JP4846715B2 - 周波数領域内で予歪を用いる電力増幅器の線形化方法および装置 - Google Patents

Description

ここに記述された多様な実施例は、一般にワイヤレス通信に関し、より詳しくは、周波数領域内で予歪(predistortion)を用いる電力増幅器の線形化方法および装置に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）のようなマルチキャリア変調技術は、現在、帯域通過通信チャネルを介する高速通信に広く用いられている。それらの使用例には、デジタル・オーディオおよびビデオの放送が含まれる。さらに、それらには、ワイヤレス・ネットワーキング標準規格（例えば、電気電子学会（ＩＥＥＥ）標準規格８０２．１１ａ、ｇ、ｊ、ｎ、および８０２．１６）のための物理レイヤの実行が含まれる。

ＯＦＤＭシステムは、データを送信するために、いくつかの低速のサブキャリアを使用する。サブキャリアがシンボル周期にわたって直交し、相互に干渉しないように、サブキャリアの周波数およびシンボル周期(symbol period)が選択される。ＯＦＤＭシステムでは、データはＮ個のストリームに分割され、その後、それらは、近接して配置されたサブキャリアの周波数またはトーンを並列に独立して変調するために使用される。上述のアプリケーションにおいて、Ｎ個は典型的には６４個またはそれ以上である。サブキャリア間の周波数間隔は１／Ｔであり、ここでは、ＴはＯＦＤＭ時間区間(time duration)である。

実際のシステムは、逆離散フーリエ変換（逆高速フーリエ変換またはＩＦＦＴとして実行される）を用いて複合時間領域の信号のサンプル・バージョンを生成し、それは無線送信に適した信号に変換することができる。シングルキャリア変調に比べてＯＦＤＭの最も顕著な利点は、付与されたデータ速度に対してシンボル周期がより長いことあり、それは、手の込んだ等化技術にたよる必要なく、時間分散チャネル内でシンボル間の干渉を本質的に緩和する。

しかしながら、ＯＦＤＭ信号は、複数の正弦波の合計であるので、異なるトーンからの信号が構造的に加わるとき、複合時間領域の信号中に高い振幅のピークが生じる。信号の平均電力と比較すると、信号の瞬間ピーク電力は高く、それは、信号が高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有することを意味する。これらのピークの発生は、実際に実施する際に深刻な妨げとなり、一般にＯＦＤＭの重要な課題であると考えられる。

ＯＦＤＭ信号を送信するために、時間領域の信号のエネルギーは電力増幅器によって増強されなければばらない。しかしながら、ＰＡＰＲが高いことは、電力増幅器の伝達特性によって示されるあらゆる非線形に、ＯＦＤＭ信号が敏感であることを意味する。データをコード化するための特別なコーディング技術を用いることによってＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲが低いＯＦＤＭ信号にすることは可能であるが、これによって課題は解消されない。

本発明の主題の実施例である以下の詳細な説明において、その一部を構成する添付図面が参照されるが、そこでは実施例として、本発明の主題が実施される特定の好適な実施例が示される。これらの実施例は、当業者が本発明の主題を実施することができるように、十分詳細に記述される。他の実施例もまた利用可能であり、その構造的、機械的、構成的、手順的な変更は、本発明の主題の精神および範囲を逸脱することなく行うことができると理解される。したがって、以下の詳細な説明は、制限することを意図するものではなく、また、本発明の主題の範囲は、添付の請求項によってのみ定義される。

図１は、電力増幅器２４を含む既知のＯＦＤＭ送信機１０を示すブロック図である。

ＯＦＤＭ送信機１０は、入力ビットのストリームをＮ個の並列ストリームに変換するための直並列(serial-to-parallel)コンバータ１２を含む。各並列ストリーム内のビットのグループは、その後、エンコーダ／モジュレータ１６によってＮ個の複素数値のシンボルのブロックにコード化されるが、ここで、複素数値のシンボルは、直交振幅変調（ＱＡＭ: quadrature amplitude modulation）のような変調システムの配座点に対応する。複素数値のシンボルは、特定のサブキャリアの振幅および位相を決定するために用いられるので、ここではそれらを「周波数領域のシンボル(frequency-domain symbols)」と称する。

Ｎ個の周波数領域のシンボルは、それぞれが複素数であり、複数の入力ビットを表わし、また、それらはＮ点の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１８に入力される。次に、それらは、並直列(parallel-to-serial)コンバータ２０によって直列離散時間信号に変換される。

このように、生成された離散時間信号は、直交サブキャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のＮ個のサンプルを構成し、各サブキャリア波形は周波数領域のシンボルによって変調される。これらのＮ個のサンプルは、「ＯＦＤＭシンボル」または「ＯＦＤＭブロック」と称される。ＯＦＤＭシンボルは、入力データが直接マップされる周波数領域のシンボルと識別するために、時にメタシンボル(meta-symbols)と称される。

時間領域の波形のサンプルは、デジタル・アナログ変換器２２によってアナログ波形に変換され、電力増幅器２４を駆動し、そして、例えばアンテナ２６を使用して通信チャネルを介して時間領域の波形を送信する。

その後、適切な受信機（図示せず）で、時間領域の波形は、周波数領域のシンボルに復元するために再サンプリングおよび離散フーリエ変換され、そのシンボルは入力データ・ストリームを生成するためにデコードされる。

実際には、周波数領域のシンボルまたはデータ・サブキャリアの数は、サブキャリアの総数よりもやや少ない。これによって、エイリアシングが防止されると共に、同期のために使用されるパイロット・キャリアが提供される。

さらに、増強されたイミュニティ（耐雑音障害性）をマルチパス歪みに提供するために、ガード・インターバルが各ＯＦＤＭシンボルに提供される。サブキャリアの直交性を保存するために、ガード・インターバルは、循環的なプレフィックスの形をとる。循環的なプレフィックスは、ＯＦＤＭシンボルの最後の部分のコピーとして確立され、また、区間は、マルチパス・チャンネルの最大超過遅延よりも少し大きくされる。循環的なプレフィックスは、離散フーリエ変換および周波数領域のシンボルの復元に先立って受信機で除去される。

前述のように、ＯＦＤＭ送信機内の電力増幅器の非線形伝達特性は、送信信号に歪みを導入することがある。増幅器は、小さい信号条件の下では線形装置として動作するが、それらは入力信号レベルが増大するにつれて、より非線形になり、より歪む。ＯＦＤＭ信号は、各キャリアの瞬間位相値に依存する広範囲に可変であるエンベロープのために、これらの非線形の歪みに敏感である。

増幅器の信号レベルは、問題を緩和するために低減され、または「バックオフ(backed off)」されるが、これによって、効率が低下し、および／または送信機のカバレージ領域が減少する。したがって、実際の動作に必要とされる入力信号レベルでは、電力増幅器の非線形伝達特性は、歪みまたはいくらかの均等ノイズを送信信号に導入する。歪みは入力信号の振幅に応じて変化する。このノイズは、入力信号の振幅に基づいた程度まで、出力信号の振幅の歪み（「ＡＭ／ＡＭ」）および位相の歪み（「ＡＭ／ＰＭ」）の両方を生成する。

図２は、本発明の主題の実施例に従って、電力増幅器の非線形伝達特性に対して幾分か相補的に予歪を与えられた(predistorted)入力信号Ｓ_ｉを示す。一般的な原理では、入力信号が、電力増幅器の非線形の伝達特性に対して幾分か相補的に予歪を与えられた場合に、増幅器で生成されたノイズが除去される。

図２において、入力信号Ｓ_ｉは、非線形伝達特性Ｆを有する予歪補償器(前置補償器／predistorter)５０に入力され、予歪を与えられた信号Ｓ_ｐになり、その後、非線形伝達特性Ｇを有する電力増幅器６０に入力されて出力信号Ｓ_ｏを生成し、アンテナ７０から送信される。

理想的には、予歪補償器５０の伝達特性Ｆは以下のようなものである。

Ｓ_ｉ＜（Ｓ_ｉ）_ｍａｘのとき、Ｇ（Ｆ（Ｓ_ｉ））＝Ｋ・Ｓ_ｉ
Ｓ_ｉ＞（Ｓ_ｉ）_ｍａｘのとき、Ｇ（Ｆ（Ｓ_ｉ））＝Ｋ・（Ｓ_ｉ）_ｍａｘ
ここで、（Ｓ_ｉ）_ｍａｘは、電力増幅器の出力を飽和レベルに駆動する入力値であり、Ｋは利得である。したがって、２つの非線形の組合せは、入力信号の付与されたレンジ、Ｓ_ｉ＜（Ｓ_ｉ）_ｍａｘにおいて全体として線形伝達関数になる。

図２に示された理想的な結果の達成を試みる予歪技術は、時間領域内で予め実行される。デジタル時間領域の予歪補償器内で、例えば、各入力サンプルの振幅および位相は、アナログ方式に変換される前に調整され、電力増幅器に入力される。

電力増幅器による非線形歪みもまた、周波数領域におけるその影響をモデル化することができる。電力増幅器によって導入されたＯＦＤＭ信号中の非線形歪みノイズは、「混変調歪み」と呼ばれるものによる追加のスペクトル・コンポーネントの生成と同様に、周波数領域内でサブキャリア間に拡散する振幅および位相の歪みとして現われる。サブキャリアの振幅および位相の歪みは、帯域内歪みであり、それが、電力増幅器の非線形効果によって引き起こされるビット誤り率を増加させる原因となる。追加スペクトルのコンポーネント生成によって、さらに帯域外歪みが生じ、それが隣接する通信チャネルに干渉する。

本発明の主題において、これらの効果は両方とも、周波数領域内で予歪を行なうことにより直接対処される。時間領域ＯＦＤＭシンボルは、電力増幅器の非線形伝達特性を補償するという方法で、周波数領域のシンボルを修正することによって予歪が与えられる。

図３の典型的な実施例の説明に先立って、本発明の主題に従って、ＯＦＤＭシステムの実施例における周波数領域の予歪についての簡潔な説明を行う。

かかる実施例において、直交振幅変調（ＱＡＭ: quadrature amplitude modulation）、４相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ: quadriphase shift keying）、または２進位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ: binary phase shift keying）のような変調システムのような配座点に対応するシンボルとしてコード化されたデータは、並列に変調されたサブキャリア上で送信される。

変調されたサブキャリアは、受信機で復調することができる送信可能な複合信号を形成するために合計される。サブキャリアの周波数は、サブキャリアの両方のスペクトルのオーバラップおよびシンボルの復元力を許容するために、サブキャリアがシンボル周期にわたって直交する（すなわち、相関しない）ように選択される。サブキャリアの直交性は、シンボル周期が各サブキャリアの整数のサイクル数を含む場合に達成することができる。

サブキャリア間に最小のスペーシングを有するＯＦＤＭ信号は、以下の方法で生成することができる。Ｎはサブキャリアの数であり、Ｃ［ｋ］（ｋ＝０からＮ−１）は同時に送信される複素シンボルであり、ＮＴ_ＳはＯＦＤＭシンボル区間であるとする。１つのシンボル・インターバルＮＴ_Ｓにわたってサンプル周期Ｔ_Ｓで得られた複素数包絡線ＯＦＤＭベースバンド信号Ｓ（ｔ）のＳ［ｎ］（ｎ＝０からＮ−１）は、以下のように表わすことができる。

ＯＦＤＭ信号の変調は、逆離散フーリエ変換によって適切に行なわれ、離散フーリエ変換は、Ｃ［ｋ］シンボルを復元するために使用される。離散フーリエ変換の直交基底関数は、サブキャリアを構成し、直角位相技術は、複素数値の指数関数から実数の時間領域の信号を生成するために使用される。離散フーリエ変換および逆離散フーリエ変換は、好ましくは、高速フーリエ変換アルゴリズム（ＦＦＴ）によって実行される。

サブキャリアを変調し、かつ複合時間領域の波形を生成するために使用されるに先立って、予歪が、周波数領域のシンボルを修正することにより、周波数領域内で実行される。

典型的な実施において、逆離散フーリエ変換は、周波数領域のシンボルから複合時間領域の波形のサンプルを生成するために使用され、また、時間領域の波形の予歪は、周波数領域にある間に逆離散フーリエ変換に先立って生じる。オリジナルの周波数領域のシンボルは、予歪シンボルと置換されるが、それは、時間領域に変換されたとき、非線形電力増幅器によって導入された振幅および位相の誤りを補償する。予歪シンボルは、電力増幅器の伝達特性と逆である伝達特性の多項式近似（polynomial approximation）の係数が掛けられた周波数領域のシンボルの複数の畳込みから導かれる。

周波数領域のシンボルの修正は、電力増幅器の非線形伝達特性の逆である関数Ｆ（Ｓ_ｉ）の多項式近似に従って実行される。

多項式関数の各項は、入力複素信号Ｓ_ｉに、同等の電力まで上げられた入力複素信号の絶対値を掛け、さらに複素係数ｃ_ｉを掛けたものによって表わされる。

時間領域の予歪の項、ｃ_ｌＳ_ｉ｜Ｓ_ｉ｜^ｌ−１，ｌ＝３，５，．．，Ｌ，は、周波数領域の予歪コンポーネント、ｃ_ｌＣ_ｌ~［ｋ］を通して実現される。

周波数領域の予歪シンボルＣｌ~［ｋ］は、ｋ＝１からｋ＝Ｍ＞Ｎまでの範囲でｋを選択することによって決定された、オリジナルの周波数領域のシンボルの任意のセットに適用される。したがって、１またはそれ以上のオリジナルの周波数領域のシンボルは、対応する予歪シンボルによって置き換えられる。周波数領域で予歪を与えることは、さらに、逆離散フーリエ変換に先立って入力ビットのストリームをコード化することにより生成された周波数領域のシンボルに加えて、周波数領域のシンボルを追加することを含む。前述した周波数領域のシンボルの数よりも大きいＩＦＦＴによって生成された他の空のサブキャリアは、この目的のために使用される。追加の周波数領域のシンボルは、電力増幅器の非線形伝達特性によって生成された帯域内および／または帯域外の周波数コンポーネントを補償するために使用される。

周波数領域の予歪シンボルＣ_ｌ~［ｋ］を計算するために、多様なアルゴリズムを使用することができる。例えば、予歪シンボルは、周波数領域のシンボルの複数の畳込みに、電力増幅器の伝達特性の逆である伝達特性の多項式近似の係数を掛けたものから導かれる。周波数領域の畳込みは、逆離散フーリエ変換、時間領域の信号の乗算、および離散フーリエ変換によって実行される。時間領域内での乗算の結果は、参照表に含まれるが、ここでは、参照表は時間領域の信号の値によって示される。

エージングおよび温度シフトによって引き起こされる変化のような、時間に関する増幅器の伝達特性の変化に適合するための予歪のために、多項式近似は、電力増幅器の入力と出力とを比較することにより更新される。例えば、多項式近似は、理想的に増幅された入力信号と電力増幅器の出力信号との間の平均二乗差のような選択基準を最小限にするために、多項式近似の係数を最適化する適応アルゴリズムによって更新される。最小限にされた選択基準はまた、時間領域の波形のサンプルと電力増幅器の出力の対応するデジタル化されたサンプルとの間の平均二乗差、または、周波数領域のシンボルと電力増幅器の出力信号から復元された対応する周波数領域のシンボルとの間の平均二乗差である。

図３は、本発明の主題の実施例に従って、周波数領域予歪を使用するＯＦＤＭ送信機３００を示す。

多様な実施例において、下記の信号処理動作は、ハードウェア回路およびコンポーネントによって実行される。あるいは、それらは、プロセッサ読取り可能な媒体内に含まれる命令を実行する要素を処理することによって、実行することもできる。

実施例において、ＯＦＤＭ送信機３００は、ＯＦＤＭモジュレータ３０２、予歪ブロック３０４、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行ない、かつガード・インターバル（ＧＩ）を加えるためのブロック３０６、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３０８、第１ミキサ３１０、局部発振器（ＬＯ）３１２、電力増幅器（ＰＡ）３１４、アンテナ３１６、第２ミキサ３１８、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）３２０、および多項式近似ブロック３２２を含む。

ＯＦＤＭモジュレータ３０２は、２進直列入力データを、周波数領域のシンボルを構成するＮ個（本例ではＮ＝６４）の複素数のグループに変換する。各周波数領域のシンボルは、変調システム（例えばＱＡＭ）に対応する配座点を表わし、ＯＦＤＭシンボルの特定のサブキャリアを変調するために使用される。

Ｎ個の複素数は、周波数領域のシンボルの振幅および位相の修正を行なう予歪ブロック３０４と並列に進む。この予歪は、多項式近似を基礎として、電力増幅器の伝達特性の逆関数に対して行われる。動作は周波数領域で行なわれるが、それは、命令Ｌの多項式関数Ｆ（Ｓ）にそれを置換することにより、時間領域内の入力シンボルを処理することと等しい。

予歪ブロック３０４の出力は、Ｍ個の予歪複素数であり、それは、ＭがＮより大きいときに、追加の周波数領域のシンボルと同様に、位相および振幅に関して修正されたＮ個の周波数領域のシンボルに対応する。パラメータＮおよびＭは、電力増幅器３１４の非線形特性に依存し、それらは、任意の適用可能な標準規格の精度要求（例えば、許容されたエラー・ベクトルの大きさおよび送信スペクトル・マスク）と計算上の複雑さとの間のトレードオフとして選択されるべきである。

それが、帯域外の非線形の歪みの消去を達成するために必要な場合、予歪ブロック３０４は、帯域内周波数および帯域外周波数の双方のための補償スペクトル・コンポーネントを生成する。例えば、予歪ブロック３０４は、Ｎ＝６４の複素振幅を取るが、それは、ＩＦＦＴのサイズ、および下記のＧＩ付加ブロック３０６に対応して、Ｍ＝６４またはＭ＝１２８の複素振幅を出力する。

予歪デジタルＯＦＤＭシンボル複素数は、ＩＦＦＴおよびＧＩ付加ブロック３０６に入り、対応するサイズ（例えば６４または１２８）の逆フーリエ変換を行なう。さらに、ＩＦＦＴおよびＧＩ付加ブロック３０６は、時間領域内の形成デジタルＯＦＤＭシンボルにガード・インターバル（ＧＩ）を挿入する。

その後、予歪デジタルＯＦＤＭシンボルは、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３０８に進み、さらに、それは多項式近似モジュール３２２に進む。

デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３０８内で、予歪デジタルＯＦＤＭシンボルは、予歪アナログＯＦＤＭシンボルの形をとってアナログ・ベースバンド信号に変換される。

次に、予歪アナログＯＦＤＭシンボルは、ミキサ３１０内で、局部発振器（ＬＯ）３１２によって生成された搬送周波数と混合することにより、適切な無線周波数（ＲＦ）信号にアップ・コンバートされる。その後、結果として生じたＲＦ信号は、電力増幅器３１４によって増幅される。必要であれば、電力増幅器３１４から、ＲＦ信号はさらなる回路（図示せず）によって処理され、その後適切なアンテナ３１６を介して送信される。アンテナ３１６は、全方向性アンテナ、モノポール・アンテナ、ダイポール・アンテナ、パッチ・アンテナ、指向性アンテナ、その他を含む。

一実施例において、フィード・バックが、電力増幅器３１４の非線形特性のための更新情報を提供するために使用される。電力増幅器３１４の出力のわずかな部分がタップされ、ミキサ３１８内で、それを局部発振器（ＬＯ）３１２によって生成された信号と混合することにより、ベースバンドにダウン・コンバートされ、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）３２０によってアナログからデジタルに変換される。

その後、結果として生じたデジタル信号は、多項式近似モジュール３２２に供給され、そこで、電力増幅器３１４の振幅伝達特性の逆関数Ｇ^−１（ＫＳ）（Ｋは利得を表わす）は、次数Ｌの多項式関数Ｆ（Ｓ）に近似する。多項式の係数は、いくつかの基準を最小限にするために最適化される。平均二乗誤差基準が使用される場合、その目的は、理想的な増幅信号と電力増幅器３１４の復調された出力との平均二乗を最小限にすることである。その後、最適化された多項式係数上の情報は、予歪ブロック３０４に進む。

本明細書の内容を読み、かつ理解することによって、平均的な当業者は、ソフトウェア・プログラムがコンピュータ・ベースのシステム内の機械アクセス可能な媒体から開始され、ソフトウェア・プログラム内で定義された機能を実行する方法を会得するであろう。平均的な当業者は、さらに、ここに開示された方法を実施および実行するために設計された１またはそれ以上のソフトウェア・プログラムを作成するために使用される多様なプログラミング言語を理解するであろう。プログラムは、Ｊａｖａ（登録商標）またはＣ＋＋のようなオブジェクト指向言語を使用して、オブジェクト指向フォーマットで構成される。あるいは、プログラムはアセンブリまたはＣのような手続き形言語を使用して、手続き指向フォーマットで構成される。ソフトウエア・コンポーネントは、例えば、リモート・プロシージャ・コールを含む、アプリケーション・プログラム・インターフェースまたはインタープロセス通信技術のような、当業者に周知の多くのメカニズムのいずれかを使用して通信する。多様な実施例の技術は、いかなる特定のプログラミング言語または環境にも制限されていない。したがって、他の実施例によっても実現可能である。

図４は、本発明の主題の多様な実施例に従った物品４００のブロック図である。多様な実施例に従えば、物品４００は、コンピュータ、メモリ・システム、磁気的または光学的ディスク、他の格納装置、集積回路、および／または、あらゆるタイプの電子機器またはシステムを含む。物品４００は、関連する情報４０７（例えば、計算機プログラム命令および／またはデータ）を有するメモリ４０５（例えば、電気的、光学的、または電磁的な導体を含むメモリ）のような機械アクセス可能な媒体に結合された、少なくとも１つのプロセッサ４０３および／または４０４を含み、それは、アクセスされたとき、周波数領域内の予歪を使用して、電力増幅器の線形化方法のような動作を実行するマシン（例えば、プロセッサ４０３および／または４０４）になる。

他のアクティビティは、時間領域の波形を受信すること、および、周波数領域のシンボルを復元するために、時間領域の波形をサンプリングし、離散フーリエ変換することを含み、その周波数領域のシンボルはデコードされ、入力データ・ストリームを生成する。

図５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄは、全体として、本発明の主題の多様な実施例に従っていくつかの方法を示すフローチャート５００を構成する。

５０１において、入力ビットのストリームは、複数の周波数領域のシンボルにコード化される。各シンボルは、複数の入力ビットを表わす複素数を含む。周波数領域のシンボルは、ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、またはＢＰＳＫ変調システム、スキームまたはプロトコルの配座点に対応する。

５０２において、周波数領域のシンボルのブロックは、時間領域に変換され、直交キャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のサンプルを生成する。各キャリア波形は、周波数領域のシンボルによって変調される。

５０３において、時間領域の波形のサンプルは、時間領域への変換前に周波数領域のシンボルを修正することによって予歪を与えられる。予歪は、電力増幅器の非線形伝達特性を補償する方法で実行される。

５０４において、周波数領域のシンボルは、１またはそれ以上の周波数領域のシンボルを周波数領域の予歪シンボルで置換することにより修正される。予歪シンボルは、周波数領域のシンボルの振幅および位相の両方に予歪を与える複素数を含む。周波数領域のシンボルは、電力増幅器の非線形伝達特性の逆である関数の多項式近似に従って修正される。多項式近似は、電力増幅器の入力と出力とを比較することにより更新される。

多項式近似は、選択された基準を最小限にするために、多項式近似の係数を最適化することにより更新される。一例として、最小限にされた基準は、理想的な増幅された入力信号と、電力増幅器の出力との間の平均二乗差を含む。または、最小限にされた基準は、時間領域の波形のサンプルと、電力増幅器の出力の対応するデジタル化されたサンプルとの間の平均二乗差を含む。あるいは、最小限にされた基準は、周波数領域のシンボルと、電力増幅器の出力信号から復元された対応するシンボルとの間の平均二乗差を含む。

５０５において、周波数領域のシンボルは、周波数領域のシンボル上で実行された周波数領域の畳込みに従って周波数領域の予歪シンボルを導出することにより修正される。周波数領域の畳込みは、逆離散フーリエ変換、時間領域の信号の乗算、および離散フーリエ変換によって実行される。時間領域の信号の乗算は、参照用テーブルに索引を付すことにより実行される。参照用テーブルは、時間領域の信号の値によって索引を付した乗算の積を含む。

５０６において、時間領域サンプルは、入力ビットのストリームをコード化することにより生成された周波数領域のシンボルに付加的な周波数領域のシンボルを追加することによって予歪が与えられる。追加の周波数領域のシンボルは、電力増幅器の非線形伝達特性によって生成された帯域外の周波数コンポーネントを補償する。

５０７において、時間領域の波形のサンプルは、通信チャネルを介してアナログ波形を送信するためにアナログ波形に変換され、電力増幅器を駆動する。

５０８において、フローチャートは終了する。本方法が連続的または断続的に実行可能であることは、理解されるであろう。

ここに記述された方法は、必ずしも記述された順序、または特定の順序で実行される必要がないことに注意すべきである。さらに、ここに明記された方法に関して記述された多様なアクティビティは、直列または並列の方法で実行することができる。いくつかのアクティビティは、無限に繰り返されることがあり、また、他のアクティビティは、一度だけ生じることがある。この文書の目的のために、用語「情報」および「データ」は、互換的に使用される。パラメータ、コマンド、オペランド、および他のデータを含む情報は、１またはそれ以上の搬送波の形で送信および受信することができる。

本発明の主題の多様な実施例における装置、システム、および方法を含むアプリケーションは、ワイヤレス・ネットワーク、基地局、携帯電話、他のワイヤレス通信装置、コンピュータ、個人用デジタル情報処理端末、ページャ、ワークステーション、ラジオ、ビデオおよびオーディオ・プレーヤ、テレビ、他の娯楽装置、車両その他を含む、多種多様の電子機器またはシステム内のあらゆる階層的レベルで使用される電子回路およびコンポーネントを含むが、これらに限定されない。本実施例は、通信および信号処理回路、モデム、集積回路、演算処理モジュール（マルチ・プロセッサ・チップを含む）、埋込みプロセッサ、データ・スイッチ、および、マルチ・レイヤ、マルチチップ・モジュールを含む特定アプリケーション向けモジュール内でも使用される。さらに他の実施例が実現可能である。例えば、多くの実施例が多種多様の方法を含む。

本発明は前述の特定の実施例と共に記述されたが、多くの代替、変更、および修正が、当業者には明らかになるであろう。
かかる代替、変更、および修正は、添付の請求項の範囲内であると意図される。

本説明の一部を構成する添付図面は、本主題を実行するための特定の実施例を示すが、これらは例示であり、これらに制限されることはない。図示された実施例は、当業者がここに開示された教示を実行することができるように、十分詳細に記述されている。他の実施例は、それらを利用し、発展させることが可能であり、その結果、本明細書の範囲から逸脱することなく、構造的および論理的な代替および変更が行なわれることがある。したがって、本明細書の詳細な説明は、制限することを意図するものではなく、多様な実施例の範囲は、添付の請求項に基づいて権利付与される範囲と均等な全範囲を伴って、添付の請求項によってのみ定義される。

本発明の主題の実施例は、ここでは個別または集合的に、「発明」という用語で称されるが、これは、単に便宜のためであり、事実上１つ以上が開示されたとしても、いかなる単一の発明または発明概念について本願の範囲を自ら制限することを意図するものではない。したがって、特定の実施例がここに図示され記述されたが、開示された特定の実施例の代わりに、同じ目的の達成を意図する任意の変更を施すことができることを理解すべきである。本明細書は、多様な実施例のいくつかおよび全ての応用または変更をカバーすることを意図している。上記の実施例の組合せ、および、ここでは特に記述されない他の実施例であって、上記の記述を考察することにより、当業者には明白になるであろう。

本明細書の要約は、３７Ｃ．Ｆ．Ｒ．§１．７２（ｂ）に従って提供され、要約を要求することによって、明細書の技術的な本質を素早く確かめることができる。要約は、請求の範囲または意味を解釈し、または制限するためには使用されないという理解の下で提出される。さらに、前述した明細書の詳細な説明において、明細書を合理化する目的で、単一の実施例において様々な特徴を一まとめにすることがある。このような開示方法は、クレームされた実施例が、各請求項において明らかに列挙されているよりも多くの特徴を要求するという目的を反映しているものであると解釈すきではない。むしろ、添付の請求項が反映するように、本発明の主題は、単一の開示された実施例のすべての特徴よりも少ない。したがって、以下の請求項は、ここに、詳細な説明に組み込まれ、各請求項は個別の実施例として独立しているものである。

電力増幅器を含む既知のＯＦＤＭ送信機を示すブロック図である。 本発明の主題の実施例に従った、電力増幅器の非線形伝達特性を補償する方法で予歪を与えられた入力信号を示す。 本発明の主題の実施例に従った、周波数領域の予歪を使用するＯＦＤＭ送信機を示す。 本発明の主題の多様な実施例に従った物品のブロック図である。 本発明の主題の多様な実施例に従ったいくつかの方法を示すフローチャートである。 本発明の主題の多様な実施例に従ったいくつかの方法を示すフローチャートである。 本発明の主題の多様な実施例に従ったいくつかの方法を示すフローチャートである。 本発明の主題の多様な実施例に従ったいくつかの方法を示すフローチャートである。

Claims (36)

1. 非線形出力を生成する電力増幅器への入力信号に予歪を与える段階であって、前記予歪は、直交周波数分割多重信号の個々のサブキャリアを変調するために使用される周波数領域のシンボルを修正することによって、周波数領域で実行される、予歪を与える段階と、
   前記周波数領域のシンボルを修正する段階は、１またはそれ以上の周波数領域のシンボルを、周波数領域の予歪シンボルで置換する段階を含み、
   前記電力増幅器の非線形伝達特性と逆である関数の多項式近似に従って前記周波数領域のシンボルを修正する段階と、
   前記電力増幅器の入力と出力とを比較することにより、前記多項式近似を更新する段階と、
   選択された基準を最小限にするために、前記多項式近似の係数を最適化することにより、前記多項式近似を更新する段階であって、前記最小限の基準は、前記時間領域の波形のサンプルと前記電力増幅器の前記出力の対応するデジタル化されたサンプルとの間の平均二乗差を含む、段階と、
   から成ることを特徴とする方法。
2. 前記入力信号は、それぞれのサブキャリアに対応する配座点をそれぞれ表わす複数の複素数を含み、また、前記予歪を与える段階は、
   前記電力増幅器の振幅伝達特性の逆関数の多項式近似を実行する段階を含む、
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記周波数領域のシンボルを逆離散フーリエ変換し、直交キャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のサンプルを生成する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 各キャリア波形は、周波数領域のシンボルによって変調されることを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 入力ビットのストリームを複数の周波数領域のシンボルにコード化する段階であって、各シンボルは、前記複数の入力ビットを表わす複素数を含む、段階と、
   前記周波数領域のシンボルのブロックを時間領域に変換し、直交キャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のサンプルを生成する段階であって、各キャリア波形は、周波数領域のシンボルによって変調される、段階と、
   前記時間領域の波形のサンプルをアナログ波形に変換し、通信チャネルを介して前記アナログ波形を送信するために電力増幅器を駆動する段階と、
   前記時間領域への変換の前に前記周波数領域のシンボルを修正することによって前記時間領域の波形のサンプルに予歪を与える段階と、
   １またはそれ以上の周波数領域のシンボルを、周波数領域の予歪シンボルで置換することによって、前記周波数領域のシンボルを修正する段階と、
   前記電力増幅器の非線形伝達特性と逆である関数の多項式近似に従って前記周波数領域のシンボルを修正する段階と、
   前記電力増幅器の入力と出力とを比較することにより、前記多項式近似を更新する段階と、
   選択された基準を最小限にするために、前記多項式近似の係数を最適化することにより、前記多項式近似を更新する段階であって、前記最小限の基準は、理想的に増幅された入力信号と前記電力増幅器の出力との間の平均二乗差を含む、段階と、
   から成ることを特徴とする方法。
6. 前記予歪を与える段階は、前記電力増幅器の非線形伝達特性を補償する方法で実行されることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 前記予歪シンボルは、前記周波数領域のシンボルの振幅および位相の両方を予歪を与える複素数を含むことを特徴とする請求項５記載の方法。
8. 前記周波数領域のシンボルについて実行された周波数領域の畳込みに従って前記周波数領域の予歪シンボルを導出することにより、前記周波数領域のシンボルを修正する段階をさらに含むことを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 逆離散フーリエ変換、前記時間領域の信号の乗算、および離散フーリエ変換により、前記周波数領域の畳込みを実行する段階をさらに含むことを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 参照用テーブルに索引を付すことにより、前記時間領域の信号の乗算を実行する段階をさらに含み、前記参照用テーブルは、前記時間領域の信号の値によって索引を付された前記乗算の積を含むことを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 前記入力ビットのストリームをコード化することによって生成された周波数領域のシンボルに加えて、周波数領域のシンボルを追加することにより、前記時間領域の波形のサンプルに予歪を与える段階をさらに含む請求項５記載の方法。
12. 前記追加の周波数領域のシンボルは、前記電力増幅器の前記非線形伝達特性によって生成された帯域外周波数コンポーネントを補償することを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記周波数領域のシンボルは、直交振幅変調システムの配座点に対応することを特徴とする請求項５記載の方法。
14. 前記周波数領域のシンボルは、直角位相偏移キーイング変調システムの配座点に対応することを特徴とする請求項５記載の方法。
15. 前記周波数領域のシンボルは、２進位相偏移キーイング変調システムの配座点に対応することを特徴とする請求項５記載の方法。
16. 前記最小限の基準は、前記時間領域の波形のサンプルと、前記電力増幅器の前記出力の対応するデジタル化されたサンプルとの間の平均二乗差を含むことを特徴とする請求項５記載の方法。
17. 前記最小限の基準は、周波数領域のシンボルと、前記電力増幅器の前記出力信号から復元された対応するシンボルとの間の平均二乗差を含むことを特徴とする請求項５記載の方法。
18. 直交周波数分割多重入力信号に応答し、かつ、非線形伝達特性を有する出力信号を生成する電力増幅器と、
    前記入力信号の予歪を生成する回路であって、前記予歪は、前記出力信号の個々のサブキャリアを変調するために使用される周波数領域のシンボルを修正することにより、前記周波数領域内で実行される、回路と、
    前記出力信号を受信するために前記電力増幅器に結合された全方向性アンテナと、から構成され、
    前記周波数領域のシンボルの修正は、１またはそれ以上の周波数領域のシンボルを、周波数領域の予歪シンボルで置換することによって実行される、
    前記周波数領域のシンボルは、前記電力増幅器の非線形伝達特性と逆である関数の多項式近似に従って修正され、
    前記多項式近似は、前記電力増幅器の入力と出力とを比較することにより、更新され、
    前記多項式近似は、選択された基準を最小限にするために、前記多項式近似の係数を最適化することにより、更新され、
    前記最小限の基準は、前記周波数領域のシンボルと前記電力増幅器の前記出力信号から復元した対応するシンボルとの間の平均二乗差を含む、
    ことを特徴とするシステム。
19. 前記回路は、前記電力増幅器の前記非線形伝達特性を補償する方法で、前記入力信号に予歪を与えることを特徴とする請求項１８記載のシステム。
20. 前記装置は、基地局、携帯電話、パーソナル・コンピュータ、個人用デジタル情報処理端末、および娯楽装置のうちの１つを含むことを特徴とする請求項１８記載のシステム。
21. 入力ビットのストリームを複数の周波数領域のシンボルへコード化するモジュレータであって、各シンボルは、前記複数の入力ビットを表わす複素数を含む、モジュレータと、
    直交キャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のサンプルを生成するために前記周波数領域のシンボルのブロックを処理するための逆離散フーリエ変換器であって、各キャリア波形は周波数領域のシンボルによって変調される、逆離散フーリエ変換器と、
    前記時間領域の波形のサンプルをアナログ波形に変換するデジタル・アナログ変換器と、
    通信チャネルを介して前記アナログ波形を送信する電力増幅器と、
    前記電力増幅器の非線形伝達特性を補償する方法で前記逆離散フーリエ変換器による逆離散フーリエ変換の前に前記周波数領域のシンボルを修正する予歪補償器であって、前記予歪補償器は、１またはそれ以上の周波数領域のシンボルを、周波数領域の予歪シンボルで置換することによって前記周波数領域のシンボルを修正する、予歪補償器と、から構成され、
    前記周波数領域のシンボルは、前記電力増幅器の非線形伝達特性と逆である関数の多項式近似に従って修正され、
    前記多項式近似は、前記電力増幅器の入力と出力とを比較することにより、更新され、
    前記多項式近似は、選択された基準を最小限にするために、前記多項式近似の係数を最適化することにより、更新され、
    前記最小限の基準は、前記周波数領域のシンボルと前記電力増幅器の前記出力信号から復元した対応するシンボルとの間の平均二乗差を含む、
    ことを特徴とするシステム。
22. 前記予歪シンボルは、前記周波数領域のシンボルの前記振幅および位相の両方に予歪を与える複素数を含むことを特徴とする請求項２１記載のシステム。
23. 前記予歪補償器は、前記周波数領域のシンボル上で実行された周波数領域の畳込みに従って前記周波数領域の予歪シンボルを導出することにより、前記周波数領域のシンボルを修正することを特徴とする請求項２２記載のシステム。
24. 前記予歪補償器は、逆離散フーリエ変換、前記時間領域の信号の乗算、および離散フーリエ変換によって前記周波数領域の畳込みを実行することを特徴とする請求項２３記載のシステム。
25. 前記予歪補償器は、参照用テーブルに索引を付すことによって前記時間領域の信号の前記乗算を実行し、前記参照用テーブルは、前記時間領域の信号の値によって索引を付された前記乗算の積を含むことを特徴とする請求項２４記載のシステム。
26. 前記予歪補償器は、前記入力ビットのストリームをコード化することにより生成された周波数領域のシンボルに加えて、周波数領域のシンボルを追加することを特徴とする請求項２３記載のシステム。
27. 前記追加の周波数領域のシンボルは、前記電力増幅器の前記非線形伝達特性によって生成された帯域外の周波数コンポーネントを補償することを特徴とする請求項２６記載のシステム。
28. 関連する情報を有する機械アクセス可能な媒体を含む物品であって、前記情報は、アクセスされたとき、
    入力ビットのストリームを複数の周波数領域のシンボルにコード化し、各シンボルは、前記複数の入力ビットを表わす複素数を含み、
    前記周波数領域のシンボルのブロックを逆離散フーリエ変換して直交キャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のサンプルを生成し、各キャリア波形は、周波数領域のシンボルによって変調され、
    電力増幅器の非線形伝達特性を補償する方法で逆離散フーリエ変換の前に前記周波数領域のシンボルを修正することによって前記時間領域のサンプルに予歪を与え、
    前記周波数領域のシンボルの修正は、１またはそれ以上の周波数領域のシンボルを、周波数領域の予歪シンボルで置換することを含む、
    前記周波数領域のシンボルは、前記電力増幅器の非線形伝達特性と逆である関数の多項式近似に従って修正され、
    前記多項式近似は、前記電力増幅器の入力と出力とを比較することにより、更新され、
    前記多項式近似は、選択された基準を最小限にするために、前記多項式近似の係数を最適化することにより、更新され、
    前記最小限の基準は、理想的に増幅された入力信号と前記電力増幅器の出力との間の平均二乗差を含む、
    ことを特徴とする物品。
29. 前記予歪シンボルは、前記周波数領域のシンボルの前記振幅および位相の両方に予歪を与える複素数を含むことを特徴とする請求項２８記載の物品。
30. 前記機械アクセス可能な媒体は、さらに情報を含み、前記機械によってそれにアクセスしたとき、前記機械は、
    前記周波数領域のシンボル上で実行された周波数領域の畳込みに従って前記周波数領域の予歪シンボルを導出することにより、前記周波数領域のシンボルを修正する、
    ことを特徴とする請求項２９記載の物品。
31. 前記機械アクセス可能な媒体は、さらに情報を含み、前記機械によってそれにアクセスしたとき、前記機械は、
    逆離散フーリエ変換、前記時間領域の信号の乗算、および離散フーリエ変換により前記周波数領域の畳込みを行なう、
    ことを特徴とする請求項３０記載の物品。
32. 非線形出力を生成する電力増幅器への入力信号に予歪を与える段階であって、前記予歪は、マルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの個々のサブキャリアを変調するために使用される周波数領域のシンボルを修正することによって、周波数領域で実行される、予歪を与える段階と、
    前記周波数領域のシンボルを修正する段階は、１またはそれ以上の周波数領域のシンボルを、周波数領域の予歪シンボルで置換する段階を含み、
    前記電力増幅器の非線形伝達特性と逆である関数の多項式近似に従って前記周波数領域のシンボルを修正する段階と、
    前記電力増幅器の入力と出力とを比較することにより、前記多項式近似を更新する段階と、
    選択された基準を最小限にするために、前記多項式近似の係数を最適化することにより、前記多項式近似を更新する段階であって、前記最小限の基準は、前記時間領域の波形のサンプルと前記電力増幅器の前記出力の対応するデジタル化されたサンプルとの間の平均二乗差を含む、段階と、
    から成ることを特徴とする方法。
33. 前記入力信号は複数の複素数を含み、各入力信号はそれぞれのサブキャリアに対応する配座点を表わし、前記予歪を与える段階は、
    前記電力増幅器の振幅伝達特性の逆関数の多項式近似を実行する段階を含む、
    ことを特徴とする請求項３２記載の方法。
34. 前記周波数領域のシンボルを逆離散フーリエ変換し、直交キャリア波形の合計を表わす時間領域の波形のサンプルを生成する段階をさらに含むことを特徴とする請求項３２記載の方法。
35. 各キャリア波形は、周波数領域のシンボルによって変調されることを特徴とする請求項３４記載の方法。
36. 前記マルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルは、直交周波数分割多重チャネルおよび離散マルチトーン・チャネルの１つであることを特徴とする請求項３２記載の方法。

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