JP3033708B2 - ピーククリッピング回路および該ピーククリッピング回路を有する直交変調送信機 - Google Patents
ピーククリッピング回路および該ピーククリッピング回路を有する直交変調送信機Info
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- JP3033708B2 JP3033708B2 JP9103614A JP10361497A JP3033708B2 JP 3033708 B2 JP3033708 B2 JP 3033708B2 JP 9103614 A JP9103614 A JP 9103614A JP 10361497 A JP10361497 A JP 10361497A JP 3033708 B2 JP3033708 B2 JP 3033708B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ピーククリッピ
ング回路および該ピーククリッピング回路を有する直交
変調送信機に関する。
ング回路および該ピーククリッピング回路を有する直交
変調送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡのような多重伝送方
式においては、ある周波数帯に複数のチャネルが多重さ
れる。従って、これらの多重伝送方式における送信処理
では、これらの複数のチャネルを多重した信号の増幅が
行われる。また、ＴＤＭＡ伝送方式においても、送信側
において複数の搬送波をまとめて増幅する場合がある。
式においては、ある周波数帯に複数のチャネルが多重さ
れる。従って、これらの多重伝送方式における送信処理
では、これらの複数のチャネルを多重した信号の増幅が
行われる。また、ＴＤＭＡ伝送方式においても、送信側
において複数の搬送波をまとめて増幅する場合がある。
【０００３】これらの場合、送信側では多重する信号数
が多くなるほど多重後の信号のピークが大きくなるが、
この信号を増幅器により増幅する際に信号のピークにお
いて歪みが生じないようにすることが要求される。何故
ならば、ピークにおいて歪みが生じると、信号のスペク
トルが広がるため、隣接チャネルに対して妨害波を発生
することになり、また、変調精度が劣化するからであ
る。
が多くなるほど多重後の信号のピークが大きくなるが、
この信号を増幅器により増幅する際に信号のピークにお
いて歪みが生じないようにすることが要求される。何故
ならば、ピークにおいて歪みが生じると、信号のスペク
トルが広がるため、隣接チャネルに対して妨害波を発生
することになり、また、変調精度が劣化するからであ
る。
【０００４】ここで、ピークにおいて信号に歪みが生じ
ないようにするためには、増幅器の最大出力を高くする
必要がある。しかし、増幅器の最大出力を高くすること
とした場合には、送信装置の規模が非常に大きなものと
なってしまい、消費電力も非常に大きくなってしまう。
ないようにするためには、増幅器の最大出力を高くする
必要がある。しかし、増幅器の最大出力を高くすること
とした場合には、送信装置の規模が非常に大きなものと
なってしまい、消費電力も非常に大きくなってしまう。
【０００５】このように増幅器の最大出力を高くする以
外の方法としては、増幅器の後段に帯域制限フィルタを
配置し、この帯域制限フィルタにより、隣接チャネル漏
洩電力を減衰させる方法が考えられる。しかし、この隣
接チャネル漏洩電力を減衰させるためには、急峻な特性
の帯域制限フィルタが必要となる。このため、増幅によ
り信号に歪みが生じた後に隣接チャネル漏洩電力を減衰
させることは極めて困難である。
外の方法としては、増幅器の後段に帯域制限フィルタを
配置し、この帯域制限フィルタにより、隣接チャネル漏
洩電力を減衰させる方法が考えられる。しかし、この隣
接チャネル漏洩電力を減衰させるためには、急峻な特性
の帯域制限フィルタが必要となる。このため、増幅によ
り信号に歪みが生じた後に隣接チャネル漏洩電力を減衰
させることは極めて困難である。
【０００６】以上の伝送方式の他、多重後のベースバン
ド信号の段階で、予め変調波のピークをクリッピングし
ておいて、その後、帯域制限フィルタにより歪み成分を
除去し、変調および送信を行う伝送方式が知られてい
る。この伝送方式は、クリッピングにより変調精度を多
少劣化させるが、このように変調精度を多少犠牲にして
歪ませておいて、その後、帯域制限フィルタにより歪み
成分を除去することにより、隣接チャネル漏洩電力を減
衰させるものである。
ド信号の段階で、予め変調波のピークをクリッピングし
ておいて、その後、帯域制限フィルタにより歪み成分を
除去し、変調および送信を行う伝送方式が知られてい
る。この伝送方式は、クリッピングにより変調精度を多
少劣化させるが、このように変調精度を多少犠牲にして
歪ませておいて、その後、帯域制限フィルタにより歪み
成分を除去することにより、隣接チャネル漏洩電力を減
衰させるものである。
【０００７】図３はこの方法に対応した従来の直交変調
送信機の構成を示すブロック図である。この図におい
て、Ｉ信号生成回路２およびＱ信号生成回路３は、複数
の信号を多重化したベースバンド信号（変調して送信す
べき信号）から直交成分であるＩ信号およびＱ信号を生
成する手段である。
送信機の構成を示すブロック図である。この図におい
て、Ｉ信号生成回路２およびＱ信号生成回路３は、複数
の信号を多重化したベースバンド信号（変調して送信す
べき信号）から直交成分であるＩ信号およびＱ信号を生
成する手段である。
【０００８】ピーククリッピング回路１は、上記Ｉ信号
およびＱ信号によって構成されるベースバンド信号がク
リッピングレベルより大きい場合に、その瞬間のベース
バンド信号がクリッピングレベルと等しくなるように、
Ｉ信号およびＱ信号のレベルを同一比率で低下させる手
段である。
およびＱ信号によって構成されるベースバンド信号がク
リッピングレベルより大きい場合に、その瞬間のベース
バンド信号がクリッピングレベルと等しくなるように、
Ｉ信号およびＱ信号のレベルを同一比率で低下させる手
段である。
【０００９】図４はこのピーククリッピング回路１の動
作を示すものである。図示のように、ベースバンド信号
の振幅は、Ｉ信号とＱ信号の２乗和の平方根（Ｉ2＋
Ｑ2）1/ 2に比例する。そこで、（Ｉ2＋Ｑ2）1/2がクリ
ッピングレベルＡよりも高い場合には、Ｉ信号およびＱ
信号の各々に対し、Ａ／（Ｉ2＋Ｑ2）1/2を各々乗じ
る。このようにすることで、Ｉ信号およびＱ信号によっ
て構成されるベースバンド信号の振幅を常にクリッピン
グレベルＡ以下に制限することができる。
作を示すものである。図示のように、ベースバンド信号
の振幅は、Ｉ信号とＱ信号の２乗和の平方根（Ｉ2＋
Ｑ2）1/ 2に比例する。そこで、（Ｉ2＋Ｑ2）1/2がクリ
ッピングレベルＡよりも高い場合には、Ｉ信号およびＱ
信号の各々に対し、Ａ／（Ｉ2＋Ｑ2）1/2を各々乗じ
る。このようにすることで、Ｉ信号およびＱ信号によっ
て構成されるベースバンド信号の振幅を常にクリッピン
グレベルＡ以下に制限することができる。
【００１０】図３において、ピーククリッピング回路１
による上記処理を受けたＩ信号およびＱ信号は、帯域制
限フィルタ４および５によって歪み成分が除去された
後、Ｄ／Ａ変換器６および７によって各々アナログ信号
に変換され、これらのアナログ信号による直交変調が直
交変調器８によって行われ、変調波が得られる。この変
調波が図示しない増幅器によって増幅され、送信される
こととなる。
による上記処理を受けたＩ信号およびＱ信号は、帯域制
限フィルタ４および５によって歪み成分が除去された
後、Ｄ／Ａ変換器６および７によって各々アナログ信号
に変換され、これらのアナログ信号による直交変調が直
交変調器８によって行われ、変調波が得られる。この変
調波が図示しない増幅器によって増幅され、送信される
こととなる。
【００１１】この従来技術によれば、変調波を増幅する
増幅器に要求される最大出力を下げることができ、増幅
器の小型化、低消費電力化を図ることができる。
増幅器に要求される最大出力を下げることができ、増幅
器の小型化、低消費電力化を図ることができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の直交変調送信機におけるピーククリッピング回路
は、Ｉ信号およびＱ信号からベースバンド信号の振幅を
求めるのに乗算器が必要であり、また、Ｉ信号およびＱ
信号に上記Ａ／（Ｉ2＋Ｑ2）1/2を各々乗じるための乗
算器も必要であるため、ハードウェア規模が大きくなっ
てしまうという問題があった。
来の直交変調送信機におけるピーククリッピング回路
は、Ｉ信号およびＱ信号からベースバンド信号の振幅を
求めるのに乗算器が必要であり、また、Ｉ信号およびＱ
信号に上記Ａ／（Ｉ2＋Ｑ2）1/2を各々乗じるための乗
算器も必要であるため、ハードウェア規模が大きくなっ
てしまうという問題があった。
【００１３】この発明は、以上説明した事情に鑑みてな
されたものであり、乗算器を必要とせず、小規模なハー
ドウェアにより構成することができるピーククリッピン
グ回路および該ピーククリッピング回路を有する直交変
調送信機を提供することを目的としている。
されたものであり、乗算器を必要とせず、小規模なハー
ドウェアにより構成することができるピーククリッピン
グ回路および該ピーククリッピング回路を有する直交変
調送信機を提供することを目的としている。
【００１４】
【００１５】
【課題を解決するための手段】 請求項１に係る発明は、
クリッピングレベルを有する信号を生成するクリッピン
グレベル生成回路と、前記クリッピングレベル生成回路
の出力信号の符号を反転して出力する符号反転回路と、
ベースバンド信号の直交成分の１つであるＩ信号を前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号および前記符号
反転回路の出力信号と比較する第１の比較回路と、前記
第１の比較回路による比較結果に基づき、前記Ｉ信号の
レベルが前記符号反転回路の出力信号のレベル以上であ
り、かつ、前記クリッピングレベル生成回路の出力信号
のレベル以下である場合には該Ｉ信号をそのまま出力
し、前記Ｉ信号のレベルが前記符号反転回路の出力信号
のレベルより低い場合には該Ｉ信号に代えて前記符号反
転回路の出力信号を出力し、前記Ｉ信号のレベルが前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号のレベルより高
い場合には該Ｉ信号に代えて前記クリッピングレベル生
成回路の出力信号を出力する第１の選択回路と、前記ベ
ースバンド信号の直交成分の他の１つであるＱ信号を前
記クリッピングレベル生成回路の出力信号および前記符
号反転回路の出力信号と比較する第２の比較回路と、前
記第２の比較回路による比較結果に基づき、前記Ｑ信号
のレベルが前記符号反転回路の出力信号のレベル以上で
あり、かつ、前記クリッピングレベル生成回路の出力信
号のレベル以下である場合には該Ｑ信号をそのまま出力
し、前記Ｑ信号のレベルが前記符号反転回路の出力信号
のレベルより低い場合には該Ｑ信号に代えて前記符号反
転回路の出力信号を出力し、前記Ｑ信号のレベルが前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号のレベルより高
い場合には該Ｑ信号に代えて前記クリッピングレベル生
成回路の出力信号を出力する第２の選択回路とを具備す
ることを特徴とするピーククリッピング回路を要旨とす
る。
クリッピングレベルを有する信号を生成するクリッピン
グレベル生成回路と、前記クリッピングレベル生成回路
の出力信号の符号を反転して出力する符号反転回路と、
ベースバンド信号の直交成分の１つであるＩ信号を前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号および前記符号
反転回路の出力信号と比較する第１の比較回路と、前記
第１の比較回路による比較結果に基づき、前記Ｉ信号の
レベルが前記符号反転回路の出力信号のレベル以上であ
り、かつ、前記クリッピングレベル生成回路の出力信号
のレベル以下である場合には該Ｉ信号をそのまま出力
し、前記Ｉ信号のレベルが前記符号反転回路の出力信号
のレベルより低い場合には該Ｉ信号に代えて前記符号反
転回路の出力信号を出力し、前記Ｉ信号のレベルが前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号のレベルより高
い場合には該Ｉ信号に代えて前記クリッピングレベル生
成回路の出力信号を出力する第１の選択回路と、前記ベ
ースバンド信号の直交成分の他の１つであるＱ信号を前
記クリッピングレベル生成回路の出力信号および前記符
号反転回路の出力信号と比較する第２の比較回路と、前
記第２の比較回路による比較結果に基づき、前記Ｑ信号
のレベルが前記符号反転回路の出力信号のレベル以上で
あり、かつ、前記クリッピングレベル生成回路の出力信
号のレベル以下である場合には該Ｑ信号をそのまま出力
し、前記Ｑ信号のレベルが前記符号反転回路の出力信号
のレベルより低い場合には該Ｑ信号に代えて前記符号反
転回路の出力信号を出力し、前記Ｑ信号のレベルが前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号のレベルより高
い場合には該Ｑ信号に代えて前記クリッピングレベル生
成回路の出力信号を出力する第２の選択回路とを具備す
ることを特徴とするピーククリッピング回路を要旨とす
る。
【００１６】請求項２に係る発明は、複数の信号を多重
化したベースバンド信号から直交成分であるＩ信号およ
びＱ信号を生成する手段と、前記Ｉ信号およびＱ信号の
各々について、クリッピングレベルと比較し、Ｉ信号ま
たはＱ信号の絶対値のレベルがクリッピングレベル以下
である場合には当該Ｉ信号またはＱ信号をそのまま出力
し、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベルがクリッピン
グレベルを越える場合には当該Ｉ信号またはＱ信号と同
一の符号を有し、かつ、絶対値がクリッピングレベルの
絶対値に等しい信号をＩ信号またはＱ信号として出力す
るピーククリッピング回路と、前記ピーククリッピング
回路から出力されるＩ信号およびＱ信号の帯域を制限す
るフィルタ手段と、前記フィルタ手段によって帯域制限
されたＩ信号およびＱ信号を各々アナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換手段と、前記Ｄ／Ａ変換手段によって前記
Ｉ信号およびＱ信号から得られた各アナログ信号を用い
て直交変調を行い、直交変調波を出力する直交変調器と
を具備することを特徴とする直交変調送信機を要旨とす
る。
化したベースバンド信号から直交成分であるＩ信号およ
びＱ信号を生成する手段と、前記Ｉ信号およびＱ信号の
各々について、クリッピングレベルと比較し、Ｉ信号ま
たはＱ信号の絶対値のレベルがクリッピングレベル以下
である場合には当該Ｉ信号またはＱ信号をそのまま出力
し、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベルがクリッピン
グレベルを越える場合には当該Ｉ信号またはＱ信号と同
一の符号を有し、かつ、絶対値がクリッピングレベルの
絶対値に等しい信号をＩ信号またはＱ信号として出力す
るピーククリッピング回路と、前記ピーククリッピング
回路から出力されるＩ信号およびＱ信号の帯域を制限す
るフィルタ手段と、前記フィルタ手段によって帯域制限
されたＩ信号およびＱ信号を各々アナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換手段と、前記Ｄ／Ａ変換手段によって前記
Ｉ信号およびＱ信号から得られた各アナログ信号を用い
て直交変調を行い、直交変調波を出力する直交変調器と
を具備することを特徴とする直交変調送信機を要旨とす
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照し、本発明の実
施の形態について説明する。図１はこの発明の一実施形
態である直交変調送信機のピーククリッピング回路１の
構成を示すブロック図である。本実施形態に係る直交変
調送信機は、前掲図３に示す構成において、ピーククリ
ッピング回路１として、この図１に示すものを使用した
ものである。
施の形態について説明する。図１はこの発明の一実施形
態である直交変調送信機のピーククリッピング回路１の
構成を示すブロック図である。本実施形態に係る直交変
調送信機は、前掲図３に示す構成において、ピーククリ
ッピング回路１として、この図１に示すものを使用した
ものである。
【００１８】図１に示すように、本実施形態に係るピー
ククリッピング回路１は、クリッピングレベル生成回路
１０と、符号反転回路１１と、第１の比較回路１２と、
第１の選択回路１３と、第２の比較回路１４と、第２の
選択回路１５とにより構成されている。既に説明したよ
うに、従来技術に係るピーククリッピング回路は乗算器
を用いて構成されていたが、本実施形態に係るピークク
リッピング回路１は乗算器を１個も使用していない。
ククリッピング回路１は、クリッピングレベル生成回路
１０と、符号反転回路１１と、第１の比較回路１２と、
第１の選択回路１３と、第２の比較回路１４と、第２の
選択回路１５とにより構成されている。既に説明したよ
うに、従来技術に係るピーククリッピング回路は乗算器
を用いて構成されていたが、本実施形態に係るピークク
リッピング回路１は乗算器を１個も使用していない。
【００１９】本実施形態では、Ｉ信号生成回路２は、Ｉ
信号の波形およびＱ信号の波形のもつ周波数の少なくと
も２倍以上のレートでＩ信号の波形をサンプリングした
２の補数形式の８ビットのサンプルデータを出力する。
Ｑ信号生成回路３は、このＩ信号の場合と同じレートで
Ｑ信号をサンプリングした２の補数形式の８ビットのサ
ンプルデータを出力する。
信号の波形およびＱ信号の波形のもつ周波数の少なくと
も２倍以上のレートでＩ信号の波形をサンプリングした
２の補数形式の８ビットのサンプルデータを出力する。
Ｑ信号生成回路３は、このＩ信号の場合と同じレートで
Ｑ信号をサンプリングした２の補数形式の８ビットのサ
ンプルデータを出力する。
【００２０】クリッピングレベル生成回路１０は、２の
補数形式で表現された８ビットのクリッピングレベルデ
ータを出力する。符号反転回路１１は、このクリッピン
グレベルデータの符号を反転する。
補数形式で表現された８ビットのクリッピングレベルデ
ータを出力する。符号反転回路１１は、このクリッピン
グレベルデータの符号を反転する。
【００２１】第１の比較回路１２は、Ｉ信号生成回路２
から出力されるＩ信号のサンプルデータと、クリッピン
グレベル生成回路１０から出力されるクリッピングレベ
ルデータと、符号反転回路１１から出力されるクリッピ
ングレベルデータの符号反転後のデータとを比較する。
第１の選択回路１３は、この第１の比較回路１２による
比較結果に基づき、Ｉ信号のサンプルデータが符号反転
回路１１の出力データ以上であり、かつ、クリッピング
レベルデータ以下である場合にはＩ信号のサンプルデー
タをそのまま出力し、Ｉ信号のサンプルデータが符号反
転回路１１の出力データより低い場合には符号反転回路
１１の出力データを出力し、Ｉ信号のサンプルデータが
クリッピングレベルデータより高い場合にはクリッピン
グレベルデータを出力する。
から出力されるＩ信号のサンプルデータと、クリッピン
グレベル生成回路１０から出力されるクリッピングレベ
ルデータと、符号反転回路１１から出力されるクリッピ
ングレベルデータの符号反転後のデータとを比較する。
第１の選択回路１３は、この第１の比較回路１２による
比較結果に基づき、Ｉ信号のサンプルデータが符号反転
回路１１の出力データ以上であり、かつ、クリッピング
レベルデータ以下である場合にはＩ信号のサンプルデー
タをそのまま出力し、Ｉ信号のサンプルデータが符号反
転回路１１の出力データより低い場合には符号反転回路
１１の出力データを出力し、Ｉ信号のサンプルデータが
クリッピングレベルデータより高い場合にはクリッピン
グレベルデータを出力する。
【００２２】第２の比較回路１４は、Ｑ信号生成回路３
から出力されるＱ信号のサンプルデータと、クリッピン
グレベル生成回路１０から出力されるクリッピングレベ
ルデータと、符号反転回路１１から出力されるクリッピ
ングレベルデータの符号反転後のデータとを比較する。
第２の選択回路１５は、この第２の比較回路１４による
比較結果に基づき、Ｑ信号のサンプルデータが符号反転
回路１１の出力データ以上であり、かつ、クリッピング
レベルデータ以下である場合にはＱ信号のサンプルデー
タをそのまま出力し、Ｑ信号のサンプルデータが符号反
転回路１１の出力データより低い場合には符号反転回路
１１の出力データを出力し、Ｑ信号のサンプルデータが
クリッピングレベルデータより高い場合にはクリッピン
グレベルデータを出力する。
から出力されるＱ信号のサンプルデータと、クリッピン
グレベル生成回路１０から出力されるクリッピングレベ
ルデータと、符号反転回路１１から出力されるクリッピ
ングレベルデータの符号反転後のデータとを比較する。
第２の選択回路１５は、この第２の比較回路１４による
比較結果に基づき、Ｑ信号のサンプルデータが符号反転
回路１１の出力データ以上であり、かつ、クリッピング
レベルデータ以下である場合にはＱ信号のサンプルデー
タをそのまま出力し、Ｑ信号のサンプルデータが符号反
転回路１１の出力データより低い場合には符号反転回路
１１の出力データを出力し、Ｑ信号のサンプルデータが
クリッピングレベルデータより高い場合にはクリッピン
グレベルデータを出力する。
【００２３】すなわち、このピーククリッピング回路１
は、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベルがクリッピン
グレベル以下である場合には当該Ｉ信号またはＱ信号を
そのまま出力し、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベル
がクリッピングレベルを越える場合には当該Ｉ信号また
はＱ信号と同一の符号を有し、かつ、絶対値がクリッピ
ングレベルの絶対値に等しい信号を出力するものであ
る。
は、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベルがクリッピン
グレベル以下である場合には当該Ｉ信号またはＱ信号を
そのまま出力し、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベル
がクリッピングレベルを越える場合には当該Ｉ信号また
はＱ信号と同一の符号を有し、かつ、絶対値がクリッピ
ングレベルの絶対値に等しい信号を出力するものであ
る。
【００２４】図２は本実施形態の動作を示すものであ
る。この図２では、適当な瞬間のクリッピング前のＩ信
号およびＱ信号がＩＱ平面に細い矢印で示されている。
Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれにクリッピングレベルＩ
ｃおよびＱｃが設定されており、これによりクリッピン
グしたクリッピング後のＩ信号およびＱ信号が各々太い
矢印で示されている。通常、クリッピングレベルＩｃお
よびＱｃは等しくなるように設定される。
る。この図２では、適当な瞬間のクリッピング前のＩ信
号およびＱ信号がＩＱ平面に細い矢印で示されている。
Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれにクリッピングレベルＩ
ｃおよびＱｃが設定されており、これによりクリッピン
グしたクリッピング後のＩ信号およびＱ信号が各々太い
矢印で示されている。通常、クリッピングレベルＩｃお
よびＱｃは等しくなるように設定される。
【００２５】Ｉ信号Ｉ1およびＱ信号Ｑ1は、各々の振幅
の絶対値が各々クリッピングレベルＩｃおよびＱｃより
大きいため、クリッピングによりＩ信号およびＱ信号
は、各々Ｉｃおよび−Ｑｃとされる。
の絶対値が各々クリッピングレベルＩｃおよびＱｃより
大きいため、クリッピングによりＩ信号およびＱ信号
は、各々Ｉｃおよび−Ｑｃとされる。
【００２６】Ｉ信号Ｉ2およびＱ信号Ｑ2の場合、Ｉ信号
Ｉ2の振幅の絶対値はクリッピングレベルＩｃより大き
いが、Ｑ信号Ｑ2の振幅の絶対値はクリッピングレベル
Ｑｃより小さいため、クリッピングによりＩ信号および
Ｑ信号は、各々−ＩｃおよびＱ2とされる。
Ｉ2の振幅の絶対値はクリッピングレベルＩｃより大き
いが、Ｑ信号Ｑ2の振幅の絶対値はクリッピングレベル
Ｑｃより小さいため、クリッピングによりＩ信号および
Ｑ信号は、各々−ＩｃおよびＱ2とされる。
【００２７】Ｉ信号Ｉ3およびＱ信号Ｑ3の場合、Ｉ信号
Ｉ3の振幅の絶対値はクリッピングレベルＩｃより小さ
いが、Ｑ信号Ｑ3の振幅の絶対値はクリッピングレベル
Ｑｃより大きいため、クリッピングによりＩ信号および
Ｑ信号は、各々Ｉ3およびＱｃとされる。
Ｉ3の振幅の絶対値はクリッピングレベルＩｃより小さ
いが、Ｑ信号Ｑ3の振幅の絶対値はクリッピングレベル
Ｑｃより大きいため、クリッピングによりＩ信号および
Ｑ信号は、各々Ｉ3およびＱｃとされる。
【００２８】Ｉ信号Ｉ4およびＱ信号Ｑ4は、各々の振幅
の絶対値がクリッピングレベルＩｃおよびＱｃより小さ
いため、クリッピング後のＩ信号およびＱ信号は、各々
Ｉ4およびＱ4のままである。
の絶対値がクリッピングレベルＩｃおよびＱｃより小さ
いため、クリッピング後のＩ信号およびＱ信号は、各々
Ｉ4およびＱ4のままである。
【００２９】このようなクリッピングが行われることに
より波形の歪みが生じ、スペクトラムが広がるが、帯域
制限フィルタ４および５（図３参照）により歪みが除去
されるため問題は生じない。
より波形の歪みが生じ、スペクトラムが広がるが、帯域
制限フィルタ４および５（図３参照）により歪みが除去
されるため問題は生じない。
【００３０】また、本実施形態では、Ｉ信号とＱ信号と
をベクトル合成したベースバンド信号の位相角がクリッ
ピングにより変化することとなるが、上記帯域制限フィ
ルタがあるため、この位相の変化は緩和される。
をベクトル合成したベースバンド信号の位相角がクリッ
ピングにより変化することとなるが、上記帯域制限フィ
ルタがあるため、この位相の変化は緩和される。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
乗算器を使用しないでピーククリッピング回路を構成す
ることができ、ピーククリッピング回路およびこれを使
用した直交変調送信機を消費電力の増大を招くことな
く、かつ、小規模なハードウェアで構成することができ
るという効果がある。
乗算器を使用しないでピーククリッピング回路を構成す
ることができ、ピーククリッピング回路およびこれを使
用した直交変調送信機を消費電力の増大を招くことな
く、かつ、小規模なハードウェアで構成することができ
るという効果がある。
【図１】 この発明の一実施形態である直交変調送信機
に使用されるピーククリッピング回路の構成を示すブロ
ック図である。
に使用されるピーククリッピング回路の構成を示すブロ
ック図である。
【図２】 同実施形態におけるピーククリッピング回路
の動作を示す図である。
の動作を示す図である。
【図３】 従来の直交変調送信機の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図４】 同直交変調送信機におけるピーククリッピン
グ回路の動作を示す図である。
グ回路の動作を示す図である。
２ Ｉ信号生成回路 ３ Ｑ信号生成回路 １ ピーククリッピング回路 １０ クリッピングレベル生成回路 １１ 符号反転回路 １２ 第１の比較回路 １３ 第１の選択回路 １４ 第２の比較回路 １５ 第２の選択回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/36 H04L 27/20
Claims (2)
- 【請求項１】 クリッピングレベルを有する信号を生成
するクリッピングレベル生成回路と、 前記クリッピングレベル生成回路の出力信号の符号を反
転して出力する符号反転回路と、 ベースバンド信号の直交成分の１つであるＩ信号を前記
クリッピングレベル生成回路の出力信号および前記符号
反転回路の出力信号と比較する第１の比較回路と、 前記第１の比較回路による比較結果に基づき、前記Ｉ信
号のレベルが前記符号反転回路の出力信号のレベル以上
であり、かつ、前記クリッピングレベル生成回路の出力
信号のレベル以下である場合には該Ｉ信号をそのまま出
力し、前記Ｉ信号のレベルが前記符号反転回路の出力信
号のレベルより低い場合には該Ｉ信号に代えて前記符号
反転回路の出力信号を出力し、前記Ｉ信号のレベルが前
記クリッピングレベル生成回路の出力信号のレベルより
高い場合には該Ｉ信号に代えて前記クリッピングレベル
生成回路の出力信号を出力する第１の選択回路と、 前記ベースバンド信号の直交成分の他の１つであるＱ信
号を前記クリッピングレベル生成回路の出力信号および
前記符号反転回路の出力信号と比較する第２の比較回路
と、 前記第２の比較回路による比較結果に基づき、前記Ｑ信
号のレベルが前記符号反転回路の出力信号のレベル以上
であり、かつ、前記クリッピングレベル生成回路の出力
信号のレベル以下である場合には該Ｑ信号をそのまま出
力し、前記Ｑ信号のレベルが前記符号反転回路の出力信
号のレベルより低い場合には該Ｑ信号に代えて前記符号
反転回路の出力信号を出力し、前記Ｑ信号のレベルが前
記クリッピングレベル生成回路の出力信号のレベルより
高い場合には該Ｑ信号に代えて前記クリッピングレベル
生成回路の出力信号を出力する第２の選択回路とを具備
することを特徴とするピーククリッピング回路。 - 【請求項２】 複数の信号を多重化したベースバンド信
号から直交成分であるＩ信号およびＱ信号を生成する手
段と、 前記Ｉ信号およびＱ信号の各々について、クリッピング
レベルと比較し、Ｉ信号またはＱ信号の絶対値のレベル
がクリッピングレベル以下である場合には当該Ｉ信号ま
たはＱ信号をそのまま出力し、Ｉ信号またはＱ信号の絶
対値のレベルがクリッピングレベルを越える場合には当
該Ｉ信号またはＱ信号と同一の符号を有し、かつ、絶対
値がクリッピングレベルの絶対値に等しい信号をＩ信号
またはＱ信号として出力するピーククリッピング回路
と、 前記ピーククリッピング回路から出力されるＩ信号およ
びＱ信号の帯域を制限するフィルタ手段と、 前記フィルタ手段によって帯域制限されたＩ信号および
Ｑ信号を各々アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段
と、 前記Ｄ／Ａ変換手段によって前記Ｉ信号およびＱ信号か
ら得られた各アナログ信号を用いて直交変調を行い、直
交変調波を出力する直交変調器とを具備することを特徴
とする直交変調送信機。
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