JP2000349844A - 高周波電力増幅装置 - Google Patents
高周波電力増幅装置Info
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- JP2000349844A JP2000349844A JP11153824A JP15382499A JP2000349844A JP 2000349844 A JP2000349844 A JP 2000349844A JP 11153824 A JP11153824 A JP 11153824A JP 15382499 A JP15382499 A JP 15382499A JP 2000349844 A JP2000349844 A JP 2000349844A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】擬似的搬送波を付加するタイプのＳＳＢ変調方
式のカーティシアン型高周波電力増幅装置で、チャネル
を変更したとき、直交復調器出力の帰還復調信号Ｑｘ’
から直流分を取り出して、この直流分に基づいて位相ず
れの補正を行うと、制御に必要以上の時間がかかる。 【解決手段】チャネルを変更したとき、位相計算回路１
４はそのチャネル変更情報に基づいて、変更後の周波数
と中心周波数との差に基づく基準の遅延時間からの遅延
時間変動量を計算し、その結果から変更後の周波数に対
する遅延時間を求める。前記位相計算回路１４から、求
めた遅延時間から初期位相制御信号を位相制御器１３に
出力する。
式のカーティシアン型高周波電力増幅装置で、チャネル
を変更したとき、直交復調器出力の帰還復調信号Ｑｘ’
から直流分を取り出して、この直流分に基づいて位相ず
れの補正を行うと、制御に必要以上の時間がかかる。 【解決手段】チャネルを変更したとき、位相計算回路１
４はそのチャネル変更情報に基づいて、変更後の周波数
と中心周波数との差に基づく基準の遅延時間からの遅延
時間変動量を計算し、その結果から変更後の周波数に対
する遅延時間を求める。前記位相計算回路１４から、求
めた遅延時間から初期位相制御信号を位相制御器１３に
出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電力増幅装
置に関し、特に搬送波を有するＳＳＢ変調信号の電力増
幅器の非直線歪みを補償するために負帰還制御を行う高
周波電力増幅装置に関する。
置に関し、特に搬送波を有するＳＳＢ変調信号の電力増
幅器の非直線歪みを補償するために負帰還制御を行う高
周波電力増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ディジタル携帯電話等のディジタ
ル無線通信において、４値ＰＳＫ（Phase Shift Keyin
g）や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation）
等の線形変調方式を用いる場合が多くなっており、これ
らの変調信号を増幅する高周波電力増幅器の線形性への
要求が厳しくなっている。そして、この高周波電力増幅
器の線形化の手法の１つとして、例えば、電力増幅器の
出力の一部を復調してベースバンド信号の形で負帰還を
施すことにより非線形歪みを補償するカーティシャンル
ープ型の負帰還増幅器がある。
ル無線通信において、４値ＰＳＫ（Phase Shift Keyin
g）や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation）
等の線形変調方式を用いる場合が多くなっており、これ
らの変調信号を増幅する高周波電力増幅器の線形性への
要求が厳しくなっている。そして、この高周波電力増幅
器の線形化の手法の１つとして、例えば、電力増幅器の
出力の一部を復調してベースバンド信号の形で負帰還を
施すことにより非線形歪みを補償するカーティシャンル
ープ型の負帰還増幅器がある。
【０００３】図２は、従来の擬似的な搬送波成分を付加
するタイプのＳＳＢ変調にカーティシャンループ型の負
帰還増幅方式を適用した高周波電力増幅装置のうちの、
本出願と同一出願人による特願平１１−０６７９５８号
に示される高周波電力増幅装置の一例を示す構成概要図
である。同図に示すように、本高周波電力増幅装置は、
入力ベースバンド信号の同相成分Ｉから帰還ベースバン
ド信号の同相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及び入力ベ
ースバンド信号の直交成分Ｑから帰還ベースバンド信号
の直交成分Ｑ’を減算する減算器１ｂと、前記減算器１
ａ、１ｂのそれぞれの出力信号の帯域制限を行うローパ
スフィルタ２ａ、２ｂと、当該帯域制限された同相信号
Ｉに後述する位相制御を行うためのバイアス用直流信号
Ｃを付加する加算器３と、搬送波信号を発生する発振器
１０と、前記ローパスフィルタ２ｂを介した減算器１ｂ
の出力信号及び加算器３の出力信号により前記発振器１
０が発生する搬送波信号を直交変調する直交変調器４
と、直交変調器４の出力の直交被変調波を所定の電力に
増幅する電力増幅器５と、前記電力増幅器５の出力信号
を放射するアンテナ６と、前記電力増幅器５の出力信号
を所定のレベルに減衰させる減衰器７と、前記発振器１
０が発生する搬送波信号の位相を位相制御信号に基づい
て変化させて復調用搬送波を出力する移相器９と、前記
復調用搬送波によって減衰器７から供給された帰還信号
を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉｘ’及び直交成分Ｑ
ｘ’を出力する直交復調器８と、帰還復調信号Ｉｘ’、
Ｑｘ’ の直流成分をそれぞれ遮断して帰還ベースバン
ド信号Ｉ’、Ｑ’を生成するキャパシタ１１ａ、１１ｂ
と、前記帰還復調信号Ｑｘ’からベースバンド信号を除
去して直流成分を取り出すローパスフィルタ１２と、該
ローパスフィルタ１２の出力に基づいて位相制御信号を
出力する位相制御器１３とで構成される。
するタイプのＳＳＢ変調にカーティシャンループ型の負
帰還増幅方式を適用した高周波電力増幅装置のうちの、
本出願と同一出願人による特願平１１−０６７９５８号
に示される高周波電力増幅装置の一例を示す構成概要図
である。同図に示すように、本高周波電力増幅装置は、
入力ベースバンド信号の同相成分Ｉから帰還ベースバン
ド信号の同相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及び入力ベ
ースバンド信号の直交成分Ｑから帰還ベースバンド信号
の直交成分Ｑ’を減算する減算器１ｂと、前記減算器１
ａ、１ｂのそれぞれの出力信号の帯域制限を行うローパ
スフィルタ２ａ、２ｂと、当該帯域制限された同相信号
Ｉに後述する位相制御を行うためのバイアス用直流信号
Ｃを付加する加算器３と、搬送波信号を発生する発振器
１０と、前記ローパスフィルタ２ｂを介した減算器１ｂ
の出力信号及び加算器３の出力信号により前記発振器１
０が発生する搬送波信号を直交変調する直交変調器４
と、直交変調器４の出力の直交被変調波を所定の電力に
増幅する電力増幅器５と、前記電力増幅器５の出力信号
を放射するアンテナ６と、前記電力増幅器５の出力信号
を所定のレベルに減衰させる減衰器７と、前記発振器１
０が発生する搬送波信号の位相を位相制御信号に基づい
て変化させて復調用搬送波を出力する移相器９と、前記
復調用搬送波によって減衰器７から供給された帰還信号
を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉｘ’及び直交成分Ｑ
ｘ’を出力する直交復調器８と、帰還復調信号Ｉｘ’、
Ｑｘ’ の直流成分をそれぞれ遮断して帰還ベースバン
ド信号Ｉ’、Ｑ’を生成するキャパシタ１１ａ、１１ｂ
と、前記帰還復調信号Ｑｘ’からベースバンド信号を除
去して直流成分を取り出すローパスフィルタ１２と、該
ローパスフィルタ１２の出力に基づいて位相制御信号を
出力する位相制御器１３とで構成される。
【０００４】上記構成において、入力端に入力ベースバ
ンド信号Ｉ及びＱが入力すると、減算器１ａ及び２ｂに
おいてはベースバンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバン
ド信号Ｉ’及びＱ’をそれぞれ減算し、得られた変調信
号をローパスフィルタ２ａ、２ｂに入力する。ローパス
フィルタ２ａ、２ｂではそれぞれの変調信号の帯域制限
を行う。前記ローパスフィルタ２ａ出力の変調信号は、
加算器３においてバイアス用直流信号Ｃが付加されて変
調信号Ｉｘとなり、該変調信号Ｉｘと前記ローパスフィ
ルタ２ｂの出力の変調信号Ｑｘが直交変調器４に入力さ
れる。直交変調器４は、発振器１０が発生する角周波数
ω0の搬送波信号を前記変調信号Ｉｘ及びＱｘによって
直交変調して、式（１）に示される直交変調によるＳＳ
Ｂ信号変調波Ｓを得る。 Ｓ＝ Ix cos ω0t ＋ Qx sin ω0t （１） この直交変調波Ｓは、電力増幅器５によって増幅されて
送信信号ＳＡとなり、アンテナ６より放射される。
ンド信号Ｉ及びＱが入力すると、減算器１ａ及び２ｂに
おいてはベースバンド信号Ｉ及びＱから帰還ベースバン
ド信号Ｉ’及びＱ’をそれぞれ減算し、得られた変調信
号をローパスフィルタ２ａ、２ｂに入力する。ローパス
フィルタ２ａ、２ｂではそれぞれの変調信号の帯域制限
を行う。前記ローパスフィルタ２ａ出力の変調信号は、
加算器３においてバイアス用直流信号Ｃが付加されて変
調信号Ｉｘとなり、該変調信号Ｉｘと前記ローパスフィ
ルタ２ｂの出力の変調信号Ｑｘが直交変調器４に入力さ
れる。直交変調器４は、発振器１０が発生する角周波数
ω0の搬送波信号を前記変調信号Ｉｘ及びＱｘによって
直交変調して、式（１）に示される直交変調によるＳＳ
Ｂ信号変調波Ｓを得る。 Ｓ＝ Ix cos ω0t ＋ Qx sin ω0t （１） この直交変調波Ｓは、電力増幅器５によって増幅されて
送信信号ＳＡとなり、アンテナ６より放射される。
【０００５】送信信号ＳＡの一部は、図示しないカップ
ラ等で分岐されて減衰器７に入力される。減衰器７は、
送信信号ＳＡを所定のレベルに減衰させた帰還信号Ｒを
直交復調器８に供給する。直交復調器８においては、発
振器１０が発生する角周波数ω0の搬送波信号（直交変
調器に供給する信号と同一の信号）を、後述するように
直交変調器４出力から直交復調器８に至る経路の搬送波
信号の位相回転分を補正するため、移相器９で当該補正
分を位相変化させた復調用搬送波信号によって帰還信号
Ｒを復調して、直交変調器４の入力変調信号Ｉｘ及びＱ
ｘに対応する帰還復調信号Ｉｘ’及びＱｘ’を出力す
る。該帰還復調信号Ｉｘ’及びＱｘ’は、それぞれキャ
パシタ１１ａ及び１１ｂによって信号中に含まれる直流
成分が遮断され、入力ベースバンド信号Ｉ及びＱに対応
する帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’となって前記減
算器１ａ及び１ｂに入力される。前記帰還ベースバンド
信号Ｉ’及びＱ’は、電力増幅器５の非線形歪みにより
振幅歪み及び位相歪みを受けているが、図の高周波電力
増幅装置においては、帰還ベースバンド信号Ｉ’及び
Ｑ’を上述のように減算器１ａ、１ｂに供給して負帰還
ループを形成することにより、電力増幅器５の非線形歪
み成分を低減し、もって電力増幅器５の非線形歪みを補
償している。
ラ等で分岐されて減衰器７に入力される。減衰器７は、
送信信号ＳＡを所定のレベルに減衰させた帰還信号Ｒを
直交復調器８に供給する。直交復調器８においては、発
振器１０が発生する角周波数ω0の搬送波信号（直交変
調器に供給する信号と同一の信号）を、後述するように
直交変調器４出力から直交復調器８に至る経路の搬送波
信号の位相回転分を補正するため、移相器９で当該補正
分を位相変化させた復調用搬送波信号によって帰還信号
Ｒを復調して、直交変調器４の入力変調信号Ｉｘ及びＱ
ｘに対応する帰還復調信号Ｉｘ’及びＱｘ’を出力す
る。該帰還復調信号Ｉｘ’及びＱｘ’は、それぞれキャ
パシタ１１ａ及び１１ｂによって信号中に含まれる直流
成分が遮断され、入力ベースバンド信号Ｉ及びＱに対応
する帰還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’となって前記減
算器１ａ及び１ｂに入力される。前記帰還ベースバンド
信号Ｉ’及びＱ’は、電力増幅器５の非線形歪みにより
振幅歪み及び位相歪みを受けているが、図の高周波電力
増幅装置においては、帰還ベースバンド信号Ｉ’及び
Ｑ’を上述のように減算器１ａ、１ｂに供給して負帰還
ループを形成することにより、電力増幅器５の非線形歪
み成分を低減し、もって電力増幅器５の非線形歪みを補
償している。
【０００６】上記のような負帰還を行う高周波増幅器で
は、一般的に負帰還回路のループ長、電力増幅器５の周
波数特性等によって、直交変調波Ｓに比べ帰還信号Ｒが
遅延し、両者の搬送波の位相が異なってしまい、負帰還
増幅による高周波電力増幅装置の歪み補償特性に劣化を
与えることになる。この位相のずれをΔφとすると、帰
還信号Ｒは式（２）のようにあらわされる。 Ｒ＝（ Ix cos Δφ ＋ Qx sinΔφ）cosω0t +（ Qx cos Δφ− Ix sinΔφ ）sinω0t （２） 従って、帰還復調信号Ｉｘ’、Ｑｘ’は、入力変調信号
Ｉｘ、Ｑｘとは異なった、式（３）、（４）で表わされ
る信号となり、高周波電力増幅装置の歪み補償特性に劣
化を与えることになる。 Ｉｘ’＝ Ix cos Δφ ＋ Qx sin Δφ （３） Ｑｘ’＝ Qx cosΔφ − Ix sinΔφ （４） このため、予め移相器８に対し予想されるずれ分だけ位
相をシフトさせる信号を与えて、該位相ずれを補正する
のが一般的である。しかしながら、補正のための位相シ
フト量が固定値であると、高周波電力増幅装置のチャネ
ル変更に伴う搬送波周波数の変動、電力増幅部の温度特
性、アンテナ負荷変動等によって上記の位相ずれΔφが
変化した場合、歪み補償特性が劣化する。上記問題を解
決するための手段として、図２に示された高周波電力増
幅装置が考案されている。
は、一般的に負帰還回路のループ長、電力増幅器５の周
波数特性等によって、直交変調波Ｓに比べ帰還信号Ｒが
遅延し、両者の搬送波の位相が異なってしまい、負帰還
増幅による高周波電力増幅装置の歪み補償特性に劣化を
与えることになる。この位相のずれをΔφとすると、帰
還信号Ｒは式（２）のようにあらわされる。 Ｒ＝（ Ix cos Δφ ＋ Qx sinΔφ）cosω0t +（ Qx cos Δφ− Ix sinΔφ ）sinω0t （２） 従って、帰還復調信号Ｉｘ’、Ｑｘ’は、入力変調信号
Ｉｘ、Ｑｘとは異なった、式（３）、（４）で表わされ
る信号となり、高周波電力増幅装置の歪み補償特性に劣
化を与えることになる。 Ｉｘ’＝ Ix cos Δφ ＋ Qx sin Δφ （３） Ｑｘ’＝ Qx cosΔφ − Ix sinΔφ （４） このため、予め移相器８に対し予想されるずれ分だけ位
相をシフトさせる信号を与えて、該位相ずれを補正する
のが一般的である。しかしながら、補正のための位相シ
フト量が固定値であると、高周波電力増幅装置のチャネ
ル変更に伴う搬送波周波数の変動、電力増幅部の温度特
性、アンテナ負荷変動等によって上記の位相ずれΔφが
変化した場合、歪み補償特性が劣化する。上記問題を解
決するための手段として、図２に示された高周波電力増
幅装置が考案されている。
【０００７】図３は、Ｉ、Ｑ平面上にバイアス直流分Ｃ
をベクトル表示した図である。本高周波電力増幅装置の
直交復調器８から出力される帰還復調信号Ｉｘ’及びＱ
ｘ’には、前述のように直交変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬
送波の間に位相ずれΔφを生じるため、直交復調器８の
出力において、加算器３によりＩｘ 成分に付加された
バイアス用直流信号ＣもΔφの位相ずれを起こしてＣ’
信号となり、Ｉ、Ｑ成分としてＣｉ’及びＣｑ’を有す
ることになる。そして、直交変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬
送波の間に位相ずれが無い（Δφ＝０）場合は、前記
Ｃ’信号はＣ信号となるのでＣｑ’＝０となり、従っ
て、前記直交成分Ｑｘ’には直流分は現れない。そこ
で、位相制御器１３は、このＱｘ’に含まれている直流
分Ｃｑ’を検出して、Ｃｑ’＝０となるように搬送波の
位相をシフトさせる制御信号を位相器９に出力し、該制
御信号に基づいて位相器９は発振器１０出力の復調用搬
送波の位相を変化させる。この動作によって、本高周波
電力増幅装置では、直交変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬送波
の間の位相ずれの補正を行うものである。
をベクトル表示した図である。本高周波電力増幅装置の
直交復調器８から出力される帰還復調信号Ｉｘ’及びＱ
ｘ’には、前述のように直交変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬
送波の間に位相ずれΔφを生じるため、直交復調器８の
出力において、加算器３によりＩｘ 成分に付加された
バイアス用直流信号ＣもΔφの位相ずれを起こしてＣ’
信号となり、Ｉ、Ｑ成分としてＣｉ’及びＣｑ’を有す
ることになる。そして、直交変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬
送波の間に位相ずれが無い（Δφ＝０）場合は、前記
Ｃ’信号はＣ信号となるのでＣｑ’＝０となり、従っ
て、前記直交成分Ｑｘ’には直流分は現れない。そこ
で、位相制御器１３は、このＱｘ’に含まれている直流
分Ｃｑ’を検出して、Ｃｑ’＝０となるように搬送波の
位相をシフトさせる制御信号を位相器９に出力し、該制
御信号に基づいて位相器９は発振器１０出力の復調用搬
送波の位相を変化させる。この動作によって、本高周波
電力増幅装置では、直交変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬送波
の間の位相ずれの補正を行うものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記出
願の高周波電力増幅装置が所定のチャネル周波数での動
作を開始するとき、その周波数に対しての位相ずれの補
正回路が動作して最適の制御状態に収束するまでに、移
相器による搬送周波数の位相シフトの状態が前記チャネ
ル周波数の最適状態とかけ離れている場合は、余分の時
間がかかってしまうという問題があった。本発明は上記
課題を解決するためになされたものであって、簡単な構
成で、動作開始直後であってもすばやく最適の補正状態
に制御することができるカーティシアン型のＳＳＢ高周
波電力増幅装置を提供することを目的とする。
願の高周波電力増幅装置が所定のチャネル周波数での動
作を開始するとき、その周波数に対しての位相ずれの補
正回路が動作して最適の制御状態に収束するまでに、移
相器による搬送周波数の位相シフトの状態が前記チャネ
ル周波数の最適状態とかけ離れている場合は、余分の時
間がかかってしまうという問題があった。本発明は上記
課題を解決するためになされたものであって、簡単な構
成で、動作開始直後であってもすばやく最適の補正状態
に制御することができるカーティシアン型のＳＳＢ高周
波電力増幅装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明の高周波電力増幅装置は、直交したベースバ
ンド信号を変調信号とする直交変調器と電力増幅器と該
電力増幅器の出力信号を復調して直交したベースバンド
信号を出力する直交復調器とをループ状に接続するとと
もに、前記直交復調器に復調用搬送波の位相を補正する
ための移相器を接続し、前記移相器の移相量を制御する
ため前記直交変調器の変調信号に直流信号を付加した負
帰還型の高周波電力増幅装置であって、前記移相器の移
相量制御を行うに際して、前記直交復調器の出力におい
て前記ループ状に接続された回路の高周波部分による前
記付加された直流信号成分の位相変化を検出するととも
に、予め設定した前記ループ状に接続された回路の高周
波部分に係わる所定周波数での通過位相量に基づき、チ
ャネル変更に伴う前記通過位相量の変化を把握して前記
移相器の移相量制御を行うようにしたことを特徴とす
る。
め、本発明の高周波電力増幅装置は、直交したベースバ
ンド信号を変調信号とする直交変調器と電力増幅器と該
電力増幅器の出力信号を復調して直交したベースバンド
信号を出力する直交復調器とをループ状に接続するとと
もに、前記直交復調器に復調用搬送波の位相を補正する
ための移相器を接続し、前記移相器の移相量を制御する
ため前記直交変調器の変調信号に直流信号を付加した負
帰還型の高周波電力増幅装置であって、前記移相器の移
相量制御を行うに際して、前記直交復調器の出力におい
て前記ループ状に接続された回路の高周波部分による前
記付加された直流信号成分の位相変化を検出するととも
に、予め設定した前記ループ状に接続された回路の高周
波部分に係わる所定周波数での通過位相量に基づき、チ
ャネル変更に伴う前記通過位相量の変化を把握して前記
移相器の移相量制御を行うようにしたことを特徴とす
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明に係
わる搬送波を付加したタイプのＳＳＢ変調波に対する高
周波電力増幅装置の実施の一形態例を示す機能ブロック
図である。同図に示すように、本発明の高周波電力増幅
装置は、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉから帰還ベ
ースバンド信号の同相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及
び入力ベースバンド信号の直交成分Ｑから帰還ベースバ
ンド信号の直交成分Ｑ’を減算する減算器１ｂと、前記
減算器１ａ、１ｂのそれぞれの出力信号の帯域制限を行
うローパスフィルタ２ａ、２ｂと、当該帯域制限された
同相信号Ｉに後述する位相制御を行うためのバイアス用
直流信号Ｃを付加する加算器３と、搬送波信号を発生す
る発振器１０と、前記ローパスフィルタ２ｂを介した減
算器１ｂの出力信号及び加算器３の出力信号により前記
発振器１０が発生する搬送波信号を直交変調する直交変
調器４と、前記直交変調器４の出力の直交被変調波を所
定の電力に増幅する電力増幅器５と、前記電力増幅器５
の出力信号を放射するアンテナ６と、前記電力増幅器５
の出力信号を所定のレベルに減衰させる減衰器７と、前
記発振器１０が発生する搬送波信号の位相を位相制御信
号に基づいて変化させて復調用搬送波を出力する移相器
９と、前記復調用搬送波によって減衰器７から供給され
た帰還信号を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉｘ’及び
直交成分Ｑｘ’を出力する直交復調器８と、帰還復調信
号Ｉｘ’及びＱｘ’からそれぞれ直流成分を遮断して帰
還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を生成するキャパシタ
１１ａ、１１ｂとを有する。
の形態に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明に係
わる搬送波を付加したタイプのＳＳＢ変調波に対する高
周波電力増幅装置の実施の一形態例を示す機能ブロック
図である。同図に示すように、本発明の高周波電力増幅
装置は、入力ベースバンド信号の同相成分Ｉから帰還ベ
ースバンド信号の同相成分Ｉ’を減算する減算器１ａ及
び入力ベースバンド信号の直交成分Ｑから帰還ベースバ
ンド信号の直交成分Ｑ’を減算する減算器１ｂと、前記
減算器１ａ、１ｂのそれぞれの出力信号の帯域制限を行
うローパスフィルタ２ａ、２ｂと、当該帯域制限された
同相信号Ｉに後述する位相制御を行うためのバイアス用
直流信号Ｃを付加する加算器３と、搬送波信号を発生す
る発振器１０と、前記ローパスフィルタ２ｂを介した減
算器１ｂの出力信号及び加算器３の出力信号により前記
発振器１０が発生する搬送波信号を直交変調する直交変
調器４と、前記直交変調器４の出力の直交被変調波を所
定の電力に増幅する電力増幅器５と、前記電力増幅器５
の出力信号を放射するアンテナ６と、前記電力増幅器５
の出力信号を所定のレベルに減衰させる減衰器７と、前
記発振器１０が発生する搬送波信号の位相を位相制御信
号に基づいて変化させて復調用搬送波を出力する移相器
９と、前記復調用搬送波によって減衰器７から供給され
た帰還信号を復調し帰還復調信号の同相成分Ｉｘ’及び
直交成分Ｑｘ’を出力する直交復調器８と、帰還復調信
号Ｉｘ’及びＱｘ’からそれぞれ直流成分を遮断して帰
還ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を生成するキャパシタ
１１ａ、１１ｂとを有する。
【００１１】更に、本発明に係わる高周波電力増幅装置
は、前記帰還復調信号Ｑｘ’からベースバンド信号を除
去して直流成分を取り出すローパスフィルタ１２と、該
ローパスフィルタ１２の出力信号に基づいて前記移相器
９の動作を制御する位相制御器１３と、送信周波数帯の
中心周波数に対する負帰還ループの位相ずれと前記中心
周波数から所定の離れた周波数に対する位相ずれとの変
動分を算出して前記位相制御器１３に出力する位相計算
回路１４とで構成される。
は、前記帰還復調信号Ｑｘ’からベースバンド信号を除
去して直流成分を取り出すローパスフィルタ１２と、該
ローパスフィルタ１２の出力信号に基づいて前記移相器
９の動作を制御する位相制御器１３と、送信周波数帯の
中心周波数に対する負帰還ループの位相ずれと前記中心
周波数から所定の離れた周波数に対する位相ずれとの変
動分を算出して前記位相制御器１３に出力する位相計算
回路１４とで構成される。
【００１２】前記構成の高周波電力増幅装置は、図２の
高周波電力増幅装置に前記位相計算回路１４を追加した
構成であり、この追加した構成部分と移相器９を除い
て、本高周波電力増幅装置の構成各部の動作・機能は、
図２に示した高周波電力増幅装置と同じであり、共通の
構成各部の符号も同じ番号を付与しており、ここでは共
通部分の機能、動作の説明は省略する。
高周波電力増幅装置に前記位相計算回路１４を追加した
構成であり、この追加した構成部分と移相器９を除い
て、本高周波電力増幅装置の構成各部の動作・機能は、
図２に示した高周波電力増幅装置と同じであり、共通の
構成各部の符号も同じ番号を付与しており、ここでは共
通部分の機能、動作の説明は省略する。
【００１３】上述したように、カーティシアン型の負帰
還増幅器において送信チャネルの変更により搬送波周波
数が変化すると、負帰還ループの周波数特性によって直
交被変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬送波との間の位相ずれに
変動が生じ、負帰還増幅器の歪み補償特性が劣化するこ
とになる。本発明による高周波電力増幅装置において
は、予め、該高周波電力増幅装置が使用する送信周波数
帯の中心周波数ｆ0bに対する直交変調器４の出力（図中
にＳと示す）から直交復調器８の入力（図中にＲと示
す）までの間の基準の遅延時間τ0bを、実測あるいは構
成部品の特性規格から推定して求める。そして、前記位
相計算回路１４は、高周波電力増幅装置においてチャネ
ル変更が行われた場合、変更後の周波数ｆ0と中心周波
数ｆ0bとの差に基づいて基準の遅延時間τ0bからの遅延
時間変動量を計算し、その結果から周波数ｆ0に対する
遅延時間τを求める。前記位相計算回路１４は、求めた
遅延時間τから式（５）で表される初期位相制御信号φ
0を位相制御器１３に出力する。 φ0＝２πｆ0τ （５） 上記のように構成することによって、チャネル変更時
に、位相器９は前記位相制御器１３を介して前記位相計
算回路１４からの初期位相制御信号φ0によって、予め
搬送周波数の変動による位相の変化分を推定して補正し
てしまうことになる。その結果、ローパスフィルタ１２
及び位相制御器１３による位相制御は、制御範囲が狭く
なり、収束時間が早くなる。同時に、制御系の安定性も
向上する。
還増幅器において送信チャネルの変更により搬送波周波
数が変化すると、負帰還ループの周波数特性によって直
交被変調波Ｓと帰還信号Ｒの搬送波との間の位相ずれに
変動が生じ、負帰還増幅器の歪み補償特性が劣化するこ
とになる。本発明による高周波電力増幅装置において
は、予め、該高周波電力増幅装置が使用する送信周波数
帯の中心周波数ｆ0bに対する直交変調器４の出力（図中
にＳと示す）から直交復調器８の入力（図中にＲと示
す）までの間の基準の遅延時間τ0bを、実測あるいは構
成部品の特性規格から推定して求める。そして、前記位
相計算回路１４は、高周波電力増幅装置においてチャネ
ル変更が行われた場合、変更後の周波数ｆ0と中心周波
数ｆ0bとの差に基づいて基準の遅延時間τ0bからの遅延
時間変動量を計算し、その結果から周波数ｆ0に対する
遅延時間τを求める。前記位相計算回路１４は、求めた
遅延時間τから式（５）で表される初期位相制御信号φ
0を位相制御器１３に出力する。 φ0＝２πｆ0τ （５） 上記のように構成することによって、チャネル変更時
に、位相器９は前記位相制御器１３を介して前記位相計
算回路１４からの初期位相制御信号φ0によって、予め
搬送周波数の変動による位相の変化分を推定して補正し
てしまうことになる。その結果、ローパスフィルタ１２
及び位相制御器１３による位相制御は、制御範囲が狭く
なり、収束時間が早くなる。同時に、制御系の安定性も
向上する。
【００１４】上述の高周波電力増幅装置の位相計算回路
１４は、初期位相制御信号として、変更後の搬送周波数
ｆ0に対する遅延時間τを求め、その遅延時間τから式
（５）で得られるφ0＝２πｆ0τを位相制御器１３を介
して移相器９に出力したが、簡易な手段として、チャネ
ル変更にかかわらず、高周波電力増幅装置が使用する送
信周波数帯の中心周波数ｆ0bに対する基準の遅延時間τ
0bを用いた初期位相制御信号φ0＝２πｆ0τ0bを前記位
相計算回路１４から移相器９に出力してもよい。尚、上
記構成においては、ローパスフィルタ１２、位相制御器
１３及び位相計算回路１４の動作はアナログ信号による
処理で説明したが、前記ローパスフィルタ１２と位相計
算回路１４のそれぞれ入力側にＡ／Ｄ変換器を付加する
と共に、前記移相制御器１３の出力側にはＤ／Ａ変換器
を付加することによって位相制御信号の生成をディジタ
ル的に処理すれば、低コストで信頼性の高い構成にする
ことができる。
１４は、初期位相制御信号として、変更後の搬送周波数
ｆ0に対する遅延時間τを求め、その遅延時間τから式
（５）で得られるφ0＝２πｆ0τを位相制御器１３を介
して移相器９に出力したが、簡易な手段として、チャネ
ル変更にかかわらず、高周波電力増幅装置が使用する送
信周波数帯の中心周波数ｆ0bに対する基準の遅延時間τ
0bを用いた初期位相制御信号φ0＝２πｆ0τ0bを前記位
相計算回路１４から移相器９に出力してもよい。尚、上
記構成においては、ローパスフィルタ１２、位相制御器
１３及び位相計算回路１４の動作はアナログ信号による
処理で説明したが、前記ローパスフィルタ１２と位相計
算回路１４のそれぞれ入力側にＡ／Ｄ変換器を付加する
と共に、前記移相制御器１３の出力側にはＤ／Ａ変換器
を付加することによって位相制御信号の生成をディジタ
ル的に処理すれば、低コストで信頼性の高い構成にする
ことができる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、直交
変調器出力と直交復調器入力の搬送波の間に位相のずれ
が生じたときに、従来の帰還復調信号から検出した直流
分に基づく位相制御にあわせて、使用する搬送周波数に
対する推定の遅延時間に基づく移相制御信号をも加えて
制御するように構成したので、簡単な回路構成で、すば
やく制御動作が収束し、しかも制御系の安定性が高い高
周波電力増幅装置を提供することができる。
変調器出力と直交復調器入力の搬送波の間に位相のずれ
が生じたときに、従来の帰還復調信号から検出した直流
分に基づく位相制御にあわせて、使用する搬送周波数に
対する推定の遅延時間に基づく移相制御信号をも加えて
制御するように構成したので、簡単な回路構成で、すば
やく制御動作が収束し、しかも制御系の安定性が高い高
周波電力増幅装置を提供することができる。
【図１】本発明に係る高周波電力増幅装置の実施の一形
態例を示す構成概要図。
態例を示す構成概要図。
【図２】特願平１１−０６７９５８号に示される高周波
電力増幅装置の一例を示す構成概要図。
電力増幅装置の一例を示す構成概要図。
【図３】Ｉ、Ｑ平面上のバイアス直流分Ｃのベクトル
図。
図。
１ａ、１ｂ・・減算器、 ２ａ、２ｂ・・ローパス
フィルタ、３・・加算器、 ４・・直交変調器、
５・・電力増幅器、６・・アンテナ、 ７・・減
衰器、 ８・・直交復調器、９・・移相器 １０
・・発振器 １１ａ、１１ｂ・・キャパシタ、１２・
・ローパスフィルタ、 １３・・移相制御器、１４・
・位相計算回路
フィルタ、３・・加算器、 ４・・直交変調器、
５・・電力増幅器、６・・アンテナ、 ７・・減
衰器、 ８・・直交復調器、９・・移相器 １０
・・発振器 １１ａ、１１ｂ・・キャパシタ、１２・
・ローパスフィルタ、 １３・・移相制御器、１４・
・位相計算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/36 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｆ
Claims (1)
- 【請求項１】 直交したベースバンド信号を変調信号と
する直交変調器と電力増幅器と該電力増幅器の出力信号
を復調して直交したベースバンド信号を出力する直交復
調器とをループ状に接続するとともに、前記直交復調器
に復調用搬送波の位相を補正するための移相器を接続
し、前記移相器の移相量を制御するため前記直交変調器
の変調信号に直流信号を付加した負帰還型の高周波電力
増幅装置であって、前記移相器の移相量制御を行うに際
して、前記直交復調器の出力において前記ループ状に接
続された回路の高周波部分による前記付加された直流信
号成分の位相変化を検出するとともに、予め設定した前
記ループ状に接続された回路の高周波部分に係わる所定
周波数での通過位相量に基づき、チャネル変更に伴う前
記通過位相量の変化を把握して前記移相器の移相量制御
を行うようにしたことを特徴とする高周波電力増幅装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15382499A JP3869976B2 (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | 高周波電力増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15382499A JP3869976B2 (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | 高周波電力増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000349844A true JP2000349844A (ja) | 2000-12-15 |
| JP3869976B2 JP3869976B2 (ja) | 2007-01-17 |
Family
ID=15570904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15382499A Expired - Fee Related JP3869976B2 (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | 高周波電力増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3869976B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011529305A (ja) * | 2008-07-25 | 2011-12-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 送信ノイズキャンセレーション |
| US9231523B2 (en) | 2013-03-22 | 2016-01-05 | Fujitsu Limited | Modulating device and modulation method |
-
1999
- 1999-06-01 JP JP15382499A patent/JP3869976B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011529305A (ja) * | 2008-07-25 | 2011-12-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 送信ノイズキャンセレーション |
| JP2014078990A (ja) * | 2008-07-25 | 2014-05-01 | Qualcomm Incorporated | 送信ノイズキャンセレーション |
| US9231523B2 (en) | 2013-03-22 | 2016-01-05 | Fujitsu Limited | Modulating device and modulation method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3869976B2 (ja) | 2007-01-17 |
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