CN101090381A - 用于多路径正交递归预失真的系统、方法以及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于多路径正交递归预失真的系统和方法。该系统和方法可包括：生成第一正交信号和第二正交信号，其中，第一正交信号和第二正交信号是输入信号的正交分量；以及在第一预失真模块处处理第一正交信号和第一误差校正信号，以生成第一预失真信号。该系统和方法还可包括：在第二预失真模块处处理第二正交信号和第二误差校正信号，以生成第二预失真信号；以及将生成的第一和第二预失真信号提供给非线性装置，其中，非线性装置基于第一和第二预失真信号生成输出，以及基于对该输出以及第一预失真信号的分析来确定第一误差校正信号，并且基于对该输出以及第二预失真信号的分析来确定第二误差校正信号。

Description

用于多路径正交递归预失真的系统、方法以及装置

相关申请

本申请要求于2006年6月4日提交的题为“用于线性极化发射器的系统、方法和设备”的第60/803,871号美国临时申请的优先权，其内容全部结合于此作为参考。

技术领域

本发明通常涉及线性极化发射器，更具体地，涉及应用预失真来增强非线性装置性能的系统、方法、以及装置。

背景技术

基于非线性装置输出的频谱，偶次失真信号远离基波信号(fundamental signal)，使得它们很容易被过滤掉。另一方面，奇次失真信号很接近基波信号，使得很难将它们过滤掉。预失真(PD)线性化被证明是一种有效降低非线性装置(例如，功率放大器、混频器、倍频器、光发射器等)中互调失真的技术。预失真仅仅涉及失真特性的产生，该失真特性正好补偿了非线性装置的失真特性，并且将这两个失真特性级联(cascade)以确保得到的系统几乎不具有输入-输出失真。

-和图1B示出了作为无线电信号发射器中典型非线性装置的PA的两种传统的预失真线性化方法。更具体地，图1A示出了前向引用预失真，而图1B示出了递归引用预失真。

图1A中所示的前向引用预失真方法通常通过将输入x(t)和输出y(t)进行比较来提取PA非线性特性，从而应用费时的迭代法使误差最小化来得到预反函数(pre-inverse function)F{·}。这是通过数字信号处理(DSP)操作连同查找表一起来完成的。由于PA中的记忆效应现象，所以图1A中的预失真方法很复杂。该记忆效应被认为严重阻碍了预失真线性化。该记忆效应造成响应于过去的输入的非线性装置的非线性传输特性滞后。尽管是确定性的，但预失真系统的净效应还是明显使得其响应具有不确定性，从而将一些误差引入使非线性预失真所用的模型中。

另一方面，图1B中所示的递归引用预失真方法通过应用z(t)作为比较基准来代替x(t)，从而获得非线性。由此，通过复增益函数G{·}的倒数得出最佳预失真函数F{·}。实现倒数增益函数(reciprocal gain function)是简单的并且可以在模拟域中完成，从而实时地本质上补偿记忆效应。

如图2所示，图1A和图1B的两种预失真方法是基于同一信号路径的级联预失真(cascade predistortion)。在这种情况下，由于每个正交信号的预失真是以混合的形式进行的，所以本质上很难避免正交信号预失真器(OPD)之间的交叉干扰，并且很难区分纯正交信号以及很难处理同一路径的预失真。

由此，产业上需要一种用于避免与传统预失真相关的交叉干扰问题的确定性预失真线性化。

发明内容

本发明的实施例可提供一种多路径正交递归预失真系统，例如，模拟线性极化发射器。该发射器可在低功率模式下运行并且通过将低频偶次失真分量(即，线性增益的偏移)反馈来实现更大的带宽。此外，根据本发明的实施例，不是将失真分量作为反馈添加至输入信号，而是以乘法的方式将失真分量用于使输入信号预失真。例如，低频偶次失真分量在乘以基波信号时，可以生成偶次带内失真项。由此，相比于传统的加法极性环系统，该结构本质上更加稳定。

根据本发明的实施例，提供了一种用于提供多路径正交递归预失真的方法。该方法可包括生成第一正交信号以及第二正交信号，其中，第一正交信号和第二正交信号是输入信号的正交分量。该方法还可包括：在第一预失真模块处处理第一正交信号以及第一误差校正信号，以生成第一预失真信号；以及在第二预失真模块处处理第二正交信号以及第二误差校正信号，以生成第二预失真信号。该方法还包括将生成的第一和第二预失真信号提供给非线性装置，其中，非线性装置基于第一和第二预失真信号生成输出，并且基于对该输出以及第一预失真信号的分析来确定第一误差校正信号，基于对该输出以及第二预失真信号的分析来确定第二误差校正信号。

根据本发明的另一实施例，提供了一种多路径正交递归预失真系统。该系统可包括第一正交信号和第二正交信号，其中，第一正交信号和第二正交信号是输入信号的正交分量。该系统还可包括第一预失真模块，用于处理第一正交信号和第一误差校正信号，以生成第一预失真信号；第二预失真模块，用于处理第二正交信号和第二误差校正信号，以生成第二预失真信号；以及非线性装置，用于接收第一和第二预失真信号并且基于第一和第二预失真信号生成输出，其中，基于对该输出以及第一预失真信号的分析来确定第一误差校正信号，并且基于对该输出以及第二预失真信号的分析来确定第二误差校正信号。

根据本发明的另一实施例，提供了一种多路径正交递归预失真系统。该系统可包括第一正交信号以及第二正交信号，其中，第一正交信号和第二正交信号是输入信号的正交分量；第一误差校正信号生成装置，用于生成第一误差校正信号，以使第一正交信号预失真；以及第一正交信号预失真装置，用于根据第一误差校正信号使第一正交信号预失真。该系统还可包括第二误差校正信号生成装置，用于生成第二误差校正信号，以使第二正交信号预失真；以及第二正交信号预失真装置，用于基于第二误差校正信号使第二正交信号预失真。该系统还可包括非线性装置，用于接收第一和第二预失真信号并且基于第一和第二预失真信号生成输出，其中，基于对该输出和第一预失真信号的分析来生成第一误差校正信号，并且基于对该输出和第二预失真信号的分析来生成第二误差校正信号。

附图说明

上面已经利用一般性术语描述了本发明，现在将参照附图对其进行描述，这些附图不需要按比例绘制，其中：

图1A和图1B分别示出了前向引用预失真和递归引用预失真的传统预失真结构。

图2示出了级联预失真系统。

图3提供了根据本发明的实施例的多路径正交递归预失真系统。

图4A和图4B示出了根据本发明的实施例的极化发射器系统的功能框图。

图5示出了根据本发明的实施例的振幅误差校正环。

图6示出了根据本发明的实施例的相位误差校正环。

图7示出了根据本发明的实施例的调幅方案。

图8示出了根据本发明的实施例的调相方案。

图9A和图9B分别示出了根据本发明的实施例的未经过预失真和经过预失真的仿真功率放大器(PA)特性。

图10A和图10B分别示出了根据本发明的实施例的未经过预失真(EVMrms：15.6％，EVMpeak：24.4％)和经过预失真(EVMrms：3.4％，EVMpeak：4.9％)的EDGE信号的仿真星座结果。

图11示出根据本发明的实施例的EDGE信号的仿真波谱结果(Pout_PDoff＝21dBm and Pout_PDon＝26dBm)。

图12示出根据本发明的实施例的示例性极化发射器结构验证的示例性平台。

具体实施方式

下文中，将参照附图更加全面地描述本发明，其中，示出了本发明的一些但不是所有的实施例。实际上，这些发明可包括不同的形式，并不局限于这里所述的实施例；相反，提供的这些实施例只是使得本申请更满足法律要求。通篇中，相同的参考标号表示相同的元件。

根据本发明的实施例，图3示出多路径正交递归预失真系统300。在图3中，系统300可维持确定性的预失真线性化，还可通过在不同路径上进行正交信号的递归引用预失真来避免交叉干扰问题。如上所述，系统300包括每个正交输入信号x_k(t)，k＝1，2，...，n的不同预失真路径，该正交输入信号可包括模拟输入信号的正交分量。每个预失真路径都可生成被提供给非线性装置302的预失真输入信号z_k(t)，k＝1，2，...，n。根据本发明的实施例，该非线性装置302可包括但并不限于功率放大器、混频器、倍频器、光发射器等。基于接收到的预失真输入信号z_k(t)，k＝1，2，...，n，非线性输入装置302可生成被递归反馈至每个预失真路径的输出信号y(t)。

下面，将更加详细地描述正交输入信号的预失真路径。根据本发明的实施例，根据利用正交信号的极矢量还是利用正交信号的笛卡儿矢量，预失真路径的类型可发生变化。对于极矢量，可存在与输入信号的振幅分量相关的至少一个第一预失真路径以及与输入信号的相位分量相关的至少一个第二预失真路径。对于笛卡儿矢量，可存在与输入信号的同相(I-)分量相关的至少一个第一预失真路径以及与输入信号的正交相位(Q-)相关的至少一个第二预失真路径。

每个预失真路径都可包括相应的正交预失真器OPD以及相应的正交误差检测器OED。在不背离本发明的实施例的情况下，可应用多种预失真路径。例如，正交预失真器OPD1 312以及正交误差检测器OED1 304可用于使正交输入信号x₁(t)预失真。同样地，正交预失真器OPD2 314以及正交误差检测器OED2 306可用于使正交输入信号x₂(t)预失真。类似地，正交预失真器OPDk 316以及正交误差检测器OEDk 308可用于使正交输入信号x_k(t)预失真。最后，正交预失真器OPDn 318以及正交误差检测器OEDn 310可用于使正交输入信号x_n(t)预失真。

根据本发明的实施例，正交误差检测器OEDk，k＝1，2，...，n可将从非线性装置302接收到的相应的输出信号y_k(t)，k＝1，2，...，n与从正交预失真器OPDk，k＝1，2，...，n接收到的相应的失真输入信号z_k(t)，k＝1，2，...，n进行比较。基于该比较，正交误差检测器OEDk，k＝1，2，...，n可生成相应的正交误差信号e_k(t)，k＝1，2，...，n。例如，关于第k条路径，通过将正交预失真器OPDk 316的输出z_k(t)与非线性装置302的输出y_k(t)进行比较，正交误差检测器OEDk 308可获得正交误差信号e_k(t)。随后，可将正交误差信号e_k(t)，k＝1，2，...，n提供给相应的正交预失真器OPDk，k＝1，2，...，n，该正交预失真器在生成相应的失真输入信号z_k(t)，k＝1，2，...，n中确定相应正交输入信号x_k(t)，k＝1，2，...，n应失真的程度。随后，将失真输入信号z_k(t)，k＝1，2，...，n提供给非线性装置302。由于，图3中的系统300使用每个正交信号x_k(t)，k＝1，2，...，n的不同路径，所以可以很容易地过滤掉其它信号并且提高非线性装置的总性能，例如，线性、效率等。

根据本发明的实施例，相对于图3描述的模拟正交递归预失真线性化方法可类似地用于线性极化发射器。例如，本发明的实施例提供了使用用于振幅和相位的两个不同路径的基于极化调制技术的线性极化发射器。该极化调制技术可通过动态调节功率放大器的偏压电平(bias level)来增强电池寿命。此外，模拟正交递归预失真可提供射频(RF)功率放大器(PA)中振幅和相位误差的基本瞬时校正，从而增强PA的线性输出能力和效率。此外，本发明的实施例可利用偶次失真分量以乘法的方式使输入信号预失真，允许对可在校正环带宽内产生的任何失真(包括包络记忆效应(envelopememory effect))进行校正。

图4A示出了根据本发明的实施例的示例性极化发射器系统400的简化功能框图。如图4A所示，极化发射器系统400可包括基带调制&控制模块402、数字-模拟转换器(DAC)404a和404b、调相模块406、振幅预失真模块418、相位预失真模块420、放大器功率控制(APC)模块410、功率放大器模块412、调幅误差检测模块414、以及调相误差检测模块416。在极化发射器系统400的运行期间，基带调制&控制模块402可生成两个正交输入信号，一个表示输入信号的振幅，一个表示输入信号的相位，这两个信号被分别提供给数字-模拟转换器(DAC)404a和404b。根据本发明的实施例，可使两个基带数字输入信号同步。应该理解，尽管两个正交输入信号分别与振幅和相位有关，但是本发明的其它实施例可利用笛卡儿(Cartesian)系统的I-分量和Q-分量。此外，在不背离本发明的实施例的情况下，也可应用其它正交输入信号。

位于DAC 404a输出的模拟振幅信号x_A(t)可作为输入振幅信号被提供给振幅预失真模块418。同样地，位于DAC 404b输出的模拟相位信号x_P(t)可被提供给调相模块406，以将基带信号的模拟调相信号x_P(t)向上转换为RF信号rx_P(t)。随后，可将得到的输入振幅信号rx_P(t)提供给相位预失真模块420。

下面，将相对于图4B来描述振幅预失真模块418和相位预失真模块420，图4B示出了图4A的极化发射器系统400更加详细的功能框图。如上所述，振幅预失真模块418可以为乘法器并且相位预失真模块420可以为相位加法器。根据本发明的实施例，用于振幅预失真的振幅乘法器可为Gilbert单元电压乘法器，而用于相位预失真的相位加法器可为压控可变移相器(VVP)。

仍然参照图4B，调幅误差检测模块414可包括衰减为1/a₁的衰减器428、包络检测器(EDET)430、以及振幅预失真函数432。调相误差检测模块416可包括限幅器434以及相位预失真函数436。功率放大器模块412包括具有转移函数G{·}的功率放大器424。此外，功率放大器模块412还可包括一个或多个输入匹配(IM)电路422以及输出匹配(OM)电路426。IM电路422可在功率放大器424的输入处提供阻抗匹配，而OM电路426可在功率放大器424的输出处提供阻抗匹配。

如下面将详细描述的，振幅预失真模块418以及相位预失真模块420可分别用于预失真基带振幅信号x_A(t)以及调相RF信号rx_P(t)。更具体地，可由来自调幅误差检测模块414的反相振幅误差信号e_A(t)来使振幅信号输入x_A(t)预失真，从而产生振幅预失真信号z_A(t)。结果，输出z_A(t)可包含输入x_A(t)的基本项以及输出y_A(t)的反相奇次互调失真(IMD)项(例如，三次IMD、五次IMD等)。反相振幅失真项可用于功率放大器模块412中，以补偿PA输出ry(t)的振幅失真。

为了生成反相振幅误差信号e_A(t)，调幅误差检测模块414(更具体的说是振幅预失真函数432)通常执行预失真模块418的输出z_A(t)与功率放大器模块412的包络检波输出y_A(t)的比较。例如，通过二极管包络检测器430进行的振幅预失真模块418的输出z_A(t)与PA输出ry(t)的包络检测输出y_A(t)的比较可由分压器来执行。通过将信号z_A(t)除以信号y_A(t)，接近基本项的奇次失真项被降次转换为较低的奇次失真项。反相振幅误差信号e_A(t)可包括功率放大器模块412的反相振幅增益。反相振幅误差信号e_A(t)还可包括低频偶次互调失真项，从而减少振幅误差校正环中运行的部件(component)所需的带宽。

同样地，可由来自调相误差检测模块416的反相相位误差信号e_P(t)来使调相RF信号输入rx_P(t)预失真，从而产生相位预失真RF信号rz_P(t)。结果，输出rz_P(t)可包括输入rx_P(t)的基本项以及输出ry_P(t)的反相奇次互调失真(IMD)项(例如，三次IMD、五次IMD等)。反相相位失真项可用于功率放大器模块412中，以补偿PA输出ry(t)的相位失真。

为了生成反相相位误差信号e_P(t)，调相误差检测模块416(更具体的说，是相位预失真函数436)通常执行预失真模块420的输出rz_P(t)与功率放大器模块412的限幅输出ry_P(t)的比较。例如，通过限幅器434进行的相位预失真模块420的输出rz_P(t)与PA输出ry(t)限幅输出ry_P(t)的比较可由Gilbert单元电压乘法器来执行。当将相对小的振幅信号施加给Gilbert单元电压乘法器的输入端时，该乘法器可作为模拟乘法器。如果输入的相位误差接近90°，则输出的平均值可与相位误差线性成比例。反相相位误差信号e_P(t)可包括功率放大器模块412的反相相位偏移。反相相位误差信号e_P(t)还可包括低频偶次互调失真项，从而减少相位误差校正环中运行的部件所需的带宽。

在图4B中，极化发射器系统400提供了线性化方案，用于检查PA输出ry(t)的任何改变并且几乎瞬时使输入信号x_A(t)和rx_p(t)预失真。更具体地，根据本发明的实施例的预失真机构可利用通向PA 424的预失真信号作为递归预失真的参考量，使得调制误差检测模块414和416的输出e_A(t)和e_P(t)可仅仅为PA 424的转移函数G{·}的倒数。由此，可以通过模拟分量(analog component)来进行预失真函数(例如，F_A 432、F_P 436)的计算。

如果调幅(AM)和调相(PM)路径完全同步，那么通过发射器输入信号rx(t)与反相PA失真信号e(t)相乘得到的PA 424的输入信号rz(t)可被定义为如下：

rz(t)＝z_A(t)∠rz_P(t)

     ＝{x_A(t)·e_A(t)}∠{rx_P(t)+e_P(t)}    (1)

     ＝rx(t)·e(t)，

其中，x_A(t)和rx_P(t)分别是基带振幅输入和调相RF输入。同样地，e_A(t)和e_P(t)分别是振幅的预失真函数F_A{·}432以及相位的预失真函数F_P{·}436的输出。

由于图4B的系统400可基于极化调制，所以反相PA失真信号e(t)的振幅信号e_A(t)和相位信号e_P(t)可分别由振幅函数F_A{·}432和相位误差预失真函数F_P{·}436单独地计算。当到达PA非线性分量中的三次项(k＝2)并且复杂形式分析被认为简单时，PA 424的输出y(t)被描述为如下：

ry(t)＝rz(t)·G{z_A(t)}

                                    (2)

     ＝[rx(t)·e(t)]·G{z_A(t)}，

$G\left\{z_A\left(t\right)\right\}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{2k-1}\·{z_A}^{2(k-1)}\left(t\right),---\left(3\right)$

e(t)＝F{z_A(t)}＝a₁·G^-1{z_A(t)}，    (4)

其中，G{·}是PA 424的奇次转移函数，F{·}是包括F_A 432和F_P 436的预失真函数，以及a_k是PA 424的转移函数的第k个复系数。如上面公式(1)至(4)所得出的结果，根据本发明的实施例，线性放大的RF信号a₁·rx(t)可仅仅通过该结构生成。

振幅误差校正。将参照图5描述包括调幅误差检测模块414的振幅误差校正环。通过将振幅预失真模块418(例如，乘法器)的输出z_A(t)与基于二极管的包络检测器(EDET)430的输出y_A(t)进行比较，可获得反相振幅误差信号e_A(t)。一旦获得振幅误差信号e_A(t)，可将其与输入振幅信号x_A(t)相乘，以生成振幅预失真信号z_A(t)。该过程可递归地进行。

相位误差校正。图6示出了包括调相误差检测模块416的相位误差校正环。与振幅校正环中相同，通过将相位预失真模块420(例如，相位加法器)的输出rz_p(t)与限幅器434的限幅输出ry_P(t)进行比较来获得反相相位误差信号e_P(t)。一旦获得反相相位误差信号e_P(t)，将其与调相RF输入信号rx_P(t)相加，以成生相位预失真信号rz_P(t)。根据本发明的实施例，由于用作调相模块406的锁相环(PLL)的输出rx_P(t)处于射频，所以可通过反射型压控可变移相器(VVP)来实现相位预失真模块420。

调幅。在时分多址(TDMA)通信系统(例如，GSM/EDGE)中，PA输出的功率控制必须符合规定范围规范(time maskspecification)，同时保持电源效率。该功率控制可通过使用线性调节器、开关调节器、或它们的组合来进行。与GSM系统不同，根据本发明的实施例的极化EDGE系统会需要对RF包络信号的跟踪。跟踪包络信号需要更宽的运行带宽。图7示出了可针对功效和宽带运行而采用的组合PA控制器410方案的示例性实例。如图7中所示，DC-DC转换器704可提供DC和低频负载电流，而AB类线性放大器702可提供高频负载电流，来保持跟踪环闭合。可由AB类放大器702的输出电流控制DC-DC转换器704。DC-DC转换器704的滞后电流(hysteric current)控制器尝试使AB类放大器702的输出电流最小化，以最大化总效率。结构的输出电容728可以为低，以保持AB类放大器702环的高带宽。此外，通过反馈环与AB类线性放大器702一起运行，可大体上吸收DC-DC转换器704的纹波电流。由此，辅助线性结构可被认为具有高包络跟踪带宽，从而保持良好的线性和效率。

调相。图8示出了可在本发明的实施例中应用的调相模块406。参照图8，将调相中频(IF)信号x_P(t)施加给相位-频率检测器(PFD)802用于锁相基准和调相。PFD 802将IF信号x_P(t)与反馈信号811进行比较，以生成电压脉冲。更具体地，电压脉冲(例如，上/下)指示电荷泵(CP)804提供与检测到的相位误差成比例的电荷量。通常，这些脉冲很小并且持续时间基本上相同，从而当相位完全匹配时，CP 804生成等电荷的正和负脉冲。将CP 804的输出I_CP提供给滤波器806(例如，环滤波器)，并且将得到的信号Vc提供给振荡器808，以生成相位校正信号rx_P(t)。

在图8中，由于IF参考信号x_P(t)携带相位信息，所以可以避开反馈路径上的大部分部件，从而产生低相位噪声。此外，通过使用向下转换所用的分数N除法器(fractional-N divider)810，调相模块406仅需要如PFD 802、CP 804、以及除法器810所提供的锁相环(PLL)。根据本发明的实施例，调相模块406可能不需要向下转换混频器、本机振荡器(LO)、或滤波器中的一个或多个。

仿真结果。图9A和图9B中所示的时域信号测试描述了根据本发明的实施例的PA 424的改进性能。更具体地，图9A示出了在不应用线性化电路的情况下得到的结果，而图9B示出了在应用通过根据本发明的实施例提供的预失真来实现的线性化电路的情况下的结果。如图9B所示，即使在显示基于电源的离散PA 424特性的记忆效应的情况下，具有接通的线性化电路的PA 424输出很好地跟踪原始的输入信号，并且非线性的振幅和相位被很好地线性化。

误差矢量幅度(EVM)测量提供了一种使通过整个宽动态范围内的PA非线性行为引入的幅度和相位改变特性化的手段。通过对图10A和图10B的结果进行比较，EVM仿真结果表现出通过使用由本发明的实施例提供的预失真，平方根(RMS)提高12.2％以及峰值提高19.5％。图11示出了在没有预失真情况下频谱1102干扰规定范围(regulation mask)1104的频谱结果。另一方面，由于具有开启的预失真的仿真而形成的频谱1106在整个所显示的范围内完全地在标志1104之下。

示例性的实施。图12示出了根据本发明的实施例实施的示例性系统1200。系统1200可包括调相器1206，用于将调相信号向上转换为RF信号；预失真器(PD)1208，用于使到PA 1212的输入信号预失真；放大器功率控制器(APC)1210，用于功率调节以及动态功率控制；调幅误差检测器1214，用于AM/AM失真提取；以及调相误差检测器1216，用于AM/PM失真提取。如上所述，调相器1206包括模拟锁相环(PLL)。更具体地，如图12所示，PLL由相位频率检测器(PFD)1232、电荷泵(CP)1234、环滤波器1236、压控振荡器(VCO)1238、以及设置在反馈环中的分频器1240(例如，除以N)形成。PD 1208包括乘法器1218，用于将振幅输入信号x_A(t)与振幅误差信号e_A(t)相乘。此外，PD 1208还可包括相位加法器1220，用于将相位误差信号e_P(t)与调相RF输入信号rx_P(t)相加。调幅(AM)误差检测器1214可包括包络检测器1230，用于确定PA 1212的输出ry(t)的振幅y_A(t)。此外，AM误差检测器包括除法器1228，用于使用PD 1208的输出ry(t)的振幅y_A(t)以及振幅预失真输出z_A(t)来计算反相振幅误差信号e_A(t)。调相(PM)误差检测器1216包括限幅器1242以及乘法器1244，用于使用输出ry(t)的限幅输出ry_P(t)以及PD 1208的相位预失真输出rz_P(t)来确定反相相位误差信号e_P(t)。本领域技术人员应意识到系统1200可适用于多种功率放大器(包括线性PA和开关PA)1212。

本领域技术人员应该想到这里所述的许多修改以及其它实施例，对于他们而言，这些发明具有在前描述以及相关附图中表现出的主旨上的优点。因此，应该理解，这些发明并不局限于所公开的特定实施例，并且一些修改和其它实施例应包括在所附权利要求的范围内。尽管这里采用了特定的术语，但是它们仅仅是作为一般性及描述性的意义来使用的，并不是作为限制的目的来使用的。

Claims (20)

1.一种提供多路径正交递归预失真的方法，包括：

生成第一正交信号以及第二正交信号，其中，所述第一正交信号和所述第二正交信号是输入信号的正交分量；

在第一预失真模块处处理所述第一正交信号以及第一误差校正信号，以生成第一预失真信号；

在第二预失真模块处处理所述第二正交信号以及第二误校正信号，以生成第二预失真信号；以及

将所生成的所述第一预失真信号和所述第二预失真信号提供给非线性装置，其中，所述非线性装置基于所述第一预失真信号和所述第二预失真信号生成输出，基于对所述输出以及所述第一预失真信号的分析来确定所述第一误差校正信号，以及基于所述输出以及所述第二预失真信号的分析来确定所述第二误差校正信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述非线性装置包括(i)功率放大器、(ii)混频器、(iii)倍频器、以及(iv)发射器中的一种。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一正交信号包括所述输入信号的振幅分量，以及所述第二正交信号包括所述输入信号的相位分量。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一误差信号为反相振幅误差信号，以及所述第二误差信号为反相相位误差信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述输入信号为笛卡儿矢量信号，以及所述第一正交信号包括所述笛卡儿矢量信号的同相分量，以及所述第二正交信号包括所述笛卡儿矢量信号的正交相位分量。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，处理所述第一正交信号包括将所述第一正交信号与所述第一误差信号相乘，以及处理所述第二正交信号包括将所述第二正交信号与所述第二误差信号相加。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一误差信号和所述第二误差信号中的至少一个包括偶次失真项。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述第一预失真信号与由包络检测器处理的输出的比较来确定所述第一误差校正信号，以及基于所述第二预失真信号与由限幅器处理的输出的比较来确定所述第二误差校正信号。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，通过将所述第一预失真信号除以由所述包络检测器处理的所述输出来确定所述第一误差校正信号，以及通过将所述第二预失真信号乘以由所述限幅器处理的所述输出来确定所述第二误差校正信号。

10.一种用于多路径正交递归预失真的系统，包括：

第一正交信号和第二正交信号，其中，所述第一正交信号和所述第二正交信号是输入信号的正交分量；

第一预失真模块，用于处理所述第一正交信号和第一误差校正信号，以生成第一预失真信号；

第二预失真模块，用于处理所述第二正交信号和第二误差校正信号，以生成第二预失真信号；以及

非线性装置，用于接收所述第一预失真信号和所述第二预失真信号并且基于所述第一预失真信号和所述第二预失真信号生成输出，其中，基于对所述输出以及所述第一预失真信号的分析来确定所述第一误差校正信号，以及基于对所述输出以及所述第二预失真信号的分析来确定所述第二误差校正信号。

11.根据权利要求10所述的系统，其中，所述非线性装置包括(i)功率放大器、(ii)混频器、(iii)倍频器、以及(iv)发射器中的一种。

12.根据权利要求10所述的系统，其中，所述第一正交信号包括所述输入信号的振幅分量，以及所述第二正交信号包括所述输入信号的相位分量。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，所述第一误差信号为反相振幅误差信号，以及所述第二误差信号为反相相位误差信号。

14.根据权利要求10所述的系统，其中，所述输入信号为笛卡儿矢量信号，以及所述第一正交信号包括所述笛卡儿矢量信号的同相分量，并且所述第二正交信号包括所述笛卡儿矢量信号的正交相位分量。

15.根据权利要求10所述的系统，其中，所述第一预失真模块通过将所述第一正交信号与所述第一误差信号相乘来处理所述第一正交信号，以及所述第二预失真模块通过将所述第二正交信号与所述第二误差信号相加来处理所述第二正交信号。

16.根据权利要求10所述的系统，其中，所述第一误差信号和所述第二误差信号中的至少一个包括偶次失真项。

17.根据权利要求10所述的系统，其中，所述第一误差校正信号基于所述第一预失真信号与由包络检测器处理的所述输出的比较而被确定，以及所述第二误差校正信号基于所述第二预失真信号与由限幅器处理的所述输出的比较而被确定。

18.根据权利要求17所述的系统，其中，所述第一误差校正信号通过将所述第一预失真信号除以由所述包络检测器处理的所述输出而被确定，以及所述第二误差校正信号通过将所述第二预失真信号乘以由所述限幅器处理的所述输出而被确定。

19.一种用于多路径正交递归预失真的系统，包括：

第一正交信号以及第二正交信号，其中，所述第一正交信号和所述第二正交信号是输入信号的正交分量；

第一误差校正信号生成装置，用于生成第一误差校正信号，以使所述第一正交信号预失真；

第一正交信号预失真装置，用于基于所述第一误差校正信号使所述第一正交信号预失真；

第二误差校正信号生成装置，用于生成第二误差校正信号，以使所述第二正交信号预失真；

第二正交信号预失真装置，用于基于所述第二误差校正信号使所述第二正交信号预失真；以及

非线性装置，用于接收所述第一预失真信号和所述第二预失真信号并且基于所述第一预失真信号和所述第二预失真信号生成输出，其中，基于对所述输出和所述第一预失真信号的分析来生成所述第一误差校正信号，以及基于对所述输出和所述第二预失真信号的分析来生成所述第二误差校正信号。

20.根据权利要求19所述的系统，其中，所述第一正交信号包括所述输入信号的振幅分量，以及所述第二正交信号包括所述输入信号的相位分量。

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