JPH0340527B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0340527B2 JPH0340527B2 JP1684787A JP1684787A JPH0340527B2 JP H0340527 B2 JPH0340527 B2 JP H0340527B2 JP 1684787 A JP1684787 A JP 1684787A JP 1684787 A JP1684787 A JP 1684787A JP H0340527 B2 JPH0340527 B2 JP H0340527B2
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- Japan
- Prior art keywords
- memory
- data
- circuit
- frequency
- clock
- Prior art date
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- Expired
Links
- 230000015654 memory Effects 0.000 claims description 23
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はデジタルメモリとＤ／Ａコンバータを
用いて高周波の任意信号を発生する回路に関す
る。
用いて高周波の任意信号を発生する回路に関す
る。
（従来の技術）
従来から知られている高周波の任意信号発生回
路の一つに、位相合成を用いた第３図に示される
ような回路構成がある。同図において、１ａ及び
１ｂは波形データを格納するメモリ、２は１ａ及
び１ｂのメモリを駆動するためのアドレス発生回
路、３ａ及び３ｂはＤ／Ａコンバータ、４ａ及び
４ｂはローパスフイルタ、５ａ及び５ｂはアナロ
グ乗算器、６は発振器、７は発振器６の出力の位
相をシフトさせる90度移相器、８はアナログ加算
器である。
路の一つに、位相合成を用いた第３図に示される
ような回路構成がある。同図において、１ａ及び
１ｂは波形データを格納するメモリ、２は１ａ及
び１ｂのメモリを駆動するためのアドレス発生回
路、３ａ及び３ｂはＤ／Ａコンバータ、４ａ及び
４ｂはローパスフイルタ、５ａ及び５ｂはアナロ
グ乗算器、６は発振器、７は発振器６の出力の位
相をシフトさせる90度移相器、８はアナログ加算
器である。
中心周波数foをもつ高周波信号ｇ（ｔ）は、ど
のような信号でも一般に次の(1)式で表すことがで
きる。
のような信号でも一般に次の(1)式で表すことがで
きる。
ｇ（ｔ）＝Ａ（ｔ）cos（2πfot＋θ（ｔ）） ……(1)
ここに、Ａ（ｔ）は振幅情報を示し、θ（ｔ）は
位相情報を示す。例えば、周波数が中心周波数fo
に対してΔf離れた信号を発生するにはθ（ｔ）＝
2πΔftとすれば良い。(1)式を展開すると、 ｇ（ｔ）＝Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）・cos（2πfot） −Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）・sin（2πfot）……(2
) となり、２つの項に分離できる。この(2)式をもと
に第３図に示す回路により高周波任意信号発生回
路を構成する。
位相情報を示す。例えば、周波数が中心周波数fo
に対してΔf離れた信号を発生するにはθ（ｔ）＝
2πΔftとすれば良い。(1)式を展開すると、 ｇ（ｔ）＝Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）・cos（2πfot） −Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）・sin（2πfot）……(2
) となり、２つの項に分離できる。この(2)式をもと
に第３図に示す回路により高周波任意信号発生回
路を構成する。
以下この回路動作の説明をする。メモリ１ａに
は余弦波成分Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）の数値データが格
納されており、その内容に従いＤ／Ａコンバータ
３ａとローパスフイルタ４ａでＡ（ｔ）cosθ（ｔ）
のアナログ信号を発生する。そしてアナログ乗算
器５ａにより、発振器６の出力cos（2πfot）と乗
算し、(2)式の第１項Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）・cos
（2πfot）を得る。同様にして、メモリ１ｂには正
弦波成分Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）の数値データが格納さ
れており、その内容をＤ／Ａコンバータ３ｂとロ
ーパスフイルタ４ｂでアナログ信号へ変換し、ア
ナログ乗算器５ｂにより、90度移相器７の出力−
sin（2πft）と乗算し、(2)式の第２項−Ａ（ｔ）sinθ
（ｔ）・sin（2πfot）を得る。そしてアナログ加算
器８で、前記２つの乗算された信号を加算して、
最終的に中心周波数foの任意信号ｇ（ｔ）を出力
する。
は余弦波成分Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）の数値データが格
納されており、その内容に従いＤ／Ａコンバータ
３ａとローパスフイルタ４ａでＡ（ｔ）cosθ（ｔ）
のアナログ信号を発生する。そしてアナログ乗算
器５ａにより、発振器６の出力cos（2πfot）と乗
算し、(2)式の第１項Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）・cos
（2πfot）を得る。同様にして、メモリ１ｂには正
弦波成分Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）の数値データが格納さ
れており、その内容をＤ／Ａコンバータ３ｂとロ
ーパスフイルタ４ｂでアナログ信号へ変換し、ア
ナログ乗算器５ｂにより、90度移相器７の出力−
sin（2πft）と乗算し、(2)式の第２項−Ａ（ｔ）sinθ
（ｔ）・sin（2πfot）を得る。そしてアナログ加算
器８で、前記２つの乗算された信号を加算して、
最終的に中心周波数foの任意信号ｇ（ｔ）を出力
する。
（発明が解決しようとする問題点）
この回路構成では、移相特性並びに振幅特性の
揃つた２つのローパスフイルタ、高精度のアナロ
グ乗算器、中心周波数foで歪のない正弦波信号を
発生する局部発振器、及び90度移相器を必要とす
るため回路が複雑になる。また90度移相器の経年
変化及び温度特性の変化により位相や振幅がず
れ、(2)式で示される位相合成が完全でなくなり、
出力波形が歪んでくるという欠点があつた。
揃つた２つのローパスフイルタ、高精度のアナロ
グ乗算器、中心周波数foで歪のない正弦波信号を
発生する局部発振器、及び90度移相器を必要とす
るため回路が複雑になる。また90度移相器の経年
変化及び温度特性の変化により位相や振幅がず
れ、(2)式で示される位相合成が完全でなくなり、
出力波形が歪んでくるという欠点があつた。
（問題点を解決するための手段）
本発明はこれらの欠点を除去するため、位相合
成を数値データの段階すなわちデジタル信号のレ
ベルで行つた後アナログ信号に変換することによ
つて、回路の簡素化と安定化を図つたもので、以
下図面により詳細に説明する。
成を数値データの段階すなわちデジタル信号のレ
ベルで行つた後アナログ信号に変換することによ
つて、回路の簡素化と安定化を図つたもので、以
下図面により詳細に説明する。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例で、１ａ及び１ｂは
波形データを格納するメモリ、２はアドレス発生
回路、９はクロツク発生器、１０ａ及び１０ｂは
符号反転回路、１１はクロツク移相回路、１２は
デジタル加算器、１３は高速Ｄ／Ａコンバータ、
１４はフイルタである。
波形データを格納するメモリ、２はアドレス発生
回路、９はクロツク発生器、１０ａ及び１０ｂは
符号反転回路、１１はクロツク移相回路、１２は
デジタル加算器、１３は高速Ｄ／Ａコンバータ、
１４はフイルタである。
この回路の動作を第２図に示すタイミング図を
用いて説明する。なおこのタイミング図のａ，
ｂ，ｆ，ｇ，ｈの各波形は、電気信号の大きさで
なく、データバス上の数値の大きさを表してい
る。ここでは任意波形発生の一例として、中心周
波数foに対してfo／16だけ周波数シフトした単純
正弦波を発生させる場合を示す。この場合、(1)式
においてＡ（ｔ）＝１、θ（ｔ）＝2π（fo／16）ｔと
すれば良いから、(2)式における余弦波成分および
正弦波成分は次のようになる。
用いて説明する。なおこのタイミング図のａ，
ｂ，ｆ，ｇ，ｈの各波形は、電気信号の大きさで
なく、データバス上の数値の大きさを表してい
る。ここでは任意波形発生の一例として、中心周
波数foに対してfo／16だけ周波数シフトした単純
正弦波を発生させる場合を示す。この場合、(1)式
においてＡ（ｔ）＝１、θ（ｔ）＝2π（fo／16）ｔと
すれば良いから、(2)式における余弦波成分および
正弦波成分は次のようになる。
余弦波成分：
Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）＝cos2π（fo／16）ｔ ……(3)
正弦波成分：
Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）＝sin2π（fo／16）ｔ ……(4)
これにより、メモリ１ａには(3)式で示される余
弦波成分Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）の時系列数値データを
格納し、他方、メモリ１ｂには(4)式で示される正
弦波成分Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）の時系列数値データを
格納する。これらのデータＡ（ｔ）cosθ（ｔ）及び
Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）は、アドレス発生回路２で上記
のメモリ１ａ及び１ｂを同時に駆動することによ
つて、第２図ａ及びｂで示される時系列数値デー
タとなる。クロツク発生器９は第２図ｃに示すよ
うに中心周波数の２倍の周波数2foのクロツクを
発生し、これをもとにクロツク位相回路１１によ
り第３図ｄに示すクロツクCKcosと、90度位相の
ずれた第３図ｅに示すクロツクCK−sinを作成す
る。次に符号反転回路１０ａにより、前記クロツ
クCKcosが０のときはメモリ１ａの出力データの
符号を反転し、クロツクCKcosが１のときはメモ
リ１ａの出力データの符号を非反転することによ
つて、第２図ｆに示すようなクロツクCKcosで変
調された数値データＡ（ｔ）cosθ（ｔ）・CKcosを
作る。また同様にして、符号反転回路１０ｂによ
りメモリ１ｂの出力データの符号を反転・非反転
することによつて、第２図ｇに示すような変調さ
れた数値データＡ（ｔ）sinθ（ｔ）・CK−sinを作
る。これらの第２図ｆとｇで示される２つの数値
データをデジタル加算器１２により加算し、第２
図ｈで示される加算数値データＡ（ｔ）cosθ
（ｔ）・CKcos＋Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）・CK−sinを出
力する。そして高速Ｄ／Ａコンバータ１３で加算
数値データをアナログ化し、次段のローパスフイ
ルタまたはバンドパス・フイルタで構成されるフ
イルタ１４で、高次の周波数成分をとり除くこと
によつて、第２図ｉで示されるような最終的な電
圧出力を得る。
弦波成分Ａ（ｔ）cosθ（ｔ）の時系列数値データを
格納し、他方、メモリ１ｂには(4)式で示される正
弦波成分Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）の時系列数値データを
格納する。これらのデータＡ（ｔ）cosθ（ｔ）及び
Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）は、アドレス発生回路２で上記
のメモリ１ａ及び１ｂを同時に駆動することによ
つて、第２図ａ及びｂで示される時系列数値デー
タとなる。クロツク発生器９は第２図ｃに示すよ
うに中心周波数の２倍の周波数2foのクロツクを
発生し、これをもとにクロツク位相回路１１によ
り第３図ｄに示すクロツクCKcosと、90度位相の
ずれた第３図ｅに示すクロツクCK−sinを作成す
る。次に符号反転回路１０ａにより、前記クロツ
クCKcosが０のときはメモリ１ａの出力データの
符号を反転し、クロツクCKcosが１のときはメモ
リ１ａの出力データの符号を非反転することによ
つて、第２図ｆに示すようなクロツクCKcosで変
調された数値データＡ（ｔ）cosθ（ｔ）・CKcosを
作る。また同様にして、符号反転回路１０ｂによ
りメモリ１ｂの出力データの符号を反転・非反転
することによつて、第２図ｇに示すような変調さ
れた数値データＡ（ｔ）sinθ（ｔ）・CK−sinを作
る。これらの第２図ｆとｇで示される２つの数値
データをデジタル加算器１２により加算し、第２
図ｈで示される加算数値データＡ（ｔ）cosθ
（ｔ）・CKcos＋Ａ（ｔ）sinθ（ｔ）・CK−sinを出
力する。そして高速Ｄ／Ａコンバータ１３で加算
数値データをアナログ化し、次段のローパスフイ
ルタまたはバンドパス・フイルタで構成されるフ
イルタ１４で、高次の周波数成分をとり除くこと
によつて、第２図ｉで示されるような最終的な電
圧出力を得る。
この出力波形をみてみると、時間Ｔ内の波数が
8.5となつている。これはｄ及びｅの基本クロツ
クの周波数foに対して、fo／16だけ周波数がシフ
トしていることを意味し、所望の出力信号が得ら
れたことを示すものである。
8.5となつている。これはｄ及びｅの基本クロツ
クの周波数foに対して、fo／16だけ周波数がシフ
トしていることを意味し、所望の出力信号が得ら
れたことを示すものである。
一般に、発生させる高周波任意信号の帯域幅
は、中心周波数に比べて十分に小さいために、メ
モリ１ａ及び１ｂを駆動するアドレス信号の最小
変化時間幅TADは、第２図ｄ及びｅの基本クロ
ツク周期１／foより十分に大きくすることができ
る。このためメモリ１ａ及び１ｂを低速で駆動で
きるため、長時間の任意信号を発生することが可
能となる。
は、中心周波数に比べて十分に小さいために、メ
モリ１ａ及び１ｂを駆動するアドレス信号の最小
変化時間幅TADは、第２図ｄ及びｅの基本クロ
ツク周期１／foより十分に大きくすることができ
る。このためメモリ１ａ及び１ｂを低速で駆動で
きるため、長時間の任意信号を発生することが可
能となる。
また、メモリ１ａ及び１ｂに格納されているデ
ータは、アドレス信号の最小変化時間幅TADで
決定されるサンプリング定理を満足し、かつ、フ
イルタ１４の通過帯域内に入るようなデータ構成
であれば、どのような高周波任意信号でも発生す
ることができる。
ータは、アドレス信号の最小変化時間幅TADで
決定されるサンプリング定理を満足し、かつ、フ
イルタ１４の通過帯域内に入るようなデータ構成
であれば、どのような高周波任意信号でも発生す
ることができる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明は、余弦波成分と
正弦波成分のメモリ出力の数値データを符号反転
により周波数変換した後、それらの数値データを
デジタル的に加算しＤ／Ａ変換を行うために、従
来のアナログ的に位相合成を行つていた高周波任
意信号発生回路に比べ、大幅に回路が簡素化され
ると共に回路の安定性が向上する利点がある。
正弦波成分のメモリ出力の数値データを符号反転
により周波数変換した後、それらの数値データを
デジタル的に加算しＤ／Ａ変換を行うために、従
来のアナログ的に位相合成を行つていた高周波任
意信号発生回路に比べ、大幅に回路が簡素化され
ると共に回路の安定性が向上する利点がある。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図
は、第１図に示す回路の動作を説明するためのタ
イミング図、第３図は従来回路の構成図である。 １ａ，１ｂ……メモリ、２……アドレス発生回
路、９……クロツク発生器、１０ａ，１０ｂ……
符号反転回路、１１……クロツク移相回路、１２
……デジタル加算器、１３……高速Ｄ／Ａコンバ
ータ、１４……フイルタ。
は、第１図に示す回路の動作を説明するためのタ
イミング図、第３図は従来回路の構成図である。 １ａ，１ｂ……メモリ、２……アドレス発生回
路、９……クロツク発生器、１０ａ，１０ｂ……
符号反転回路、１１……クロツク移相回路、１２
……デジタル加算器、１３……高速Ｄ／Ａコンバ
ータ、１４……フイルタ。
Claims (1)
- １ 余弦波成分のデータを格納する第１メモリ
と、正弦波成分のデータを格納する第２メモリ
と、前記第１メモリおよび第２メモリを駆動する
ためのアドレス発生回路と、中心周波数で互いに
90度位相のずれた２つのクロツクを出力するクロ
ツク移相回路と、前記クロツクにより前記第１メ
モリ及び第２メモリの出力データの符号を反転さ
せる第１及び第２の符号反転回路と、符号反転さ
れた第１データと第２データを加算するデジタル
加算器と、該デジタル加算器の結果をアナログ信
号へ変換する高速Ｄ／Ａコンバータと、前記高速
Ｄ／Ａコンバータの出力波形の高次周波数成分を
取り除くフイルタで構成されることを特徴とする
高周波任意信号発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1684787A JPS63185105A (ja) | 1987-01-27 | 1987-01-27 | 高周波任意信号発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1684787A JPS63185105A (ja) | 1987-01-27 | 1987-01-27 | 高周波任意信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63185105A JPS63185105A (ja) | 1988-07-30 |
| JPH0340527B2 true JPH0340527B2 (ja) | 1991-06-19 |
Family
ID=11927601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1684787A Granted JPS63185105A (ja) | 1987-01-27 | 1987-01-27 | 高周波任意信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63185105A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69029916T2 (de) * | 1989-03-29 | 1997-08-14 | Sharp Kk | Taktsignalgenerator |
| JP2905503B2 (ja) * | 1989-07-29 | 1999-06-14 | シャープ株式会社 | ディジタル式クロック発生装置 |
| US5091705A (en) * | 1989-04-07 | 1992-02-25 | Sharp Kabushiki Kaisha | Fm modulator |
| JPH03119831A (ja) * | 1989-10-02 | 1991-05-22 | Mitsubishi Electric Corp | データ伝送用信号発生器 |
-
1987
- 1987-01-27 JP JP1684787A patent/JPS63185105A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63185105A (ja) | 1988-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |