CN102460956B - 无线通信用高效发送器 - Google Patents

Abstract

本发明给出了一种用于无线发送器的放大器。在一种实施方式中，所述放大器包括一个信号分离器，用于将一个输入信号分解成恒包络信号；和放大器电路，用于放大恒包络信号。放大器还包括一个组合器，用于组合所述放大的恒包络信号，从而形成一个所述输入信号放大表示的输出信号。使用线性校正电路来向恒包络信号应用增益、相位、和/或时延校正。校正是根据所述输出信号的反馈部分来确定的。利用预失真电路将一个非线性预失真应用于所述恒包络信号。所述非线性预失真是根据所述输出信号的反馈部分来确定的。

Description

无线通信用高效发送器

技术领域

本发明总体上涉及通信系统，更具体地说，涉及无线通信系统。

背景技术

无线通信发送器的功率损耗和功率转换在历史上一直不佳。90年代初期，无线通信网络中用到的线性放大器的效率只有很少的几个百分比。最近，无线发送器实施了“少线性”放大器，该放大器利用数字线性化技术，可以达到30-40％范围内的效率。然而，即使这样的效率，现在仍然认为是不够的。例如，服务提供商和世界上各国政府对降低能耗增大了压力，并且对将来的无线发送器设定了超过40％的目标效率。达成这一目标将表明无线发送器的效率有革命性的进步，尤其是在，但并不限于，移动电话领域。理论上，能够达到该目标效率的一项技术就是所谓的LINC发送器/放大器方法(LINC：利用非线性元件的线性放大)。

LINC放大器和Chireix组合器的概念是H.Chireix于1935年提出的。LINC放大器的第一个实施的构造用到了模拟电路。尽管针对所需的信号处理的理论基础合理，但是Chireix信号处理的数学在现实世界的实施已经证明是有困难的，并且，到目前为止，模拟LINC放大器无法达到理论效率。采用数字信号处理硬件的新优点，有可能将LINC方法用于符合诸如CDMA、UMTS、LTE、OFDM，以及它们的组合的空中接口标准的通信信号中。然而，对于构造无线发送器用到的LINC放大器的商业实施的尝试同样无法达到理论最大效率。为获得理论效率而采用的模拟和数字方法的失败是因为，至少部分因为，LINC系统中多个通路的缺陷。缺陷包括，但不限于，群时延、增益、相位、平整度和时变负荷的相位加载/牵引。典型情况下，采用滤波来减少乱真发射，并且，目前的架构依赖宽带过滤，在某些情况下，宽带过滤可以减少滤波器的插入损耗。

图1概念性地说明了常用的LINC放大器100，该放大器具有诸如Chireix组合器的组合器105。输入信号110提供到包括信号分离器115的放大器100，其中信号分离器将输入信号110分解成两个恒包络信号120，125。放大器100的每个分支包括一个非线性放大电路130，135，用于放大相应的恒包络信号120，125。接着，放大的信号120，125送入组合器105，组合器将两个信号组合从而形成一个放大的信号140。理论上来说，恒包络信号120，125的放大具有完全相同的增益，然后以完全相同的时延和相移传播通过放大器120的两个分支。因此，当恒包络信号120，125在组合器105中组合时，形成了放大信号140，该信号完全是输入信号110放大后的复制。然而，实际上，LINC放大器100中的每个单元引入了些许不同的增益、时延和/或相移，可以大幅降低放大信号140的质量。

图2A和图2B给出了说明由于LINC放大器中两通路之间的增益不平衡引起的重建信号降级的模拟结果。纵轴是以分贝为单位的，横轴是以兆赫为单位的。在图2A和图2B所示的模拟中，输入信号表示为一个居于图中间、约20MHz带宽中传送的信号。信号的两翼表示传送带宽外的噪声。如图2A所示，模拟的输入信号噪声水平比传送带宽中的信号低约80dB。该模拟假定LINC两个通路之间有0.1dB的增益不平衡。在这种情况下，图2B中所示的重组信号具有的噪声基底比传送带宽中的信号只低约10到30dB。因此，0.1dB的相对小增益不平衡大幅降低了重组放大信号的质量。

发明内容

揭示主题旨在解决以上列出的一个或多个问题的影响。下文给出了揭示主题的简化总结，以对揭示主题的某些方面有一个基本的了解。该总结并非揭示主题的详尽总览。该总结并非旨在认定揭示主题的重点或者关键元素、或者描述揭示主题的范围。其唯一目的在于，以简化形式给出一些概念，作为之后讨论的更详细描述的开端。

在一种实施方式中，给出了一种LINC放大器。该放大器能够包括信号分离器和放大器电路，信号分离器把输入信号分解成恒包络信号，放大器电路用来放大恒包络信号。放大器还能够包括组合器，用来组合放大的恒包络信号以形成输入信号放大表示的输出信号。可采用线性校正电路将增益、相位和/或时延校正应用于恒包络信号中。校正是根据输出信号的反馈部分来确定的。可采用预失真电路将非线性预失真应用于恒包络信号中。非线性预失真是根据输出信号的反馈部分来确定的。

附图说明

参考下文结合附图而进行的描述，能够理解揭示主题，附图中，相似的参考号表示相似的单元，并且在附图中：

图1概念性地说明了一个具有Chireix组合器的常用LINC放大器；

图2A和图2B给出了说明由于LINC放大器中两通路之间的增益不平衡引起的重组信号降级的模拟结果；

图3概念性地说明了一个LINC放大器的一种示例实施方式；

图4概念性地说明了输入有界调幅信号分解成两个恒包络调相信号的一种示例实施方式；

图5概念性地说明了一个LINC分离器的一种示例实施方式，该分离器利用模拟反馈数字地实施校准和补偿；

图6和图7给出了说明误差向量幅度(EVM)对LINC放大器的两个通路中相位和增益差异依赖的模拟结果；

图8概念性地说明了一个预失真块的一种示例实施方式；以及

图9给出了对于诸如图3中所示的LINC放大器的放大器输出信号中噪声的模拟结果。

由于揭示主题很容易有不同的修改形式和改变形式，因此，本文图中作为例子给出了特定的实施方式，并且在本文中对其进行详细描述。但是，应该明白，本文对特定实施方式的描述并非旨在将揭示主题限制在公开的特定形式上，相反，该描述旨在包括所有落入附属权利要求范围中的修改、对等和替代。

具体实施方式

说明性的实施方式描述如下。为了清楚起见，该说明书中并没有对实际实施中的所有特征进行描述。当然，应该了解的是，在任何此类实际实施方式的发展中，能够做出许多特定实施的决定，以达到开发者的目的，例如，符合系统相关的和商业相关的约束，这些约束随着实施的不同而各不相同。并且，应该了解的是，这样一个开发可能既复杂又耗时，但是尽管如此，对于本专业内得益于该揭示的普通技术人员来说，是一项常规的工作。

现在参考附图对揭示主题进行描述。图中系统描绘了不同的结构、系统和装置，其目的仅仅是为了解释说明，从而不会将本发明与本专业技术人员熟知的细节相混淆。因此，附图包括在其中，用以描述和解释该揭示主题的说明性例子。本文用到的字和词组必须理解和解释为具有与本专业技术人员对这些字和词组的理解相一致的含义。本文中术语或词组的习惯用法旨在不包括术语和词组的特殊定义，即不同于本专业技术人员理解的普通常用的含义的定义。对于术语或词组旨在具有特殊含义(即不同于专业技术人员理解的含义)，这样的特殊定义将会在说明中以定义方式进行详细表达，该定义方式会直接明确地给出术语或词组的特殊定义。

图3概念性地说明了一个LINC放大器300的一种示例实施方式。在说明的实施方式中，LINC放大器300包括一个LINC分离器305，用以接收输入信号a(t)，该输入信号为有界振幅和相位调制信号。分离器305配置用于将输入信号分成两个或多个恒包络调相信号u_1-n(t)，调相信号可被相加以重新生成有界调幅输入信号。

图4概念性地说明了输入有界调幅信号a(t)分解成两个恒包络调相信号u_1-2(t)的一种示例实施方式。在说明的实施方式中，调制信号表示为，

$a\left(t\right)\·\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})=\frac{A_{\max }}{2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})+\left(\frac{A_{\max }}{2}\right)\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ})$

角度和最大振幅定义为，

$\mathrm{\φ}={\cos }^{-1}\left(\frac{a\left(t\right)}{A_{\max }}\right)$ 和A_max＝max|a(t)|

利用图4所示单位圆，令β为一个角度，定义其为cosβ＝r/2，其中，r＝a(t)/A_max。将Euler恒等式cosβ＝(e^jβ+e^-jβ)/2应用于图4所示的向量，可以定义：

u＝u₁+u₂＝x+jy＝re^jα＝e^j(α+β)+e^j(α-β)。

数字信号分离函数将计算两个复指数：u₁＝e^j(α+β)和u₂＝e^j(α-β)。利用定义cosβ＝r/2找到角度β，接着，通过旋转一个正角度β将e^jα转化成e^j(α+β)。类似地，通过旋转负角度β，可从e^jα得到e^j(α-β)。可利用如下关系式，通过坐标表示上面的复指数：

cosα＝x/r，sinα＝y/r，cosβ＝r/2，并且代替余弦和正弦值，得到表达式：

$e^{j(\mathrm{\α}\±\mathrm{\β})}=(\cos \mathrm{\α}+j\sin \mathrm{\α})(\cos \mathrm{\β}\±j\sin \mathrm{\β})=(x+\mathrm{jy})(1\±j\sqrt{\frac{1}{x^2+y^2}-4})$

在不同的实施方式中，可利用不同的实施形成分解信号，包括用来形成反余弦函数的查找表(LUT)和/或CORDIC旋转。

重新参考图3，分离器305数字化地形成恒包络调相信号，并且通过数字信号处理硬件以取样率R_s处理取样信号。采样率选择为在数字域内提供足够的带宽，非常好地表示该信号，以使得两个(或多个)信号在重组时，表示输入信号a(t)的放大版本。分离器305也可以产生控制信号c_1-n(t)，根据使用放大器的类型，可利用控制信号设定诸如最大增益、最大功率、或者电压之类的参数。

数字恒包络信号u_1-2(t)形成之后，经由数字到模拟(D/A)转换器，在无线电中信号由数字的转换为模拟的，接着，通过两个或者多个无线电315，信号上转换为射频(RF)。在说明的实施方式中，在每个分解信号的信号通路上配置一个无线电。在不同的替代实施方式中，无线电315可以是直接转换，或者是外差式无线电315，或者是任何其它可用形式的无线电。接着，无线电315输出端子处的信号传送至相应的非线性功率放大器320，该放大器能够是以非线性操作模式运行的任何形式的放大器。在一种实施方式中，采用类型E放大器，因为该放大器被认定为可给出最大的理论和实际效率。在组合器325中，如反相调制方法中的Chiriex无损组合器，放大器315的输出信号被组合，并且，组合器325的输出信号连接到负载中。

组合器315的输出也通过RF耦合器330取样，并且，从耦合器330出来的信号传送至观察接收器335，该从耦合器330出来的信号形成在组合器325的输出端子信号的数字表示。观察接收器335把与传送的源数据比较的数据提供给分离器305中的校准单元(图3中未示出)。利用源信号和取样的输出信号计算校准和补偿数据。多个无线电通路、放大器320和组合器325与多个数字控制回路(能够在分离器305中数字化实施)结合，其中该回路提供对恒包络信号的校准和补偿、放大恒包络信号和重新组合恒包络信号。能够对校准和/或补偿做出判定，以使得发送器输出符合线性、乱真发射和效率的要求，如本文将会进行讨论的。例如，校准回路可以对包括群时延、增益、相位、平整度、非线性相位、增益失真和其它类似的影响进行校准和补偿。校准和补偿可适用于宽带信号，以允许宽带信号和更宽TX滤波器。

图5概念性地说明了一个LINC分离器500的一种示例实施方式，该分离器利用模拟反馈数字化实施校准和补偿。图5中描绘的信号通路之间的连接用实黑圈表示。相反，图5中交叉的信号通路是未相互连接的。在说明的实施方式中，分离器500被用来作为LINC放大器(如图5中示出的放大器500)的一部分，并且，通过在LINC放大器的输出的射频耦合器提供模拟反馈。分离器500配置用于在输入节点505接收有界振幅和相位调制输入信号。可以提供输入信号a(t)至分离器500中的其它单元，包括相位估计器510，其配置用于判定输入信号的相位；信号幅度判定单元515，其配置用于产生表示输入信号振幅|a(t)|的信号；和时延单元517，518，519，其配置用于可控制地以一个特定时间(或诸如多个芯片的时延的其它度量)时延输入信号。

接着，幅度判定单元515的输出信号可提供至分解单元520，该单元将输入信号分解成多个信号u_1，2(t)。在说明的实施方式中，分解单元520将输入信号分解成一对信号u_1，2(t)，接着利用分离器500中的平行信号通路对这一对信号进行处理。例如，分解单元520能够执行64K×16查找表，以产生输入信号I分量和Q分量的数字表示(例如，通过实施本文中关于图3讨论的等式)。虽然图5中描绘了两个信号通路离开分解单元520，得益于本发明的本专业的普通技术人员应该了解，该实施方式是说明性的，并非旨在限制通过分离器500替代实施方式可产生的恒包络信号的数量。在替代的实施方式中，分解单元520可以将输入信号分解成多个信号，然后利用对应数量的平行信号通路的可对这些信号进行处理。

幅度判定单元515的输出同样送到最大幅度判定单元525。在说明的实施方式中，最大幅度判定单元525判定输入信号的最大幅度和/或与输入信号相关的EER最大电压。最大幅度确定单元525(和分离器500中的其它单元)也能够通过手动寄存器盖写来控制。为清楚起见，图5中未注出各种手动寄存器盖写。在说明的实施方式中，从最大幅度判定单元525出来的输出信号传送至乘法单元527，528中。相位检测单元510也将输入信号的相位传送至乘法单元527，528中。这样子，可以利用最大幅度和输入信号的相位，从输入信号a(t)的I分量和Q分量产生一对恒包络信号。例如，乘法单元527，528可利用相位和最大幅度信息，将分解单元520的输出转换成本文讨论的恒包络调相信号u₁＝e^j(α+β)和u₂＝e^j(α-β)。

沿平行信号通路传播、利用信号通路上的单元进行处理、数字信号到模拟信号的转换和/或相应的滤波、放大以及其它影响，可以在恒包络信号之间形成增益、相位和/或时延不平衡。因此，补偿、校准和预失真能够施加于分离器500中信号通路的不同分路中。补偿、校准和/或预失真的数量是根据从发送器输出信号接收到的反馈来判定的。理想情况下，发送器的输出信号正好是输入信号的放大复制。因此，根据输入输出信号之间的差异的测量，可以利用输出信号反馈部分与输入信号适当时延部分的比较，来估计和计算适当的补偿、校准和/或预失真。在一种实施方式中，差异的测量由误差向量幅度给出，它是一种波形质量度量，用来测量组合器输出信号和输入信号的差异。

图6给出了说明误差向量幅度(EVM)对LINC放大器两个通路中的相位和增益差异依赖的模拟结果。纵轴的误差向量幅度用百分比测定，横轴是以分贝为单位的放大器两个通路之间的增益不平衡。每条曲线表示放大器两个通路之间的不同相位不平衡。图7给出了同样说明误差向量幅度(EVM)对LINC放大量两个通路中的相位和增益差异依赖的模拟结果。在图7中，纵轴的误差向量幅度用百分比测定，而横轴是以度为单位的放大器两个通路之间的相位不平衡。每条曲线表示放大器两个通路之间的不同增益不平衡。图6和图7显示了误差向量幅度对增益不平衡和相位不平衡的敏感性。例如，误差向量幅度中1％的变化可引起40dB的噪声升高。在放大器两个通路之间零增益不平衡和零相位不平衡处，误差向量幅度有极小值。在某些实施方式中，该极小值对系统来说是整体极小值。

重新参考图5，节点505处提供的输入信号的一部分通过时延单元517时延，然后，送入增益/相位/时延引擎530，该单元可对信号增益、相位和/或时延的校准和/或补偿进行运算。确定时延单元517提供的时延数量，从而引擎530提供的校准和/或补偿应用于用来产生校准和/或补偿的信号的一部分。因此，根据能够发生在幅度单元515、分解单元520、最大幅度判定单元525、相位判定单元510、乘法单元527、528和/或图5中可能未示出的、信号通路中的任何其它单元中的时延来确定时延单元517提供的时延。

组合器325的输出信号作为反馈经由观察接收器532提供到引擎530。在说明的实施方式中，观察接收器532包括无线下转换滤波器，例如模拟到数字转换器534和抽取滤波器535，用来将模拟反馈转换为数字格式。例如，A/D转换器534能够通过以R_s的速率对模拟信号取样，生成数字信号。接着，取样信号能够被送至抽取滤波器535，该滤波器能够以系数N₂减少取样信号的取样率，使得观察接收器532的输出信号的取样率为R_s/N₂，该取样率等于输入信号a(t)的数字取样率。

增益/相位/时延引擎530提供线性增益、相位和时延补偿，以解决放大器网络、组合器325等的线长、布线、插入损耗/增益的差异所带来的问题。在说明的实施方式中，增益/相位和时延引擎530实施了一个控制算法，该算法使得观察接收器532提供的组合器输出信号的数字表示与在节点505处接收到的(时延的)数字输入信号之间的、例如误差向量幅度(EVM)的波形质量度量最小化。各种最小化算法中的任何一个算法都可用来计算EVM，并且，采用例如最小均方差(LMS)或最小二乘法的梯度自适应算法，通过改变增益/相位和时延，可以获得EVM的最小化。如图6和图7中所说明的那样，EVM是系统增益和/或相位不平衡的敏感性度量，因此，可作为增益/相位/时延引擎530控制的有效变量。并且，在某些实施方式中，在零增益不平衡和零相位不平衡处，EVM具有全局极小值，从而在其它偏移处的局部极小值不会干扰控制算法的操作。

引擎530计算需要的线性补偿，并将此信息提供给数字补偿滤波器543和544。在说明的实施方式中，滤波器543和544为多抽头数字有限脉冲响应滤波器(FIR滤波器)。数字有限脉冲响应滤波器543和544采用引擎530计算出来的滤波器系数。例如，每个滤波器543、544能够包括多个复系数，每个系数表示一个滤波器抽头。滤波器543、544中最佳抽头数能够取决于系统的平整度，但是，在特定的实施方式中，实施的实际抽头数则是设计选择的内容。在说明的实施方式中，补偿滤波器543、544可以配置为具有不相等的增益。利用引擎530提供的信号，有选择性地设定每个补偿滤波器543、544的增益，从而可以修改信号的不同增益，来补偿沿两信号通路增益的相对不平衡。在说明的实施方式中，补偿滤波器543、544的输出信号实质上为增益、相位和时间对准的补偿信号，因此，信号实质上是对准的。

节点505处提供的输入信号的另一部分通过时延单元518时延，然后送入预失真(PD)引擎545中。在说明的实施方式中，预失真引擎545为相位预失真引擎545。然而，在替代的实施方式中，预失真引擎545能够应用信号预失真、通路预失真、增益/相位预失真等。确定时延单元518中提供的时延数量，从而将引擎545提供的相位预失真应用于信号的适当部分。因此，时延单元518提供的时延是根据能够发生在幅度单元515、分解单元520、最大幅度判定单元525、相位判定单元510、乘法单元527、528和/或图5中可能未示出的信号通路中的任何其它单元中的时延来确定的。在某些实施方式中，应用于信号中的非线性预失真是输入信号a(t)的幅度包络的函数，因此，通过最大幅度判定单元525产生表示幅度极大值的信号，并且该信号被提供至预失真引擎545中。如本文所讨论的，通过观察接收器532，来自组合器(如组合器325)的反馈也被提供至预失真引擎545。

预失真引擎545提供控制信号给预失真块550，该块应用由预失真引擎545确定的预失真。在不同的替代实施方式中，控制信号能够表示上面讨论过的相位角度、描述补偿所需数学函数的函数系数值、描述补偿所需数学函数的查找表中的条目值等。例如，控制信号能够表示描述相位角度的函数的系数(α_kq)。预失真块550同样接收来自幅度判定单元515的表示输入信号幅度|a(t)|信号。在TX链中，每一个通路都有一个预失真块550，用来将每一通路的相位调制作为最终包络的函数，换句话说，块550提供利用提供给块550不同信号应用的非线性相位预失真。在不同的替代实施方式中，块550校正系统中组合器和/或任何其它单元引入的非线性相位超前/滞后的影响。并且，可利用相位补偿校正最终滤波引入的相位损害。滤波，或者R₁速率的取样，减少了可用带宽，因而对期望的恒包络信号上的振幅调制具有小的影响。在放大器装置上，振幅调制表现为相位调制，这是因为装置开启时间根据振幅而移动。这一开启时间的移动表现为相位调制，其可通过预失真引擎545和预失真块550得到实质性补偿，其中预失真引擎和预失真块可以配置为解决组合器、带宽限制和根据包络的复合相位损害的影响。

可利用组合器输出的乱真发射和EVM来判定预失真引擎545的校正函数系数。例如，应用于每个通路上增益/相位/时延校正信号的预失真可通过EVM最小化来计算，EVM是通过利用观察接收器532提供的反馈和通路信号计算出来的。然而，得益于本揭示的本专业普通技术人员应该了解，也能够使用根据通路信号和反馈信号判定预失真的其它技术。

经过增益/相位/时延校正和预失真，可利用滤波器555对每一通路上的信号进行过滤，然后将数字信号送至数字到模拟(D/A)转换器560中。在说明的实施方式中，预失真块550提供的数字信号的抽样率为R。接着，滤波器555能够利用插值来以系数N₁增加取样率，使得送至D/A转换器560的信号速率为R×N₁。滤波器555的最终滤波限制了放大器装置(图5中未示出)给出的信号带宽。如果放大器是预期为一个恒包络信号的交换类放大器，滤波器555的滤波可引入振幅调制。能够对滤波、带宽和相位预失真复杂性之间的权衡进行调整，在保持所需EVM和乱真发射的条件下，使带宽最小化。D/A转换器560接着将信号的模拟表示送至无线电(和组合器)，用以通过空中接口传送。

图8概念性地说明了相位预失真引擎800的一种示例实施方式，该引擎例如为图5表示的相位预失真引擎545。在说明的实施方式中，非线性相位预失真引擎800将数字相位(和如果需要，增益)补偿送至两个恒包络信号。预失真函数提供对发生在传送通路(包括放大器和组合器)中的非线性的补偿。无功组合器可以对两个恒包络信号的组合和产生重要的非线性相位失真。预失真函数的一般形式为：

$y_{\mathrm{1,2}}\left[n\right]=\underset{q=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kq}}{\mathrm{\φ}}_k\left(\right|\mathrm{\α}[n-q]\left|\right){\hat{u}}_{\mathrm{1,2}}[n-q]---\left(1\right)$

其中，q表示存储器项的个数，k是基本函数φ_k的阶数，α_kq是时延q处函数k的系数，n是数据取样索引，为预失真引擎800输入处出现的信号。包络幅度a[n]用来作为补偿函数的输入变量(或者数字实施中的索引)。这意味着校正函数补偿包络引起的通路非线性。

在不同的替代实施方式中，函数φ_k(|a[n-q]|)能够是任何形式的函数，该函数通常被用于非线性系统识别和数字预失真中，常用函数有，

常用多项式：

$y\left[n\right]=\underset{q-0}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k-1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kq}}{\left|x\right[n-q\left]\right|}^{k-1}\hat{u}[n-q],$ 或者

$y\left[n\right]=\underset{q=0}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kq}}{\mathrm{\φ}}_k\left(\right|a[n-q]\left|\right)\hat{u}[n-q],$ 其中f_k(x)＝|x|^k-1。

位移Legendre多项式：

$y\left[n\right]=\underset{q=0}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kq}}{\mathrm{\ψ}}_k\left(x\right[n-q\left]\right)\hat{u}[n-q],$ 其中

${\mathrm{\ψ}}_k\left(x\right)=\underset{l=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{i+k}\frac{(k+l)!}{(l-1)!(l+1)!(k-l)!}{\left|x\right|}^{l-1}$

可替代地，Hermite多项式，分段Hermit，或者其它包括Forsythe合成正交函数的函数，也能够被用到这个方式中。根据非线性的特性，特定的函数集能够提供更好的相关矩阵性能，将会更适合系统非线性。预失真引擎545计算系数α_kq，然后预失真函数800利用该系数(或者从系数中得到的查找表)来实施所需非线性补偿。系数α_kq和函数集(φ_k，ψ_k)描述总体函数，该总体函数用于补偿通过放大器和组合器引入的非线性。图8中所示实施方式将查找表(LUT)用作将预失真函数应用于信号中的方法。其它实施方式能够将系数直接用于通路，或者替代性地能够应用系数和LUT的组合。

图9给出了对于诸如图3中所示的LINC放大器300的输出信号中噪声的模拟结果。纵轴表示了以分贝为单位的信号和/或噪声水平，横轴表示了以兆赫为单位的频率。信号以约1.96GHz的频率为中心，其带宽为10MHz。横轴的总跨度约为100MHz。图9中上面的曲线900表示了无校准或补偿条件下，LINC放大器的输出信号。图9中中间的曲线902表示了通过简单的手动增益和相位校准，LINC放大器的输出信号。图9中下面的曲线表示了采用本文讨论的数字校准、补偿和预失真技术之后，LINC放大器的输出信号。本文讨论的数字技术导致了一个对带外噪声相当好的压制。例如，在中心带宽附近，通过本文讨论的数字技术，带外噪声被压制了50或者50以上的分贝(相对于未校正输出信号)。

本文讨论的数字校正、补偿和滤波技术的实施方式能够比常规使用多很多优点。例如，对于无线发送器的最低效元件而言，即RF通路的放大，效率可大幅增加。RF通路放大效率的增加在几个层面上降低了总的功率损耗，这几个层面包括发送器、诸如备用电池的附属服务设备、空调、电源调节。高效发送器的运营者从运营成本(OPEX)减少、容量和密度的增加、改善的可靠性中得到益处。随着效率的增加，尺寸减小了，重量减轻了，材料成本降低了，生产性和可靠性改善了，运营者的资本支出(CAPEX)也降低了。

以计算机存储器内数据比特上操作的符号表示以及算法或者软件给出了揭示主题的很多部分和相应的详细描述。通过这些描述和表示，本专业的普通技术人员可将其工作实质有效地转达至其它本专业的普通技术人员中去。这里用到的术语算法，正如其通常用到的一样，被设定为一个自我一致的导致期望结果的步骤序列。这些步骤需要对物理量进行物理操作。通常，虽然非必需，这些量采取能够存储、转移、合并、对比或者进行其它操作的光学、电学或磁信号的形式。主要是出于习惯用法的原因，把这些信号称为字节、值、元素、符号、字符、术语、数字或其它类似内容，常常被证明是很方便的。

然而，应该记住，所有这些称谓和类似术语与适当的物理量相关，并且仅仅是适用于这些量的方便的标签。除非另外特殊说明，或者从讨论来看是显而易见的，类似“处理”或“计算”或“运算”或“判定”或“显示”或其它类似术语，是指计算机系统或者类似的电子计算装置的动作和处理，用来把表示为计算机系统的寄存器和存储器内物理、电子量的数据，操作和转换成类似地表示为计算机系统存储器或寄存器或其它此类的信息存储、传送或显示装置内物理量的其它数据。

还需要指出的是，揭示主题的软件实施部分典型地编码在程序存储介质的某些形式上，或者实施在传送介质的某些形式上。程序存储介质能够是磁的(例如，软盘或硬盘驱动)或者光的(例如，光盘只读存储器，或“CD ROM”)，以及能够是只读或随机存取。类似地，传送介质能够是双绞线、同轴电缆、光纤、或者本专业熟知的一些其它适当的传送介质。揭示主题并不会被这些任意给定的实施的方面限制。

由于揭示主题能够被修改，并且以不同的、但是对得益于本文所述的本专业的技术人员来说是显而易见的对等的方式实施，所以以上内容揭示的特定实施方式仅是说明性的。并且，除了下面的权利要求描述的之外，上面的描述并非旨在限制文中给出的构造或者设计的细节。因此，很明显的是，以上内容揭示的特定实施方式能够被改变，或者修改，并且，所有此类的变形物均被认定在揭示主题的范围内。相应地，所要求保护的是在下面的权利要求中给出的内容。

Claims (9)

1.一种放大器，包括：

信号分离器，用于将输入信号分解成至少两个恒包络信号；

至少两个放大器电路，用于放大所述恒包络信号；

组合器，用于组合所述放大的恒包络信号，从而形成所述输入信号的放大表示的输出信号；

至少两个线性校正电路，其中每个线性校正电路被配置为根据所述输出信号的反馈部分，将增益、相位、或者时延校正中的至少一个应用于恒包络信号中的相应一个，其中先于所述恒包络信号的放大而应用所述校正；以及

至少两个预失真电路，其中每个预失真电路被配置为根据所述输出信号的反馈部分，将非线性预失真应用于恒包络信号中的相应一个，其中先于所述恒包络信号的放大而应用所述校正，

其中每个线性校正电路被配置为应用所述至少一个增益、相位、或时延校正，其选择为最小化误差向量幅度，所述误差向量幅度是波形质量度量，其用来测量组合器的所述输出信号和所述输入信号之间的差异，以及

其中每个预失真电路被配置为应用被选择以最小化所述误差向量幅度的所述非线性预失真。

2.根据权利要求1所述的放大器，其中所述信号分离器被配置为产生控制信号，用来针对最大增益、最大功率或电压中至少一个设定参数，并且，其中所述参数是根据所述至少两个放大器电路的类型来确定的。

3.根据权利要求1所述的放大器，其中每个线性校正电路和/或预失真电路被配置为经由梯度自适应算法来最小化误差向量幅度。

4.根据权利要求3所述的放大器，其中所述放大器包含至少两个滤波器，用以对预失真之后的所述恒包络信号进行滤波，并且，其中每个预失真电路被配置为应用非线性预失真，以校正所述至少两个滤波器引入的相位损害。

5.一种用于通信系统的方法，包括：

将输入信号分解成至少两个恒包络信号；

根据反馈信号，将线性增益、相位、或者时延校正中的至少一个应用于每个恒包络信号中；

根据所述反馈信号，将非线性预失真应用于每个恒包络信号中；

在将线性增益、相位、或者时延校正中的所述至少一个和所述非线性预失真应用于所述恒包络信号之后，放大所述恒包络信号；以及

组合所述放大的恒包络信号，从而形成输出信号，其中所述输出信号的一部分用来产生所述反馈信号，

其中应用所述至少一个增益、相位、或时延校正包含确定所述至少一个增益、相位、或时延校正，使得误差向量幅度最小化，所述误差向量幅度是波形质量度量，其用来测量组合器的所述输出信号和所述输入信号之间的差异，以及

其中应用所述非线性预失真包括确定所述非线性预失真以最小化所述误差向量幅度。

6.根据权利要求5所述的方法，包含产生控制信号，用来针对最大增益、最大功率或电压中的至少一个设定参数，并且其中所述参数是根据用于放大所述恒包络信号的至少两个放大器电路的类型来确定的。

7.根据权利要求5所述的方法，其中最小化所述误差向量幅度包括应用梯度自适应算法。

8.根据权利要求7所述的方法，其中应用所述非线性预失真包含确定非线性预失真，以校正非线性相位超前/滞后。

9.根据权利要求8所述的方法，包含在预失真之后并且在组合所述放大的恒包络信号之前，对所述放大的恒包络信号进行滤波，并且，其中应用所述非线性预失真包括应用所述非线性预失真以校正对所述放大的恒包络信号进行滤波而引入的相位损害。