，每个分支还具有非线性效应。据信，这些非线性效应源自对于来自所述本地振荡器的混频信号的相位调制。

图2是说明各种可能的误差源的IQ调制器的简单示例模型。在该模型中，I分量被增益A放大、与DC偏置DCA组合并且与混频器信号cos(ω·t+Φ_A+k·I(t))相乘，以便产生所述经过变换或上变频的RF信号I_RF。以类似的方式来模拟Q分量的上变频。所述模型在数学上可以被表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=(I\left(t\right)\·A+\mathrm{DCA})\·\cos (\mathrm{\ω}\·t+{\mathrm{\Φ}}_A+k\·I\left(t\right))\\ Q_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=(Q\left(t\right)\·B+\mathrm{DCB})\·\sin (\mathrm{\ω}\·t+{\mathrm{\Φ}}_B+c\·Q\left(t\right))\end{array}\right.---\left(1\right)$

随后组合所述经过上变频的信号，以便形成所述RF信号：

y(t)＝I_RF(t)+Q_RF(t)             (2)

基本上，所述IQ调制器被视为具有两个输入端口，所述两个输入端口各具有其自身的非线性。由于存在两个单独的分支，因此有必要为此具有两个单独的非线性补偿器。在图2的视图中，所述本地振荡器信号各具有相位调制，所述相位调制引起了所述I信号和Q信号(包括所述k和c因子的相位偏移量)上的频率互调。

正如以下将示出的，可以通过利用迭代更新的滤波器结构在基带处对所述IQ信号进行数字预失真来抵消所述IQ调制器误差，在所述迭代更新的滤波器结构中，所述滤波器抽头取决于所述I分量和Q分量的值。这些滤波器结构例如可以根据LMS算法(最小均方)被如下更新：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{gI}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{gI}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{gI}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|x_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Re}\right\{x_k\}-\mathrm{Re}\{y_k\left\}\right)\\ {\mathrm{gQ}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{gQ}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{gQ}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|x_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}\right.q=0,...,M---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{cIQ}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{cIQ}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{cIQ}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|x_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Re}\right\{x_k\}-\mathrm{Re}\{y_k\left\}\right)\\ {\mathrm{cQI}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{cQI}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{cQI}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|x_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}\right.q=0,...,K---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{dc}{I}_{i+1}={\mathrm{dcI}}_i+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{dc}}\·\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{Re}\right\{x_k\}-\mathrm{Re}\{y_k\left\}\right)\\ {\mathrm{dcQ}}_{i+1}={\mathrm{dcQ}}_i+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{dc}}\·\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

这里，等式(3)表示用于对所述I分量和Q分量进行滤波的滤波器抽头gI_q、gQ_q，其用来补偿由所述IQ调制器产生的幅度误差而不管所述互调误差。所述互调由等式(4)中的滤波器抽头cIQ_q、cQI_q处理，并且偏移量误差由等式(5)中的dcI、dcQ处理。

在等式(3)-(5)中，x_k和y_k分别表示所述IQ调制器预失真器输入信号(参考信号)和经过下变频的IQ调制器输出信号。在图4中将进一步示出这些信号。注意，这些信号被视为是复数的，即它们具有实部和虚部(对应于所述I分量和Q分量)。还假设所述x_k和y_k是时间同步的并且是相位锁定的。

此外，在等式(3)-(5)中：

q是表示延迟d(q)的索引(index)；

各个μ是环路常数；

b标识滤波器抽头元(tap bin)；

i是迭代索引；

N是在一个采样批次内的参考信号x的输入采样的数目，所述输入采样的幅度落在围绕所述抽头元b的中心幅度的窗口M_b内；

M、K表示滤波器抽头的数目+1。

在等式(3)-(4)中，使用了不同数目(分别是M+1和K+1)的滤波器抽头。然而，对于gI_q、gQ_q和cIQ_q、cQI_q使用相同数目的滤波器抽头也是可行的。此外，还有可能对于这两种情况具有不同的窗口M_b。可以通过令每一个(或者至少一些)所述环路常数独立于所述抽头元b而获得一种简化。此外，在其中b覆盖I和Q的整个范围的极端情况下，所述滤波器抽头将独立于所述输入信号的当前值(例如gI_q(b)将不取决于b)。如索引q所表明的那样，所述延迟d(q)取决于q。在最简单的实施例中，d(q)被简单地设置为q。其他实施例可以使用q的倍数。

图3是基于等式(3)-(5)的根据本发明的IQ调制器预失真器的第一实施例的方框图。在该实施例中仅有2个滤波器抽头(M＝1)，以免使附图变得混乱。然而，应当认识到，在实际的实施例中有更多的滤波器抽头是可行的。所述I分量与滤波器抽头gI₀相乘，其值取决于所述I分量本身的值。所述I分量还被转发到延迟元件D，并且延迟后的信号与滤波器抽头gI₁相乘，其值取决于所述延迟后的I分量本身的值。随后把所述相乘后的信号相加。以类似的方式通过滤波器抽头gIQ₀、gIQ₁来处理所述I分量。然而，所得到的信号不被保持在所述I分支内。代之以，该信号被交叉耦合到所述Q分支，在所述Q分量被滤波器抽头gQ₀、gQ_I滤波之后，该信号在所述Q分支处被加到该Q分量上。类似地，来自所述Q分支的经过交叉耦合的信号被加到滤波后的I分量上。最后，所述偏移量dcI、dcQ被分别加到所述I分支和Q分支上。

图4是根据本发明的包括IQ调制器预失真器的基站的第一实施例的方框图。IQ调制器预失真器20被连接到DAC 22(数模转换器)。所述模拟的经过预失真的IQ向量被转发到IQ调制器24，并且通过功率放大器26来放大经过上变频的RF信号，以便通过天线传输。IQ调制器24的输出端还被连接到混频器28，其把所述RF信号下变频到IF(中频)。在ADC 30(模数转换器)中对所述IF信号进行数字化。通过数字IQ解调器32对所述经过数字化的IF信号进行进一步的下变频，并且将其变换成IQ信号。IQ解调器32被连接到预失真器训练器34，以便确定实际的预失真。在图4中已经表明了到训练器34的所述复数输入信号x_k和y_k。在例如根据由等式(3)-(5)描述的过程确定了所述预失真之后，训练器34把所述滤波器抽头转发到预失真器20。可以在每个采样周期或者以更大的时间间隔来更新所述滤波器抽头。已经通过图3中的抽头上的未连接的箭头表明了对所述滤波器抽头的更新。

在图4中，注意到存在功率放大器26。由于功率放大器也是非理想的组件，因此希望通过包括功率放大器预失真器来补偿由所述放大器产生的误差。为了该目的可以使用任何合适的功率放大器预失真器。然而，这种预失真器还可以基于迭代方法，比如LMS算法。例如，它可以使用基于以下等式的复数滤波器抽头：

$T_{q,i+1}\left(b\right)=T_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_q\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|x_{k-q}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(x_k-y_k)\·{x_{k-q}}^{*}q=0,...,L---\left(6\right)$

其中，“^*”表示复数共轭。

尽管L被用于表示滤波器抽头的数目(所述数目是L+1)，但是应当认识到，所述抽头的数目可以与等式(3)-(4)的其中之一相同(或者如果M＝K的话与这两个等式都相同)。此外，所述窗口M_b不需要与所述IQ调制器预失真器相同。可以通过令每一个(或者至少一些)所述环路常数独立于所述抽头元b而获得一种简化。

图5是适用于根据本发明的基站的第二实施例的功率放大器预失真器的一个实施例的方框图。该功率放大器预失真器基于例如根据等式(6)所确定的滤波器抽头。在该例子中，所述滤波器包括3个滤波器抽头。复数输入信号x＝I+JQ与第一滤波器抽头T₀相乘，其值由所述输入信号的幅度|x|确定。该输入信号x及其幅度|x|被延迟，并且该延迟后的信号与滤波器抽头T₁相乘，其值由所述延迟后的幅度确定。在另一个延迟之后通过T₁执行另一次乘法。此后，把所述相乘后的信号彼此相加，以便形成信号z，该信号被预失真以便抵消由功率放大器产生的误差。已经通过图5中的抽头上的未连接的箭头表明了对所述滤波器抽头的更新。

图6是根据本发明的包括IQ调制器预失真器的基站的第二实施例的方框图。该实施例把IQ调制器预失真器20与功率放大器预失真器34集成在相同的控制环路中。功率放大器预失真器例如可以按照图5中那样实现。注意，在这种情况下，被下变频到训练器34的RF信号是从功率放大器输出端取得的，而不是从IQ调制器输出端取得的。此外，训练器34现在同时更新所述两个预失真器。

在一个实施例中，训练器34可以根据等式(3)-(6)更新各个滤波器抽头。然而，已经发现，如果如下略微修改等式(3)-(4)，则图6中的集成控制环路可以更好地工作：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{gI}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{gI}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{gI}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Re}\right\{x_k\}-\mathrm{Re}\{y_k\left\}\right)\\ {\mathrm{gQ}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{gQ}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{gQ}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}\right.q=0,...,M---\left(7\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{cIQ}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{cIQ}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{cIQ}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Re}\right\{x_k\}-\mathrm{Re}\{y_k\left\}\right)\\ {\mathrm{cQI}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{cQI}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{cQI}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}\right.q=0,...,M---\left(8\right)$

其不同之处在于，来自功率放大器预失真器36的输出信号z(而不是输入信号x)被用来确定一个采样是否被包括在间隔M_b内。然而，在实际的相加中仍然使用输入信号x。这种修改的一个原因是它能够比原始的等式(3)-(4)更好地处理IQ调制器非线性。在图6中通过到训练器34的虚线示出了这种可能的修改。

为了防止过补偿以及算法之间的竞争，可以把其中一个增益参数(gI或gQ)以及其中一个交叉耦合参数(cIQ或cQI)设置为常数。这在功率放大器预失真器与IQ调制器预失真器之间划分了责任。所述IQ补偿变为从属的，并且仅仅补偿I信号与Q信号之间的差异的误差。所述功率放大器预失真器将对于增益、相位和线性化补偿具有主要责任。

图7是基于先前段落中的说明的根据本发明的IQ调制器预失真器的第二实施例的方框图。代替图3的实施例，该简化实施例可以被用于图6中的基站。对于图7中的IQ调制器预失真器，等式(3)-(4)被简化成：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{gI}}_{q,i}\left(b\right)=1\\ {\mathrm{gQ}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{gQ}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{gQ}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}{\{x}_{k-d\left(q\right)}\}\·\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}q=0,...,M\right.---\left(9\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{cIQ}}_{q,i}\left(b\right)=0\\ {\mathrm{cQI}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{cQI}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{cQI}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\·\left(\mathrm{Im}\right\{x_k\}-\mathrm{Im}\{y_k\left\}\right)\end{array}\right.q=0,...,M---\left(10\right)$

然而，应当注意，由于在IQ信号的I分量与Q分量之间没有明显差异，因此I和Q的角色在图7和等式(9)-(10)中可以颠倒。

图8是根据本发明的IQ调制器预失真器的第三实施例的方框图。该实施例与图7的实施例的不同之处在于，其具有从I分支到Q分支而不是从Q分支到I分支的交叉连接的数字滤波器。在该实施例中，等式(10)被下式取代：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{cIQ}}_{q,i+1}\left(b\right)={\mathrm{cIQ}}_{q,i}\left(b\right)+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{cIQ}}\left(b\right)\·\frac{1}{N}\underset{\left|z_{k-d\left(q\right)}\right|\∈M_b}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left\{x_{k-d\left(q\right)}\right\}\left(\mathrm{Re}\right\{x_k\}-\mathrm{Re}\{y_k\left\}\right)\\ {\mathrm{cQI}}_{q,i}\left(b\right)=0\end{array}\right.q=0,...,M---\left(11\right)$

根据本发明的IQ调制器预失真器可以被实施为FPGA(现场可编程门阵列)或者ASIC(专用集成电路)。另一种可能性是使用微处理器或微处理器/信号处理器组合以及相应的软件。

还可以利用正、负延迟使得所述滤波器成为对称的。

上面描述的本发明具有几个优点：

-不需要模拟所述系统。

-必要的计算很简单。

-实现起来有成本效率。

-IQ调制器误差补偿对于大带宽信号是可能的。

本领域技术人员将会理解，在不背离由所附权利要求书所限定的本发明范围的情况下，可以对本发明做出各种修改和改变。

Claims (12)

1.一种IQ调制器预失真器，包括：

迭代更新的数字滤波器gQ₀，gQ₁，用于对IQ信号的分支中的一个分支进行滤波，以便补偿由IQ调制器产生的幅度误差；

迭代更新的数字滤波器cQI₀，cQI₁，被从所述分支中的一个分支交叉连接到所述分支中的另一个分支，以用于对IQ信号的分量中的一个分量进行滤波，从而补偿所述分支之间的由IQ调制器产生的互调；以及

迭代更新的偏移量补偿器dcI，dcQ，用来补偿由IQ调制器产生的偏移量误差。

2.如权利要求1所述的预失真器，包括两个迭代更新的数字滤波器，用于对所述IQ信号的每个分支进行滤波，以便补偿每个分支内的由IQ调制器产生的幅度误差。

3.如权利要求1所述的预失真器，包括两个迭代更新的数字滤波器，被从相应的分支交叉连接到另一个分支，以用于对IQ信号的两个分量进行滤波，从而补偿所述分支之间的由IQ调制器产生的互调。

4.如权利要求1或2所述的预失真器，其中，每一个滤波器抽头被实现为查找表，其滤波器抽头值取决于它所乘的信号的值。

5.一种组合的功率放大器和IQ调制器预失真器，包括连接到根据权利要求1所述的IQ调制器预失真器的功率放大器预失真器。

6.如权利要求5所述的组合的功率放大器和IQ调制器预失真器，其中，所述功率放大器预失真器包括迭代更新的复数滤波器T_q，其滤波器抽头被实现为查找表，从而每一个滤波器抽头值取决于它所乘的信号的幅度。

7.一种包括IQ调制器预失真器的基站，所述IQ调制器预失真器包括：

迭代更新的数字滤波器gQ₀，gQ₁，用于对IQ信号的分支中的一个分支进行滤波，以便补偿由IQ调制器产生的幅度误差；

迭代更新的数字滤波器cQI₀，cQI₁，被从所述分支中的一个分支交叉连接到所述分支中的另一个分支，以用于对IQ信号的分量中的一个分量进行滤波，从而补偿所述分支之间的由IQ调制器产生的互调；以及

迭代更新的偏移量补偿器dcI，dcQ，用来补偿由IQ调制器产生的偏移量误差。

8.如权利要求7所述的基站，包括两个迭代更新的数字滤波器，用于对所述IQ信号的每个分支进行滤波，以便补偿每个分支内的由IQ调制器产生的幅度误差。

9.如权利要求7所述的基站，包括两个迭代更新的数字滤波器，被从相应的分支交叉连接到另一个分支，以用于对IQ信号的两个分量进行滤波，从而补偿所述分支之间的由IQ调制器产生的互调。

10.如权利要求7或8所述的基站，其中，每一个滤波器抽头被实现为查找表，其滤波器抽头值取决于它所乘的信号的值。

11.一种包括组合的功率放大器和IQ调制器预失真器的基站，所述组合的功率放大器和IQ调制器预失真器包括连接到根据权利要求1所述的IQ调制器预失真器的功率放大器预失真器。

12.如权利要求11所述的基站，其中，所述功率放大器预失真器包括迭代更新的复数滤波器T_q，其滤波器抽头被实现为查找表，从而每一个滤波器抽头值取决于它所乘的信号的幅度。

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