JPH0318772B2 - - Google Patents
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- JPH0318772B2 JPH0318772B2 JP58026340A JP2634083A JPH0318772B2 JP H0318772 B2 JPH0318772 B2 JP H0318772B2 JP 58026340 A JP58026340 A JP 58026340A JP 2634083 A JP2634083 A JP 2634083A JP H0318772 B2 JPH0318772 B2 JP H0318772B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- output
- oscillator
- signal
- phase
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Links
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- SAZUGELZHZOXHB-UHFFFAOYSA-N acecarbromal Chemical compound CCC(Br)(CC)C(=O)NC(=O)NC(C)=O SAZUGELZHZOXHB-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0004—Circuit elements of modulators
- H03C2200/0029—Memory circuits, e.g. ROMs, RAMs, EPROMs, latches, shift registers
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は制御信号入力に応じて、任意に位相と
周波数を可変とすることのできるデジタル制御発
振器に関するものである。
周波数を可変とすることのできるデジタル制御発
振器に関するものである。
（背景技術）
従来この種の回路に電圧制御発振器があり、発
生する信号の位相を制御するには、周波数を変化
させる必要があつた。すなわち、第１図ａに示す
ような所望出力信号を得たい場合には、第１図ｂ
に示すように制御電圧を加えて周波数を変化さ
せ、第１図ｃのように出力信号位相を変化させね
ばならなかつた。この結果、位相を離散的に変化
させることができず、所望出力位相を得るのに遅
延時間Tdを要するという欠点があつた。また、
一般に電圧制御発振器は固定発振器に比べて周波
数を可変とするため、高い安定度を実現すること
は困難であつた。
生する信号の位相を制御するには、周波数を変化
させる必要があつた。すなわち、第１図ａに示す
ような所望出力信号を得たい場合には、第１図ｂ
に示すように制御電圧を加えて周波数を変化さ
せ、第１図ｃのように出力信号位相を変化させね
ばならなかつた。この結果、位相を離散的に変化
させることができず、所望出力位相を得るのに遅
延時間Tdを要するという欠点があつた。また、
一般に電圧制御発振器は固定発振器に比べて周波
数を可変とするため、高い安定度を実現すること
は困難であつた。
この種の回路で、従来から用いられている他の
回路として無限移相器がある。第２図に無限移相
器の構成図と示す。１は信号入力、２は90゜電力
分配器、３，４はミキサ、５は位相制御信号入
力、６は位相制御入力により適当な直流電圧１
１，１２を発生する制御回路、７は電力結合器、
８は信号出力である。１の入力信号をＡ（ｔ）＝
a′sin（2π0t＋0′）とすると、２の90゜電力分配
器
の出力９，１０は次式で与えられる。
回路として無限移相器がある。第２図に無限移相
器の構成図と示す。１は信号入力、２は90゜電力
分配器、３，４はミキサ、５は位相制御信号入
力、６は位相制御入力により適当な直流電圧１
１，１２を発生する制御回路、７は電力結合器、
８は信号出力である。１の入力信号をＡ（ｔ）＝
a′sin（2π0t＋0′）とすると、２の90゜電力分配
器
の出力９，１０は次式で与えられる。
９の信号……asin（2π0t＋0′）
１０の信号……acos（2π0t＋0′）
（但し、ａ、0は１の信号振幅a′と位相定数
0′によつて定まる値である。） また、θだけ位相と進ませたい場合には、６の
制御回路から出力される直流電圧１１，１２を次
式で与えられる値にする。
0′によつて定まる値である。） また、θだけ位相と進ませたい場合には、６の
制御回路から出力される直流電圧１１，１２を次
式で与えられる値にする。
１１の直流電圧……bcosθ
１２の直流電圧……bsinθ
この時８の信号出力Ｂ（ｔ）として、次式のよ
うに入力信号Ａ（ｔ）より位相がθだけ進んだ信
号が得られる。
うに入力信号Ａ（ｔ）より位相がθだけ進んだ信
号が得られる。
Ｂ（ｔ）＝ab｛sin（2π0t＋0）cosθ＋cos
（2π0t＋0）sinθ｝ ＝absin（2π0t＋0＋θ） このように、無限移相器では入力信号の位相を
任意に変化できるが、周波数を変化させることが
できない。
（2π0t＋0）sinθ｝ ＝absin（2π0t＋0＋θ） このように、無限移相器では入力信号の位相を
任意に変化できるが、周波数を変化させることが
できない。
（発明の課題）
本発明はこれらの欠点を解決するため、高安定
な固定発振器と周波数可変の信号発生部により構
成することによつて、高安定でかつ任意に位相を
離散制御可能なデジタル制御発振器を実現したも
ので、その特徴は、固定発振器と、該固定発振器
出力を直交した２信号に分配する電力分配器と、
周波数制御信号及び位相制御信号に応じて周波数
及び位相が変化する直交した２信号を出力する信
号発生部と、前記電力分配器の一方の出力と該信
号発生部の一方の出を乗算する第１のミキサと、
前記電力分配器の他方の出力と該信号発生部の他
方の出力を乗算する第２のミキサと、該２つのミ
キサの出力を同相で合成して出力する電力結合部
より構成されるごとき位相及び周波数可変発振器
にある。
な固定発振器と周波数可変の信号発生部により構
成することによつて、高安定でかつ任意に位相を
離散制御可能なデジタル制御発振器を実現したも
ので、その特徴は、固定発振器と、該固定発振器
出力を直交した２信号に分配する電力分配器と、
周波数制御信号及び位相制御信号に応じて周波数
及び位相が変化する直交した２信号を出力する信
号発生部と、前記電力分配器の一方の出力と該信
号発生部の一方の出を乗算する第１のミキサと、
前記電力分配器の他方の出力と該信号発生部の他
方の出力を乗算する第２のミキサと、該２つのミ
キサの出力を同相で合成して出力する電力結合部
より構成されるごとき位相及び周波数可変発振器
にある。
（発明の構成及び作用）
第３図は本発明の特許請求の範囲第１項に関す
る実施例であつて、１３は高安定固定発振器、１
４は90゜電力分配器、１５，１６はミキサ、１７
は周波数制御信号１８と位相制御信号１９によつ
て周波数と位相を可変できる信号発生部、２０は
電力結合器、２１は信号出力、２２，２３は１４
の90゜電力分配器の出力信号、２４，２５は１７
の信号発生部の出力信号である。
る実施例であつて、１３は高安定固定発振器、１
４は90゜電力分配器、１５，１６はミキサ、１７
は周波数制御信号１８と位相制御信号１９によつ
て周波数と位相を可変できる信号発生部、２０は
電力結合器、２１は信号出力、２２，２３は１４
の90゜電力分配器の出力信号、２４，２５は１７
の信号発生部の出力信号である。
これを動作させるには、所望する周波数変化量
ΔDと位相変化量ΔDを与える制御信号を、１８，
１９を通じて１７の信号発生部へ入力する。信号
発生部では、これらの制御信号をもとに次式に示
す信号２４，２５を出力する。
ΔDと位相変化量ΔDを与える制御信号を、１８，
１９を通じて１７の信号発生部へ入力する。信号
発生部では、これらの制御信号をもとに次式に示
す信号２４，２５を出力する。
２４の信号……bcos（2πΔDｔ＋ΔD）
２５の信号……bsin（2πΔDｔ＋ΔD）
一方、１３の固定発振器の力をＡ（ｔ）＝a′sin
（2π0t＋0′）とすると、１４の出力信号２２，
２３は次式で与えられる。
（2π0t＋0′）とすると、１４の出力信号２２，
２３は次式で与えられる。
２２の信号……asin（2π0t＋0）
２３の信号……acos（2π0t＋0）
以上により、２１の信号出力Ｂ（ｔ）は次式と
なる。
なる。
Ｂ（ｔ）＝ab｛sin（2π0t＋0）cos（2πΔD＋
Δ0） ＋cos(2π0t+0)sin（2πΔDｔ＋ΔD）｝＝
absin｛2π（0＋ΔD）ｔ＋（0＋ΔD）｝ 従つて、所望する周波数変化量ΔDと位相変化
量ΔDを有する信号が本回路により得られる。
Δ0） ＋cos(2π0t+0)sin（2πΔDｔ＋ΔD）｝＝
absin｛2π（0＋ΔD）ｔ＋（0＋ΔD）｝ 従つて、所望する周波数変化量ΔDと位相変化
量ΔDを有する信号が本回路により得られる。
第４図は本発明の特許請求の範囲第２項に基づ
く実施例のうち、信号発生部の構成例であつて、
２６は制御回路、２７は固定発振器、２８は可変
分周回路、２９はアドレスカウンタ、３０，３１
は正弦波パターンの書き込まれたROM（リード
オンリーメモリー、３２，３３はＤ／Ａ（デジタ
ル／アナログ）変換器である。
く実施例のうち、信号発生部の構成例であつて、
２６は制御回路、２７は固定発振器、２８は可変
分周回路、２９はアドレスカウンタ、３０，３１
は正弦波パターンの書き込まれたROM（リード
オンリーメモリー、３２，３３はＤ／Ａ（デジタ
ル／アナログ）変換器である。
まず、所望する周波数変化量ΔDと位相変化量
ΔDを与える制御信号が、１８，１９を通じて２
６の制御回路へ入力する。制御回路では、周波数
変化量ΔDに応じて次式を満足する分周比Ｍを決
定する。
ΔDを与える制御信号が、１８，１９を通じて２
６の制御回路へ入力する。制御回路では、周波数
変化量ΔDに応じて次式を満足する分周比Ｍを決
定する。
ΔD＝f2／ｌ＝1／ｌ・Ｍ
（但し、1は２７の固定発振器の周波数、2は可
変分周回路の出力周波数、ｌはROMに書き込ま
れた正弦波パターンのサンプル数。） 導出した分周比Ｍを２８の可変分周回路へ出力
する。可変分周回路は、周波数2の信号を２９の
アドレスカウンタへ出力する。アドレスカウンタ
は１／2の周期で１づつ増加し、それによつて
ROMの内容が１／2の周期で読み出される。入
力位相変化量ΔD（≠０）が与えられると、ROM
の読み出しアドレスが次式を満足するΔNだけ増
加した後、１／2の周期で１づつ増加する。
変分周回路の出力周波数、ｌはROMに書き込ま
れた正弦波パターンのサンプル数。） 導出した分周比Ｍを２８の可変分周回路へ出力
する。可変分周回路は、周波数2の信号を２９の
アドレスカウンタへ出力する。アドレスカウンタ
は１／2の周期で１づつ増加し、それによつて
ROMの内容が１／2の周期で読み出される。入
力位相変化量ΔD（≠０）が与えられると、ROM
の読み出しアドレスが次式を満足するΔNだけ増
加した後、１／2の周期で１づつ増加する。
ΔD＝2π／ｌ（ΔN−１）
３０，３１のROM出力は３２，３３のＤ／Ａ
変換器によりアナログ量となり、その信号は次式
となる。
変換器によりアナログ量となり、その信号は次式
となる。
２４の信号……bcos（2πΔDｔ＋ΔD）
２５の信号……bsin（2πΔDｔ＋ΔD）
また本回路では、１３の固定発振器の長期安定
度をSL0、２７の固定発振器の長期安定度をSLと
すると、２１から出力される信号の長期安定度Ｓ
Ltは次式となる。
度をSL0、２７の固定発振器の長期安定度をSLと
すると、２１から出力される信号の長期安定度Ｓ
Ltは次式となる。
SLt＝0SL0＋ΔDSL／0＋ΔD
ここで、0≫ΔDとすると、SLt＝SL0となり、
長期安定度は１３の固定発振器の長期安定度にほ
ぼ等しくなる。同様に１３の固定発振器の短期安
定度をSS0、１７の固定発振器の短期安定度をSS
とすると、２１から出力される信号の短期安定度
SStは次式となる。
長期安定度は１３の固定発振器の長期安定度にほ
ぼ等しくなる。同様に１３の固定発振器の短期安
定度をSS0、１７の固定発振器の短期安定度をSS
とすると、２１から出力される信号の短期安定度
SStは次式となる。
S2 St≒S2 S0＋S2 S×（1／f0）2（0≫1の時）
≒S2 S0
すなわち、SSt≒SS0となり、１３の固定発振器
の短期安定度にほぼ等しくなる。従つて、１３の
固定発振器に長期安定度と短期安定度の高いもの
を用いれば、長期安定度と短期安定度の高い周波
数可変発振器が実現できる。
の短期安定度にほぼ等しくなる。従つて、１３の
固定発振器に長期安定度と短期安定度の高いもの
を用いれば、長期安定度と短期安定度の高い周波
数可変発振器が実現できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本回路は高周波帯に高安
定な固定発振器とデジタル回路で構成した低周波
の可変発振器を用いることにより、高周波帯の高
安定な周波数可変発振器を実現でき、かつ位相を
離散的に制御できるという利点がある。
定な固定発振器とデジタル回路で構成した低周波
の可変発振器を用いることにより、高周波帯の高
安定な周波数可変発振器を実現でき、かつ位相を
離散的に制御できるという利点がある。
第１図ａ，ｂ及びｃは従来の電圧制御発振器の
説明図、第２図は従来の無限移相器の構成図、第
３図は本発明の実施例の構成図、第４図は信号発
生部の構成図である。 １３は高安定固定発振器、１４は90゜電力分配
器、１５，１６はミキサ、１７は周波数制御信号
１８と位相制御信号によつて周波数と位相を可変
できる信号発生部、２０は電力結合部、２１は信
号出力、２２，２３は１４の90゜電力分配器の出
力信号、２４，２５は１７の信号発生部の出力信
号、２６は制御回路、２７は固定発振器、２８は
可変分周回路、２９はアドレスカウンタ、３０，
３１は正弦波パターンの書き込まれたROM（リ
ードオンリーメモリ）、３２，３３はＤ／Ａ（デジ
タル／アナログ）変換器である。
説明図、第２図は従来の無限移相器の構成図、第
３図は本発明の実施例の構成図、第４図は信号発
生部の構成図である。 １３は高安定固定発振器、１４は90゜電力分配
器、１５，１６はミキサ、１７は周波数制御信号
１８と位相制御信号によつて周波数と位相を可変
できる信号発生部、２０は電力結合部、２１は信
号出力、２２，２３は１４の90゜電力分配器の出
力信号、２４，２５は１７の信号発生部の出力信
号、２６は制御回路、２７は固定発振器、２８は
可変分周回路、２９はアドレスカウンタ、３０，
３１は正弦波パターンの書き込まれたROM（リ
ードオンリーメモリ）、３２，３３はＤ／Ａ（デジ
タル／アナログ）変換器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 固定発振器と、該固定発振器出力を直交した
２信号に分配する電力分配器と、周波数制御信号
及び位相制御信号に応じて周波数及び位相が変化
する直交した２信号を出力する信号発生部と、前
記電力分配器の一方の出力と該信号発生部の一方
の出力を乗算する第１のミキサと、前記電力分配
器の他方の出力と該信号発生部の他方の出力を乗
算する第２のミキサと、該２つのミキサの出力を
同相で合成して出力する電力結合部より構成され
ることを特徴とする位相及び周波数可変発振器。 ２ 前記信号発生部が、直交する正弦波パターン
の書き込まれた１対のROMと該１対のROMの
読み出し番地を指定するアドレスカウンタと、該
アドレスカウンタにより指定された読み出し番地
からデジタル信号を順次読み出し直交したアナロ
グ信号に変換する１対のＤ／Ａ変換器と、固定周
波数の信号を発生する発振器と、該発振器の出力
を分周して前記アドレスカウンタに入力するクロ
ツクを発生する可変分周回路と、周波数制御信号
入力によつて分周比を決定し、該可変分周回路を
制御し、かつ位相制御信号入力によつてアドレス
カウンタの値をスキツプする量を決定し、アドレ
スカウンタを制御する制御回路より構成されるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の位相
及び周波数可変発振器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58026340A JPS59153333A (ja) | 1983-02-21 | 1983-02-21 | 位相及び周波数可変発振器 |
| FR8402715A FR2541533B1 (fr) | 1983-02-21 | 1984-02-20 | Oscillateur variable en phase et en frequence |
| GB08404366A GB2135844B (en) | 1983-02-21 | 1984-02-20 | Oscillator with variable frequency and phase |
| US06/582,215 US4554672A (en) | 1983-02-21 | 1984-02-21 | Phase and frequency variable oscillator |
| CA000447963A CA1218427A (en) | 1983-02-21 | 1984-02-21 | Phase and frequency variable oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58026340A JPS59153333A (ja) | 1983-02-21 | 1983-02-21 | 位相及び周波数可変発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59153333A JPS59153333A (ja) | 1984-09-01 |
| JPH0318772B2 true JPH0318772B2 (ja) | 1991-03-13 |
Family
ID=12190704
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58026340A Granted JPS59153333A (ja) | 1983-02-21 | 1983-02-21 | 位相及び周波数可変発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59153333A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63187709A (ja) * | 1987-01-29 | 1988-08-03 | Fujitsu General Ltd | 発振回路 |
| JPS6453115A (en) * | 1987-08-24 | 1989-03-01 | Nikon Corp | Device for generating phase shift signal |
| WO2005034350A1 (ja) | 2003-09-30 | 2005-04-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 可変電力分配器並びにその誤差検出方法及び設定値補正方法 |
| JP4513678B2 (ja) * | 2005-07-20 | 2010-07-28 | ソニー株式会社 | Ｐｌｌ回路およびｉｃチップ |
-
1983
- 1983-02-21 JP JP58026340A patent/JPS59153333A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59153333A (ja) | 1984-09-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |