JP3510806B2 - 周波数変換回路及び高周波無線通信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変換回路、
信号変換回路、信号増幅回路、歪み補償回路、及び高周
波無線通信装置に係わり、特に、無線通信等で使用する
高周波増幅回路や高周波信号変調回路等の相互変調歪み
を抑制した、周波数変換回路、信号変換回路、信号増幅
回路、歪み補償回路、及び高周波無線通信装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】歪みの発生する回路として、ダブルバラ
ンスミキサを使用した直行変調器を一例に挙げて、以下
従来技術を述べる。一般に、ダブルバランスミキサは２
つの乗算器で構成されており、これら２つの乗算器には
９０度位相の異なる信号（データ信号、局部発振信号）
が入力される。それぞれの乗算器は立て積みしたトラン
ジスタが組み合わされて構成され、それぞれにデータ信
号と局部発振信号が入力される。データ信号と局部発振
信号それぞれには差動信号が用いられる場合が多い。こ
れは、コモンモードノイズを除去するためである。

【０００３】このように２つの乗算器に入力するデータ
信号及び局部発振信号を９０度移相したものとすれば、
これら２つの乗算器からそれぞれ出力される信号を変調
して加算することにより、イメージ信号の抑圧された所
望の信号を出力することが可能である。

【０００４】原理的に完全に特性の一致したトランジス
タを用い、各トランジスタに与えるバイアスレベルを適
切に与えることでイメージ信号や局部発振信号の出力へ
のリークは発生しない。

【０００５】しかしながら、トランジスタの持つ非線形
性から出力信号には歪み信号が重畳される。歪みが出力
信号に乗ることによって、変調器の場合は変調精度が劣
化し出力信号の質が劣化する。一般に、ダブルバランス
ミキサ等の場合、電流利得△Ｉは、次式（１）

【０００６】

【数１】 で表される。ここで、Ｃは定数、ＶＬＯは局部発振信号
電圧、Ｖinはデータ信号電圧、Ｖe は縮退抵抗での発生
電圧である。

【０００７】tanhｘはｘ−ｘ³ ／３に近似することがで
きるので、各信号を交流波とすることで所望波の近傍に
３次歪波が発生する。特に、直接変調回路ではベースバ
ンド信号の３倍波が所望周波数近傍に発生するため、変
調精度の劣化とともに隣接チャネルへのスプリアスとも
なってしまう。このため、３次歪みを抑えることは重要
な意味を持ってくる。

【０００８】所望出力信号は入力信号電力に比例して増
大するのに対し、３次歪みは入力信号電力の３倍に比例
して増大する。したがって、従来、３次歪み信号を抑え
るため、入力信号をある程度低いパワーレベルに抑えて
出力の信号パワーレベルを犠牲にすることにより、歪み
の出力レベルを低く抑えていた。この場合、変調器では
出力電力を抑え、後段のアンプで利得を稼ぐ方法が用い
られるが、消費電力の増加、素子数の増加によるコスト
の増大といった問題があった。

【０００９】また、縮退抵抗での発生電圧Ｖe を大きく
とることにより、入力信号のパワーレベルが高い場合で
も３次歪みを抑えることが可能である。しかしながら、
Ｖeが大きくなるとノイズレベルが増加するため、大き
なＶe はＮＦ（雑音指数）の劣化になる。

【００１０】さらに、歪みを抑えるためにトランジスタ
のレベルを最適にして設計したとしても、現実のトラン
ジスタはデバイスモデル通りの特性を示さない場合が多
い。特に、トランジスタの寄生容量は大幅にずれること
が多く、設計で得られる歪み抑制特性が現実に得られる
とは限らない。このため、回路設計では、これらのデバ
イス製造誤差を考慮して、各モデルパラメータの設計値
からのずれのマージンを見込んで設計する必要があっ
た。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述したように変調器
の歪みの主要因である３次歪みは出力電力を大きくする
と増大するため、変調器では出力電力を抑え、後段のア
ンプで利得を稼ぐ方法が用いられるが、消費電力の増
加、素子数の増加によるコストの増大といった問題があ
った。

【００１２】また、縮退抵抗での発生電圧Ｖe を大きく
とることにより３次歪みを抑えることが考えられるが、
Ｖe の増加によりノイズレベルが増加してＮＦが劣化し
てしまう。

【００１３】さらにまた、歪みを抑えることの可能なレ
ベルで設計したとしても、現実のトランジスタでは必ず
しもモデルと一致した特性が得られるわけではなく、モ
デルパラメータのばらつきを考慮した設計が要求されて
いた。

【００１４】本発明は、上記実情を鑑みてなされたもの
であり、出力電力を抑えないでも３次歪み等の相互変調
歪みを抑え、現実のトランジスタの特性が設計値からば
らついた場合でも歪みの問題を解決することを目的とす
るものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】（構成）前述した問題を
解決するため、本発明の第１は、信号入力部と高周波局
部発振信号入力部と変換信号出力部を備えた周波数変換
回路であって、前記信号入力部若しくは前記高周波局部
発振信号入力部と前記変換信号出力部とのバイアス電位
差を調整する調整手段を具備することを特徴とする周波
数変換回路を提供する。

【００１６】本発明の第１において、以下の構成を備え
ることが望ましい。 （１）前記調整手段は、任意の出力電力時に歪みを最小
化する値に前記バイアス電位差を設定する手段であるこ
と。

【００１７】（２）前記歪みは２次以上の歪みであるこ
と。 （３）前記歪みは３次歪みであること。 （４）前記調整手段は、抵抗及びインダクタの少なくと
も一つと可変電圧源から構成されること。

【００１８】（５）前記周波数変換回路は信号入力用ト
ランジスタと高周波局部発振信号入力用トランジスタの
立て積みにより構成されること。また、本発明の第２
は、信号入力部と高周波局部発振信号入力部と変換信号
出力部を備えた周波数変換回路であって、前記信号入力
部若しくは前記高周波局部発振信号入力部と前記変換信
号出力部とを結合する非線型回路を具備することを特徴
とする周波数変換回路を提供する。

【００１９】本発明の第２において、以下の構成を備え
ることが望ましい。 （１）前記非線型回路は前記信号入力部と前記信号出力
部との電位差に依存する非線型容量回路であること。

【００２０】（２）前記非線型容量回路はダイオード素
子若しくはトランジスタ素子から構成されること。 （３）前記非線型容量回路としてのダイオード素子若し
くはトランジスタ素子は、動作時において前記信号入力
部若しくは前記高周波局部発振信号入力部と前記変換信
号出力部との間の当該ダイオード素子若しくはトランジ
スタ素子に電流を流さないように、周波数変換回路の入
力用トランジスタに対して逆方向に（当該ダイオード素
子若しくはトランジスタ素子に逆バイアスが印加される
ように）接続されること。

【００２１】（４）前記信号入力部若しくは前記高周波
局部発振信号入力部と前記変換信号出力部とのバイアス
電位差を調整する調整手段を具備すること。 （５）前記調整手段は、任意の出力電力時に歪みを最小
化する値に前記バイアス電位差を設定する手段であるこ
と。

【００２２】（６）前記歪みは２次以上の歪みであるこ
と。 （７）前記歪みは３次歪みであること。 （８）前記調整手段は、抵抗及びインダクタの少なくと
も一つと可変電圧源から構成されること。

【００２３】（９）前記周波数変換回路は信号入力用ト
ランジスタと高周波局部発振信号入力用トランジスタの
立て積みにより構成されること。また、本発明の第３
は、信号入力部と高周波局部発振信号入力部と変換信号
出力部を備えた周波数変換回路であって、前記信号入力
部若しくは前記高周波局部発振信号入力部と前記変換信
号出力部とを結合する非線型回路を具備し、前記信号入
力部若しくは前記高周波局部発振信号入力部と前記変換
信号出力部とのバイアス電位差が、任意の出力電力時に
歪みを最小化する値に設定されることを特徴とする周波
数変換回路を提供する。

【００２４】本発明の第３において、以下の構成を備え
ることが望ましい。 （１）前記歪みは２次以上の歪みであること。 （２）前記歪みは３次歪みであること。

【００２５】また、本発明の第４は、信号入力部と変換
信号を出力する信号出力部を備えた信号変換回路の歪み
を補償する歪み補償回路であって、前記信号入力部と前
記信号出力部を結合する非線型回路を具備することを特
徴とする歪み補償回路を提供する。

【００２６】また、本発明の第５は、信号入力部と信号
出力部を具備する信号増幅回路の歪みを補償する歪み補
償回路であって、前記信号入力部と前記信号出力部を結
合する非線型回路を具備することを特徴とする歪み補償
回路を提供する。

【００２７】また、本発明の第６は、信号入力部と変換
信号を出力する信号出力部を備えた信号変換回路であっ
て、前記信号入力部と前記信号出力部を結合する非線型
回路を具備することを特徴とする信号変換回路を提供す
る。

【００２８】また、本発明の第７は、信号入力部と信号
出力部を備する信号増幅回路であって、前記信号入力部
と前記信号出力部を結合する非線型回路を具備すること
を特徴とする信号増幅回路を提供する。

【００２９】また、本発明の第８は、高周波無線信号の
入出力を行うアンテナ部と、信号入力部と高周波局部発
振信号入力部と変換信号出力部を有し、前記アンテナ部
で入出力される前記高周波無線信号の周波数変換を行う
周波数変換回路とを備えた高周波無線通信装置であっ
て、前記信号入力部若しくは前記高周波局部発振信号入
力部と前記変換信号出力部とを結合する非線型回路を具
備することを特徴とする高周波無線通信装置を提供す
る。

【００３０】さらにまた、本発明の第９は、高周波無線
信号の入出力を行うアンテナ部と、信号入力部と信号出
力部を有し、前記アンテナ部で入出力される前記高周波
無線信号の信号増幅を行う信号増幅回路とを備えた高周
波無線通信装置であって、前記信号入力部と前記信号出
力部とを結合する非線型回路を具備することを特徴とす
る高周波無線通信装置を提供する。

【００３１】かかる本発明の第４乃至第９において、以
下の構成を備えることが望ましい。 （１）前記非線型回路は前記信号入力部（または、前記
信号入力部若しくは前記高周波局部発振信号入力部）と
前記信号出力部（または、前記変換信号出力部）との電
位差に依存する非線型容量回路であること。

【００３２】（２）前記非線型容量回路はダイオード素
子若しくはトランジスタ素子から構成されること。 （３）前記非線型容量回路としてのダイオード素子若し
くはトランジスタ素子は、動作時において前記信号入力
部（または、前記信号入力部若しくは前記高周波局部発
振信号入力部）と前記信号出力部（または、前記変換信
号出力部）との間の当該ダイオード素子若しくはトラン
ジスタに電流を流さないように、信号変換回路（周波数
変換回路等）又は信号増幅回路の入力用トランジスタに
対して逆方向に（当該ダイオード素子若しくはトランジ
スタ素子に逆バイアスが印加されるように）接続される
こと。

【００３３】（４）前記信号入力部（または、前記信号
入力部若しくは前記高周波局部発振信号入力部）と前記
信号出力部（または、前記変換信号出力部）とのバイア
ス電位差を調整する調整手段を具備すること。

【００３４】（５）前記調整手段は、任意の出力電力時
に歪みを最小化する値に前記バイアス電位差を設定する
手段であること。 （６）前記歪みは２次以上の歪みであること。

【００３５】（７）前記歪みは３次歪みであること。 （８）前記調整手段は、抵抗及びインダクタの少なくと
も一つと可変電圧源から構成されること。

【００３６】（作用）本発明によれば、信号入力部若し
くは高周波局部発振信号入力部と信号出力部とのバイア
ス電位差を調整する調整手段を設け、この調整手段のバ
イアス電位差を変化させることにより、信号変換回路や
信号増幅回路の入力端子と出力端子間の電圧（例えばト
ランジスタのベース・コレクタ間電圧等）を当該調整手
段のバイアス電位差に従って直接的に変化させることが
できる。従って、変換信号や増幅信号の３次歪み成分を
効果的に抑制することが可能である。

【００３７】また、本発明によれば、信号入力部若しく
は高周波局部発振信号入力部と前記信号出力部とを結合
する非線型回路を用いることにより、信号変換回路や信
号増幅回路の入力端子と出力端子間の電圧（例えばトラ
ンジスタのベース・コレクタ間電圧等）において非線型
性を増大させることができる。非線型性の増大により変
換信号や増幅信号の３次歪み成分をより効果的に抑える
ことができる。即ち、例えばトランジスタのベース・コ
レクタ間容量Ｃbcは、次式（２）

【００３８】

【数２】 で表される。ここで、Areaはトランジスタ数、Ｃjcはベ
ース・コレクタ接合容量、Ｖjcはベース・コレクタ接合
電位差であり、Ｍjcはベース・コレクタ接合傾斜係数で
通常は正の値をとる。従って、上式よりベース・コレク
タ間容量Ｃbcはベース・コレクタ間電圧Ｖbcに対して非
線形的に変化する。

【００３９】本発明のように調整手段や非線型回路を用
いてベース・コレクタ間電圧Ｖbcを外部から調整するこ
とにより、上式（２）による３次歪みが発生する。この
場合、上式（２）による３次歪みは前述した式（１）に
よる３次歪みを相殺するように機能するため、適切なベ
ース・コレクタ間電圧Ｖbcで大幅に３次歪みを抑えるこ
とが可能となる。

【００４０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照しつつ詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１は本発明の機能構成を示すブロ
ック図である。図１（ａ）は本発明の信号変換回路の構
成を示すブロック図、図１（ｂ）は当該信号変換回路を
周波数変換回路として用いた高周波無線通信装置の構成
を示すブロック図である。

【００４１】図１（ａ）に示すように、本実施形態の周
波数変換回路は、信号変換回路の信号入力端子と信号出
力端子との間に非線型回路として非線型容量回路が結合
されている。この非線型容量回路により、上記信号変換
回路の信号入力端子と信号出力端子間の電位差及び容量
において非線型性が増大する。また、上記信号変換回路
の信号入力端子若しくは信号出力端子のいずれかに対し
てはバイアスレベル調整回路が接続されている。このバ
イアスレベル調整回路により、上記信号変換回路の信号
入力端子と信号出力端子間の電位差が調整される。

【００４２】本発明によれば、上記バイアスレベル調整
回路のバイアス電圧を変化させることにより、上記信号
変換回路の信号入力端子と信号出力端子間の電位差を調
整することができ、入力データ信号の３次歪み成分を効
果的に抑制することが可能である。さらに、非線型回路
の付加により、上記信号変換回路の信号入力端子と信号
出力端子間の電位差及び容量において非線型性を増大さ
せることができ、トランジスタの３次歪みをより効果的
に抑えることができる。

【００４３】かかる信号変換回路を周波数変換回路とし
て用いて高周波無線通信装置が図１（ｂ）のブロック図
のように構成される。即ち、周波数変換回路は高周波信
号処理回路を介して高周波無線信号の入出力を行うアン
テナ１と接続されており、当該周波数変換回路には局部
発生信号を発振する発振器２が接続されている。

【００４４】以上の高周波無線通信装置に対して外部か
ら高周波無線信号がアンテナ１を介して入力されると、
その入力信号は図１（ｂ）の上の図に示すように高周波
信号処理回路に入力され、この高周波信号処理回路にお
いて所望高周波信号の選択と増幅が行われる。さらに、
この高周波信号処理回路で処理された入力信号は周波数
変換回路に入力され、発振器２からの局部発生信号も同
時に入力されることにより、当該回路において周波数の
変換が行われて信号出力が得られる。これにより外部信
号の受信が行われる。

【００４５】また逆に、図１（ｂ）の下の図に示すよう
に信号入力が周波数変換回路にあった場合、発振器２か
らの局部発生信号も同時に入力されることにより、当該
周波数変換回路において入力信号が周波数変換を受け
る。周波数変換を受けた入力信号は高周波信号処理回路
に入力され、上記した処理と逆の処理が行われて、アン
テナ１より外部に信号の出力が行われる。これにより信
号の送信が行われる。

【００４６】次に、本実施形態の周波数変換回路の具体
的な回路構成について説明する。図２は、その具体的な
回路構成を示す回路図である。図２に示すように、本実
施形態ではダブルバランスミキサ回路への適用が示され
ている。即ち、２つの乗算器が並列に縦積みして構成さ
れており、この縦積みした２つの乗算器のそれぞれはバ
ランスミキサ回路を構成しており、これらの乗算器によ
ってダブルバランスミキサ回路が構成されている。左右
の乗算器ともに差動信号が入力されるようになってい
る。差動信号を用いることによりコモンモードノイズを
除去することができ、偶数次（二次等）相互変調歪み成
分を取り除くことが可能である。

【００４７】左側の乗算器は下段トランジスタＱ１、Ｑ
２、及び上段トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８から
構成されている。ここで、トランジスタとしては、例え
ばバイポーラトランジスタ（例えばｎ型エミッタ、ｐ型
ベース、ｎ型コレクタ等）を使用することが可能であ
る。後述するトランジスタも同様である。下段トランジ
スタＱ１、Ｑ２のエミッタ端子は縮退抵抗Ｒ３を介して
接続されており、コレクタ端子はそれぞれ上段トランジ
スタＱ５、Ｑ６のエミッタ端子、及び上段トランジスタ
Ｑ７、Ｑ８のエミッタ端子と接続されている。縮退抵抗
Ｒ３は線型性を向上させるためのものである。下段トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２の入力端子（ベース端子）Ｄ１、Ｄ
２にはバイアスレベル調整回路が接続されており、この
バイアスレベル調整回路によって下段トランジスタＱ
１、Ｑ２それぞれのベース端子とコレクタ端子間の電位
差が後述するように調整される。

【００４８】また、上段トランジスタＱ５、Ｑ７のコレ
クタ端子は抵抗Ｒ１を介して電源線Ｖｃｃに接続される
とともに出力側のトランジスタＱ１４のベース端子にも
接続されている。上段トランジスタＱ６、Ｑ８のコレク
タ端子は抵抗Ｒ２を介して電源線Ｖｃｃに接続されると
ともに出力側のトランジスタＱ１３のベース端子にも接
続されている。上段トランジスタＱ５、Ｑ８のベース端
子は互いに接続されて入力端子Ｌ１を構成し、また上段
トランジスタＱ６、Ｑ７のベース端子も互いに接続され
て入力端子Ｌ２を構成している。

【００４９】下段トランジスタＱ１、Ｑ２の入力端子
（ベース端子）Ｄ１、Ｄ２からは差動データ信号が入力
され、上段トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８の入力
端子Ｌ１、Ｌ２（ベース端子）からは差動局部発生信号
が入力される。以上の構成の左側の乗算器によって当該
差動データ信号及び差動局部発生信号は乗算処理され
る。

【００５０】一方、右側の乗算器も左側の乗算器と同様
な構成となっている。即ち、この乗算器は下段トランジ
スタＱ３、Ｑ４、及び上段トランジスタＱ９、Ｑ１０、
Ｑ１１、Ｑ１２から構成されており、下段トランジスタ
Ｑ３、Ｑ４のエミッタ端子は縮退抵抗Ｒ４を介して接続
されており、コレクタ端子はそれぞれ上段トランジスタ
Ｑ９、Ｑ１０のエミッタ端子、及び上段トランジスタＱ
１１、Ｑ１２のエミッタ端子と接続されている。縮退抵
抗Ｒ４は線型性を向上させるためのものである。下段ト
ランジスタＱ３、Ｑ４の入力端子（ベース端子）Ｄ３、
Ｄ４には前述したバイアスレベル調整回路が接続されて
おり、このバイアスレベル調整回路によって下段トラン
ジスタＱ３、Ｑ４それぞれのベース端子とコレクタ端子
間の電位差が後述するように調整される。

【００５１】また、上段トランジスタＱ９、Ｑ１１のコ
レクタ端子は抵抗Ｒ１を介して電源線Ｖｃｃに接続され
るとともに出力側のトランジスタＱ１４のベース端子に
も接続されている。上段トランジスタＱ１０、Ｑ１２の
コレクタ端子は抵抗Ｒ２を介して前述した電源線Ｖｃｃ
に接続されるとともに出力側のトランジスタＱ１３のベ
ース端子にも接続されている。上段トランジスタＱ９、
Ｑ１２のベース端子は互いに接続されて入力端子Ｌ３を
構成し、また上段トランジスタＱ１０、Ｑ１１のベース
端子も互いに接続されて入力端子Ｌ４を構成している。

【００５２】下段トランジスタＱ３、Ｑ４の入力端子
（ベース端子）Ｄ３、Ｄ４からは差動データ信号が入力
され、上段トランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２
の入力端子Ｌ３、Ｌ４（ベース端子）からは差動局部発
生信号が入力される。これらの差動データ信号及び差動
局部発生信号はそれぞれ、左側の乗算器の入力端子Ｄ
１、Ｄ２から入力される差動データ信号、及び入力端子
Ｌ１、Ｌ２から入力される差動局部発生信号に対して９
０度位相が異なる（移相した）ものである。このように
互いに９０度位相が異なる差動データ信号及び差動局部
発生信号を用いることによりイメージ信号を除去するこ
とが可能である。以上の構成の右側の乗算器によって当
該差動データ信号及び差動局部発生信号は乗算処理され
る。

【００５３】また、出力側のトランジスタＱ１３、Ｑ１
４のエミッタ端子はそれぞれ抵抗Ｒ５、Ｒ６を介して接
地され、コレクタ端子はそれぞれ前述した電源線Ｖｃｃ
に接続されている。上述した左右の乗算器からの出力
は、トランジスタＱ１３、Ｑ１４を用いて構成されるエ
ミッタフォロワ回路において加算され、差動の所望波が
出力端子Ｏ１、Ｏ２より出力される。なお、図２におい
てＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４はそれぞれ、トランジスタＱ
１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に流れるエミッタ電流に対する定
電流源を示している。

【００５４】本実施形態では、データ信号入力端子Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に接続されたバイアスレベル調整
回路のバイアス電圧を変化させることにより、それぞれ
トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベース・コレク
タ間電圧を当該バイアスレベル調整回路の電圧に従って
直接的に変化させることができる。従って、差動データ
信号の３次歪み成分を効果的に抑制することが可能であ
る。

【００５５】即ち、当該バイアスレベル調整回路の電圧
を調整し、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベー
ス・コレクタ間電圧Ｖbcを調整することによって、この
ように調整した電圧Ｖbcが前述した式（２）に従って非
線形容量（トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベー
ス・コレクタ間容量Ｃbc）としてコレクタ電流に寄与
し、３次歪み成分も発生する。この３次歪み成分が前述
した式（１）によりトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ
４において発生した３次歪み成分を打ち消すように機能
するので、上記バイアスレベル調整回路の電圧を調整す
ることにより３次歪み成分を抑制することができる。な
お、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベース・エ
ミッタ間電圧は定電流源Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４によっ
て決定されるため、バイアスレベル調整回路の電圧によ
り変動することはない。

【００５６】図３は上記実施形態におけるバイアスレベ
ル調整回路の一具体例を示す回路図である。図３におい
て図２と同一部分には同一の符号を付して示し、詳細な
説明は省略する。

【００５７】図３に示すように、バイアスレベル調整回
路として可変電圧源と抵抗を組み合わせたものを用いる
ことが可能である。即ち、可変電圧源の一端は接地され
るとともに、他端は当該可変電圧源と直列に接続された
Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０を介してそれぞれトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベース端子（それぞれ入力
端子Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）に対して接続されてい
る。

【００５８】かかる構成のバイアスレベル調整回路にお
いて、可変電圧源の電圧を調整することにより、トラン
ジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベース・コレクタ間電
圧Ｖbcを調整することが可能である。したがって、式
（２）による非線形容量（トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４のベース・コレクタ間容量Ｃbc）に基づく３次
歪み成分が発生し、この３次歪み成分が上記式（１）に
よるトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の３次歪み成
分を打ち消すように、上記バイアスレベル調整回路の可
変電圧源の電圧を調整すれば良い。

【００５９】図４は、本実施形態によりバイアスレベル
調整電圧（バイアスオフセット電圧）を変化させたとき
のダブルバランスミキサの出力信号成分中の３次歪みの
割合及び所望波信号出力の特性を示す特性図である。図
４に示すようにバイアスレベルを調整することにより３
次歪みを大きく抑制することが可能である。特に、バイ
アス調整電圧が2.0Vの時に３次歪みは最小値となる。一
方、所望波はバイアスレベル調整による変動が無い。こ
の図４に示した特性のように所定のバイアスレベルで設
計することにより、トランジスタの利得特性による３次
歪み（前述した式（１）に内在する３次歪み）とベース
・コレクタ容量による３次歪み（前述した式（２）に内
在する３次歪み）とが相殺され、良好な変調特性が得ら
れる。

【００６０】特に、トランジスタのベース・コレクタ容
量のような寄生成分についてはモデルの値と実際の素子
の値とが一致することはまれであり、設計通りの特性が
得られることは困難であるが、本実施形態による周波数
変換回路によれば、デバイス完成後にバイアスレベルを
自由に調整できるため、設計値とのずれやプロセス誤差
による変動を補うことが可能である。

【００６１】図５は、本実施形態に係る回路と従来回路
とについてそれらの３次歪みの入出力電圧特性及び所望
波入出力電圧特性を比較した結果を示す特性図である。
ベースバンド信号入力電圧の振幅（BB signal voltage
）としては、所望波出力電圧の振幅（Output voltag
e）が50mV程度になる値が特に望ましい。この時のベー
スバンド信号入力電圧の振幅は0.2Vから0.3V程度であ
り、この時の３次歪みは従来回路と比較して約1/10程度
の小さい値となり、所望波と比較した場合-60dBc前後の
良好な値が得られる。一方、従来回路の所望波と３次歪
みとを比較すると、所望波の出力特性は本実施形態と相
違がないため、-40dBc前後の悪い特性となる。本発明に
よれば、ベースバンド信号入力電圧の振幅が0.1Vから0.
5V程度の場合に、従来回路よりも３次歪みの少ない周波
数変換回路を構成することが可能である。

【００６２】以上の入出力電圧特性の結果から、本実施
形態の周波数変換回路によれば高出力設定時に歪みの非
常に低い特性を実現することができ、効率の良い低消費
電力の回路を提供することが可能である。

【００６３】さらに、以上の構成の周波数変換回路を図
１（ｂ）に示した高周波無線通信装置の周波数変換回路
部に用いた場合には、歪みの抑制された周波数変換を効
率良く行うことが可能である。

【００６４】（第２の実施形態）図６は本発明の第２の
実施形態に係る周波数変換回路の構成を示す回路図であ
る。図６において図２と同一部分には同一の符号を付し
て示し、詳細な説明は省略する。

【００６５】図６に示すように、トランジスタＱ１、Ｑ
２、Ｑ３、Ｑ４のベース端子（それぞれ入力端子Ｄ１、
Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）とコレクタ端子との間には、それぞ
れ非線型回路Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄが接続されている。

【００６６】トランジスタは高周波で動作させるため
に、その寄生容量ができる限り小さくなるように開発さ
れている。このため、かかるトランジスタのコレクタ・
ベース間容量は通常微小であり、本発明の目的として３
次歪みを十分相殺するに至らない場合がある。このよう
なトランジスタに対しては、この図６のように非線型回
路Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄを付加して非線型性を増大させること
が望ましい。非線型性の増大によりトランジスタの３次
歪みをより効果的に抑えることができる。非線型回路
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄとしては非線型容量を用いることが好ま
しい。なお、図６の実施形態（図７の実施形態でも同
じ。）において、図３の実施形態と同様にバイアスレベ
ル調整回路として可変電圧源と抵抗を組み合わせたもの
を用いることが可能である。

【００６７】図７は上記実施形態における非線型回路
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの一具体例を示す回路図である。図７に
おいて図２と同一部分には同一の符号を付して示し、詳
細な説明は省略する。

【００６８】図７に示すように、非線型回路Ａ、Ｂ、
Ｃ、ＤとしてトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ
２４が設けられており、当該トランジスタＱ２１、Ｑ２
２、Ｑ２３、Ｑ２４はそれぞれ信号入力用トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベース端子（それぞれ入力端
子Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）とコレクタ端子との間に接
続されている。

【００６９】かかるトランジスタＱ２１のベース端子及
びコレクタ端子は信号入力用トランジスタＱ１のベース
端子（入力端子Ｄ１）に接続されており、エミッタ端子
は信号入力用トランジスタＱ１のコレクタ端子に接続さ
れている。トランジスタＱ２１を付加することにより、
信号入力用トランジスタＱ１のベース・コレクタ間には
トランジスタＱ２１のベース・エミッタ間容量Ｃbeが付
加されることになる。したがって、このベース・エミッ
タ間容量Ｃbeが信号入力用トランジスタＱ１の３次歪み
をより効果的に相殺することが可能となる。

【００７０】さらに同様にして、トランジスタＱ２２、
Ｑ２３、Ｑ２４のベース端子及びコレクタ端子は、それ
ぞれ信号入力用トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４のベース
端子（それぞれ入力端子Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）に接続され
ており、エミッタ端子はそれぞれ信号入力用トランジス
タＱ２、Ｑ３、Ｑ４のコレクタ端子に接続されている。
これらの信号入力用トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４にお
いても、トランジスタＱ２２、Ｑ２３、Ｑ２４によって
３次歪みが抑制される。

【００７１】図８は、本実施形態によりバイアスレベル
調整電圧（バイアスオフセット電圧）を変化させたとき
のダブルバランスミキサの出力信号成分中の３次歪みの
割合及び所望波信号出力の特性を示す特性図である。図
８に示すように、本実施形態の周波数変換回路において
バイアスレベルを調整することにより、その３次歪みの
抑制効果を図４に示した第１の実施形態の回路における
３次歪みの抑制効果よりも十分に大きくすることが可能
である。一方、所望波はバイアスレベル調整による変動
がほとんど無い。このように信号入力用トランジスタＱ
１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の各ベース・コレクタ間にトラン
ジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４を接続するとよ
り効果的に３次歪みを抑制することが可能である。

【００７２】（第３の実施形態）図９は本発明の第３の
実施形態に係る周波数変換回路の構成を示す回路図であ
る。

【００７３】図９に示すように、本実施形態では差動信
号を用いないミキサ回路への適用が示されている。即
ち、本実施形態の周波数変換回路は、信号入力用トラン
ジスタＱ１、トランジスタＱ２、可変電圧源、及び抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３から構成されている。信号入力
用トランジスタＱ１のエミッタ端子は接地されており、
コレクタ端子は互いに直列接続されたトランジスタＱ２
及び抵抗Ｒ１１を介して電源線Ｖｃｃに接続されてい
る。Ｉ１はトランジスタＱ１に流れるエミッタ電流に対
する定電流源を示している。この定電流源Ｉ１は必ずし
も必要でなく、省略することが可能である。信号入力用
トランジスタＱ１のベース端子（入力端子Ｄｉｎ）とコ
レクタ端子との間には非線型回路Ａが接続されている。

【００７４】この非線型回路Ａとしては非線型容量回路
を用いることが好ましく、例えば第２の実施形態で述べ
たトランジスタを用いることが可能である。即ち、当該
トランジスタのベース端子及びコレクタ端子を信号入力
用トランジスタＱ１のベース端子（入力端子Ｄｉｎ）に
接続し、エミッタ端子を信号入力用トランジスタＱ１の
コレクタ端子に接続する。

【００７５】また、信号入力用トランジスタＱ１のベー
ス端子（入力端子Ｄｉｎ）は、互いに直列に接続された
抵抗Ｒ１２及び可変電圧源を介して接地されている。同
様に信号入力用トランジスタＱ１のコレクタ端子も互い
に直列に接続された抵抗Ｒ１３及び可変電圧源を介して
接地されている。

【００７６】即ち、バイアスレベル調整回路として、入
力側に互いに直列に接続された抵抗Ｒ１２及び可変電圧
源が、並びに出力側に互いに直列に接続された抵抗Ｒ１
３及び可変電圧源が用いられている。

【００７７】以上の構成の信号増幅回路においては、信
号入力用トランジスタＱ１のベース端子（入力端子Ｄｉ
ｎ）にデータ信号が入力され、かつトランジスタＱ２の
ベース端子（入力端子Ｌｉｎ）に局部発生信号が入力さ
れると、本実施形態においても、データ信号入力端子Ｄ
ｉｎに接続されたバイアスレベル調整回路のバイアス電
圧を変化させることにより、トランジスタＱ１のベース
・コレクタ間電圧を調整してデータ信号の３次歪み成分
を効果的に抑制することが可能である。さらに、非線型
回路ＡのトランジスタＱ１への付加により、信号入力用
トランジスタＱ１の非線型性を増大させることができ、
より効果的に３次歪みを抑制することが可能である。

【００７８】（第４の実施形態）図１０は本発明の第４
の実施形態に係る信号増幅回路の構成を示す回路図であ
る。

【００７９】図１０に示すように、本実施形態では信号
増幅回路への適用が示されている。即ち、本実施形態の
信号増幅回路は、信号増幅用トランジスタＱ１、トラン
ジスタＱ２、可変電圧源、及び抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ
１６から構成されている。信号増幅用トランジスタＱ１
のエミッタ端子は接地されており、コレクタ端子は抵抗
Ｒ１４を介して電源線Ｖｃｃに接続されている。トラン
ジスタＱ２のベース端子及びコレクタ端子は信号増幅用
トランジスタＱ１のベース端子（入力端子Ｄｉｎ）に接
続されており、エミッタ端子は信号増幅用トランジスタ
Ｑ１のコレクタ端子に接続されている。

【００８０】また、信号増幅用トランジスタＱ１のベー
ス端子（入力端子Ｄｉｎ）は、互いに直列に接続された
抵抗Ｒ１５及び可変電圧源を介して接地されている。同
様に信号増幅用トランジスタＱ１のコレクタ端子も互い
に直列に接続された抵抗Ｒ１６及び可変電圧源を介して
接地されている。

【００８１】即ち、バイアスレベル調整回路として、入
力側に互いに直列に接続された抵抗Ｒ１６及び可変電圧
源が、並びに出力側に互いに直列に接続された抵抗Ｒ１
６及び可変電圧源が用いられている。また、非線型回路
としてトランジスタＱ２が用いられている。

【００８２】以上の構成の信号増幅回路において、信号
増幅用トランジスタＱ１のベース端子（入力端子Ｄｉ
ｎ）に信号が入力されると、信号増幅用トランジスタＱ
１の増幅作用により入力信号が増幅され、増幅された所
望の信号が出力端子Ｏｕｔから出力信号として得られ
る。

【００８３】通常、信号増幅回路においても周波数変換
回路と同様に、所望出力信号は入力信号電力に比例して
増大するのに対し、３次歪みは入力信号電力の３倍に比
例して増大し、この３次歪み信号を抑えることが消費電
力及びコストの低減を図る上からも重要な課題であっ
た。

【００８４】本実施形態によれば、前述した実施形態と
同様に、信号入力端子Ｄｉｎに接続されたバイアスレベ
ル調整回路のバイアス電圧を変化させることにより、ト
ランジスタＱ１のベース・コレクタ間電圧を調整して入
力信号の３次歪み成分を効果的に抑制することが可能で
ある。さらに、非線型回路Ｑ２のトランジスタＱ１への
付加により、信号入力用トランジスタＱ１のベース・コ
レクタ間電圧（容量）の非線型性を増大させることがで
き、より効果的に３次歪みを抑制することが可能であ
る。

【００８５】以上の構成の信号増幅回路を図１（ｂ）に
示した高周波無線通信装置の高周波信号処理回路におけ
る増幅回路部に用いた場合には、歪みの抑制された信号
増幅を効率良く行うことが可能である。

【００８６】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ものではない。例えば、上記したバイアスレベル調整回
路を用いずに非線型回路を信号入力用トランジスタに付
加するだけの構成の回路を用いることも可能である。こ
の場合にも、信号入力用トランジスタのベース・コレク
タ間電圧（容量）の非線型性を増大させることができ、
効果的に３次歪を抑制することが可能である。

【００８７】また、上記実施形態ではバイアスレベル調
整回路をトランジスタのデータ信号入力端子（ベース端
子）に対して接続したが、局部発生信号入力端子（トラ
ンジスタのベース端子等）に対してバイアスレベル調整
回路を接続することも可能であり、この場合にもトラン
ジスタの入出力端子間等で発生する３次歪みを抑制する
ことが可能である。データ信号入力端子及び局部発生信
号入力端子それぞれに対してバイアスレベル調整回路を
接続すれば、周波数変換回路における３次歪みをより効
果的に抑制することが可能である。

【００８８】同様に、上記実施形態では非線型回路、特
に非線型容量回路（トランジスタ等）をデータ信号入力
用トランジスタの信号入力端子（ベース端子）と信号出
力端子（コレクタ端子）間に設けたが、局部発生信号入
力用トランジスタの信号入力端子（ベース端子）と信号
出力端子（コレクタ端子）間に設けることも可能であ
る。この場合にもトランジスタの入出力端子間等で発生
する３次歪みを抑制することが可能である。データ信号
入力用トランジスタ及び局部発生信号入力用トランジス
タそれぞれに対して上記非線型回路を接続すれば、周波
数変換回路における３次歪みをより効果的に抑制するこ
とが可能である。

【００８９】また、上記した実施形態では、入力用トラ
ンジスタそれぞれに共通にバイアスレベル調整回路を設
けたが、それぞれの入力用トランジスタ毎に別個にバイ
アスレベル調整回路を設けることも可能である。それぞ
れの入力用トランジスタの特性に応じて適宜最適化して
設ければ良い。

【００９０】さらにまた、非線型容量回路としてのトラ
ンジスタ等、バイアスレベル調整回路としての抵抗及び
可変電圧源等の物性値や特性は、信号変換回路や信号増
幅回路に用いられるトランジスタ等の特性に応じて適宜
決定して使用すれば良い。

【００９１】また、非線型回路としてトランジスタ素
子、特にバイポーラトランジスタを用いたが、その他の
トランジスタ素子、例えばＭＥＳＦＥＴやＭＯＳＦＥＴ
等の電界効果型トランジスタ等を用いることも可能であ
る。かかる電界効果型トランジスタを非線型回路として
用いる場合には、入力用トランジスタとして電界効果型
トランジスタを採用する時、入力用トランジスタのゲー
ト端子に当該電界効果型トランジスタのゲート端子及び
ドレイン端子を、ドレイン端子に当該電界効果型トラン
ジスタのソース端子を接続すれば良い。このように接続
すれば、非線型回路としての当該電界効果型トランジス
タに電流が流れないように、即ち当該電界効果型トラン
ジスタに逆バイアスが印加されるようにすることが可能
である。なお、上記したように非線型回路としてトラン
ジスタを用い、このトランジスタを入力用トランジスタ
に結合する場合には、これらの両トランジスタとして特
性の等しいものを用いることができ、良好に３次歪みを
抑制することができる。

【００９２】さらに、非線型回路としてダイオード素子
を用いることも可能であり、この場合、動作時において
信号変換回路や信号増幅回路の入力用トランジスタの入
力端子と出力端子間の当該ダイオード素子に電流が流れ
ないように、即ち当該ダイオード素子に逆バイアスが印
加されるように上記入力用トランジスタに対する接続を
行うと良い。

【００９３】また、調整手段（バイアスレベル調整回
路）として抵抗及び可変電圧源の組み合わせを用いた
が、他にインダクタと可変電圧源の組み合わせや抵抗と
インダクタと可変電圧源の組み合わせ、さらには可変抵
抗を用いることも可能である。

【００９４】また、信号変換回路として周波数変換回路
を主に取り挙げて説明したが、他の信号変換回路、例え
ばビデオ信号変換回路を用いることも可能である。さら
にまた、上記実施形態ではバイポーラトランジスタ（例
えばｎ型エミッタ、ｐ型ベース、ｎ型コレクタ等）をト
ランジスタとして用いた例を示したが、逆導電型のトラ
ンジスタを用いることは勿論のこと、ＭＯＳ型電界効果
トランジスタ等、他のトランジスタを用いることも可能
である。その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施することが可能である。

【００９５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ミキサ回路等の信号変換回路或いは信号増幅回路等の回
路において、当該回路への入力信号によって発生する相
互変調歪みの主要な成分である３次歪みを効果的に除去
することができ、回路の出力電力を大きくとることがで
きる。また、調整によって歩留まりの向上を図り、低消
費電力化と低コスト化を実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の機能構成を示すブロック図。

【図２】 本発明の第１の実施形態に係る周波数変換回
路の構成を示す回路図。

【図３】 第１の実施形態におけるバイアスレベル調整
回路の一具体例を示す回路図。

【図４】 第１の実施形態によりバイアスレベル調整電
圧を変化させたときのダブルバランスミキサの出力信号
成分中の３次歪みの割合及び所望波信号出力の特性を示
す特性図。

【図５】 第１の実施形態に係る周波数変換回路と従来
回路とについてそれらの３次歪みの入出力電圧特性及び
所望波入出力電圧特性を比較した結果を示す特性図。

【図６】 本発明の第２の実施形態に係る周波数変換回
路の構成を示す回路図。

【図７】 第２の実施形態における非線型回路の一具体
例を示す回路図。

【図８】 第２の実施形態によりバイアスレベル調整電
圧（バイアスオフセット電圧）を変化させたときのダブ
ルバランスミキサの出力信号成分中の３次歪みの割合及
び所望波信号出力の特性を示す特性図。

【図９】 本発明の第３の実施形態に係る周波数変換回
路の構成を示す回路図。

【図１０】 本発明の第４の実施形態に係る信号増幅回
路の構成を示す回路図。

【符号の説明】

１…アンテナ ２…発振器 Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ…非線型回路 Ｑ１〜Ｑ１２、Ｑ２１〜Ｑ２４…トランジスタ Ｒ１〜Ｒ１６…抵抗 Ｌ１、Ｌ２、Ｌｉｎ…局部発振信号入力端子 Ｌ３、Ｌ４…９０度移相局部発振信号入力端子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄｉｎ…信号入力端子 Ｄ３、Ｄ４…９０度移相信号入力端子 Ｏ１、Ｏ２、Ｏｕｔ…信号出力端子 Ｉ１〜Ｉ４…定電流源 Ｖcc…電源線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−14902（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−152877（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−100303（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−256021（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03D 7/00 - 7/14 H04B 1/26 H03F 3/193

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の入力信号が入力される第１の信号入
   力用トランジスタと； この第１の信号入力用トランジスタの信号入力端子電圧
   を制御するバイアスレベル調整回路と； 第１の局部発生信号が入力され、前記第１の信号入力用
   トランジスタとで乗算器を構成する第１の局部発生信号
   用トランジスタと； 信号入力端子が前記第１の信号入力用トランジスタの信
   号入力端子に接続され、前記第１の信号入力用トランジ
   スタの信号入力端子と信号出力端子との間に前記第１の
   信号入力用トランジスタに対して逆バイアスが印加され
   るように接続された第１の３次歪み補正用トランジスタ
   とを具備したことを特徴とする周波数変換回路。
2. 【請求項２】第１の局部発生信号と差動局部発生信号を
   なす第２の局部発生信号が入力され、第１の局部発生信
   号用トランジスタとで差動対を構成する第２の局部発生
   信号用トランジスタを具備し、この第１及び第２の局部
   発生信号用トランジスタで構成される差動対と第１の信
   号入力用トランジスタとで乗算器を構成する請求項１記
   載の周波数変換回路。
3. 【請求項３】第１の入力信号と差動入力信号をなす第２
   の入力信号が入力される第２の信号入力用トランジスタ
   と； この第２の信号入力用トランジスタの信号入力端子電圧
   を制御する第２のバイアスレベル調整回路と； 信号入力端子が前記第２の信号入力用トランジスタの信
   号入力端子に接続され、前記第２の信号入力用トランジ
   スタの信号入力端子と信号出力端子との間に前記第２の
   信号入力用トランジスタに対して逆バイアスが印加され
   るように接続された第２の３次歪み補正用トランジスタ
   と； 第１の局部発生信号が入力される第３の局部発生信号用
   トランジスタと； 第２の局部発生信号が入力され、第３の局部発生信号用
   トランジスタとで差動対を構成する第４の局部発生信号
   用トランジスタを具備し、この第３及び第４の局部発生
   信号用トランジスタで構成される差動対と第２の信号入
   力用トランジスタとで乗算器を構成する請求項２記載の
   周波数変換回路。
4. 【請求項４】前記第１及び第２の信号入力用トランジス
   タは夫々定電流源を介して接地されていることを特徴と
   する請求項３記載の周波数変換回路。
5. 【請求項５】前記第１及び第２のバイアスレベル調整回
   路は共有されていることを特徴とする請求項３乃至４記
   載の周波数変換回路。
6. 【請求項６】前記第１の信号入力用トランジスタのソー
   ス若しくはエミッタが第１の定電流源を介して接地さ
   れ、かつ、第１の縮退抵抗により相互に接続され、前記
   第１の信号入力用トランジスタのドレイン若しくはコレ
   クタは第１及び第２の局部発生信号用トランジスタのソ
   ース若しくはエミッタと接続され、この第１及び第２の
   局部発生信号用トランジスタのドレイン若しくはコレク
   タには電源電圧が供給され、第１の３次歪み補正用トラ
   ンジスタのソース若しくはエミッタは第１の信号入力用
   トランジスタのドレイン若しくはコレクタに接続され、
   第１の３次歪み補正用トランジスタのドレイン若しくは
   コレクタは第１の信号入力用トランジスタのゲート若し
   くはベースに接続され、第１の３次歪み補正用トランジ
   スタのゲート若しくはベースは第１の信号入力用トラン
   ジスタのゲート若しくはベースに接続され； 前記第２の信号入力用トランジスタのソース若しくはエ
   ミッタが第２の定電流源を介して接地され、かつ、第２
   の縮退抵抗により相互に接続され、前記第２の信号入力
   用トランジスタのドレイン若しくはコレクタは第３及び
   第４の局部発生信号用トランジスタのソース若しくはエ
   ミッタと接続され、この第３及び第４の局部発生信号用
   トランジスタのドレイン若しくはコレクタには電源電圧
   が供給され、第２の３次歪み補正用トランジスタのソー
   ス若しくはエミッタは第２の信号入力用トランジスタの
   ドレイン若しくはコレクタに接続され、第２の３次歪み
   補正用トランジスタのドレイン若しくはコレクタは第２
   の信号入力用トランジスタのゲート若しくはベースに接
   続され、第２の３次歪み補正用トランジスタのゲート若
   しくはベースは第２の信号入力用トランジスタのゲート
   若しくはベースに接続されていることを特徴とする請求
   項４記載の周波数変換回路。
7. 【請求項７】高周波無線信号の入出力を行うアンテナ部
   と、前記アンテナ部で入出力される前記高周波無線信号
   の周波数変換を行う請求項１乃至６記載の周波数変換回
   路と備えた高周波無線通信装置。