CN1309840A - 用于直接变换接收机的失真校正电路 - Google Patents

Abstract

用于直接变换接收机的一种失真校正电路(5),此直接变换接收机包括用于生成本地振荡器信号的本地振荡器(2)和用于将射频信号与本地振荡器信号一起相乘并提供所得到的混频器输出信号给解调信号路径(8)的混频器(3),此解调信号路径包括用于选择第一滤波器输出端子上的基带信号的第一低通滤波器(4),其中此偏移校正电路(5)包括:平方电路(6),用于将此混频器输出信号平方并将所得到的失真估算信号提供给失真估算信号路径(9);信号减法装置(52),用于在此失真估算信号路径中的减法点上减去此失真估算信号;和自适应处理装置(28),用于在此混频器输出端与此减法点之间均衡此失真信号估算路径的传递函数与此解调信号路径的传递函数。

Description

用于直接变换接收机的失真校正电路

本发明涉及诸如零拍接收机的直接变换接收机，并具体涉及用于这样的接收机中的直流(DC)偏移与第二阶互调失真的校正的电路。

影响直接变换接收机的一个主要问题是在基带同相与正交输出线路中存在DC偏移。因为大多数数字调制具有必须保存的DC分量，所以去除困难。由于返回到终端的天线端口中的本地振荡器泄漏和电路不平衡而引起DC偏移。AC耦合能用于阻塞DC偏移，但这样的耦合由于给信号加上的附加群延迟而减少解调的有效性。AC耦合能与低中频(IF)变换一起使用，其中下变频的信道具有通常小的频偏，于是所需信道的接收分量没有DC分量，但这些方案在获得相邻信道选择性方面具有困难。

从射频输入端至本地振荡器端口的信号泄漏和与混频器和/或此电路的其他部分(例如，放大器与滤波器)内的非线性组合的电路不平衡引起其次的以及其它的更有害形式的DC偏移。这两种影响使射频信号与自身混频并生成随输入信号的幅度的平方而变化的DC分量。这种形式的DC偏移是混频器和/或其他组成部分内的二阶互调失真的结果。利用直接变换接收机的解调基带信号的恢复因此能被任何大的信道外干扰信号阻塞而不管其频率如何。在TDMA系统中，此失真使DC偏移与强的附近传输的传输脉冲串一起脉动。对于采用非恒定包络调制的传输，附加的偏移调制将出现，这些偏移调制时常能使频谱分量具有超过一个信道带宽的带宽，并因此能干扰操作在低中频(IF)模式中的系统。不同于其中干扰信号在经历显著失真之前必须具有某一预定义频率关系的第三阶互调影响，一旦大信号存在，能发现第二阶互调失真出现在直接变换接收机中。

当前需要有效地校正由于DC偏移与第二阶互调而在直接变换接收机中引入的失真。

因此，本发明提供用于直接变换接收机的一种失真校正电路，此直接变换接收机包括用于生成本地振荡器信号的本地振荡器和用于将射频信号与本地振荡器信号一起相乘并提供得到的混频器输出信号给解调信号路径的混频器，此解调信号路径包括用于选择第一滤波器输出端上的基带信号的第一低通滤波器，其中此偏移校正电路包括：平方电路，用于将此混频器输出信号平方并提供所得到的失真估算信号给失真估算信号路径；信号减法装置，用于在此失真估算信号路径中的减法点上减去此失真估算信号；和自适应处理装置，用于在此混频器输出端与此减法点之间均衡此失真信号估算路径的传递函数与此解调信号路径的传递函数。

如果此直接变换接收机使用正交调制器，则此失真校正电路能应用于每一个同相与正交分路。

在本发明的一个实施例中，此信号减法点在此混频器与第一低通滤波器之间。

在另一实施例中，此失真估算信号路径还包括第二低通滤波器，并且此信号减法点在第一滤波器输出端上。

方便地，在此减法点上减去失真估算信号生成一个误差信号，此自适应处理装置用于通过使此误差信号最小来均衡所述传递函数。

此自适应处理装置可以是n抽头自适应线性组合器，其中n是与所述传递函数之间的任何失配成比例的正整数。

此n抽头自适应线性组合器最好采用最小均方误差算法。

此自适应处理装置可以利用数字信号处理来实施。

此失真校正电路还可以提供延迟装置，用于在此减法点之前在此解调信号路径中引入延迟。

此自适应线性组合器可以至少包括用于调整多个所述抽头的加权的第一加权更新系数。

此自适应线性组合器可以包括DC抽头以使此解调信号路径中的DC偏移最小。

此自适应线性组合器在这种情况中还包括用于单独调整此DC抽头的加权的第二加权更新系数。

下面的描述更具体涉及本发明的失真校正电路的各个特性。为了有助于本发明的理解，在描述中参照其中以优选实施例来表示此失真校正电路的附图。应明白：本发明的失真校正电路不限于附图中所示的优选实施例。

在附图中：

图1是包括根据本发明的失真校正电路的直接变换接收机的第一实施例的示意图；

图2是包括根据本发明的失真校正电路的直接变换接收机的第二实施例的示意图；

图3是图2所示的失真校正电路的n抽头自适应线性组合器的详细图；

图4与5分别是没有和具有本发明的失真校正电路提供的第二阶互调失真校正的有关标出的输入信号的互调信号强度相对直接变换接收机的干扰信号峰值功率的图示；

图6-9是TDMA环境中载波的脉冲串引起的直接变换接收机中第二阶互调失真生成的DC电平变化的图示；和

图10是使用包括根据本发明的偏移校正电路的正交解调器的接收机的示意图。此接收机可以用于直接变换为基带或变换为低中频。

现在转向图1，一般示出包括本地振荡器2与混频器3以及后面的低通滤波器4的直接变换接收机1。此直接变换接收机适于接收第一混频器输入端上调制的射频载波信号。由本地振荡器2生成的本地振荡器信号加到另一混频器输入端上。此混频器2将调制的射频载波信号与本地振荡器信号一起相乘并在混频器输出端上提供得到的相乘信号v。低通滤波器4具有其连接到混频器3的输出端的输入端。本地振荡器信号与调制的射频载波信号的一起相乘导致此载波信号的频偏，生成其频率是本地振荡器信号频率与此载波频率之和的信号分量和其频率是此本地振荡器频率与此载波频率之差的信号。在零拍接收机中，本地振荡器频率与载波频率基本上是相同的，于是“差”信号分量有效地从此载波信号中除去调制。此“差”信号是所需信道的恢复的基带信号。低通滤波器4用于在基带上接受所需信道并拒绝“和”信号分量，而且拒绝在混频处理中已进行下变频的其他相邻与附近信道。为此，此低通滤波器4满足直接变换接收机的一些信道选择性要求。

任何带内失真结果或DC电平的变化能导致恢复的基带信号中的失真。所有频率转换的干扰信号出现在低通滤波器4之前。这些干扰信号包括引起失真的那些非常大的信号并在这种情况中特别包括第二阶互调干扰。通过利用混频器3完成的下变频保存这些非常大的信号的包络与调制。

为了使此失真最小，提供失真校正电路5。此偏移校正电路通过使前置滤波信号v通过主要再生主失真特征的非线性电路来生成校正信号w或x。为了生成第二阶互调失真的估算，使用用于平方混频器输出信号的平方电路6。此平方电路的输出随后在从解调信号路径中减去之前通过合适的增益换算装置7进行前馈，以消除不想要的干扰的影响。

来自混频器3的输出V加到包括用于从混频器输出信号v中消除不想要的带外信号的低通滤波器4的解调信号路径8上。同样地，平方器输出信号v²加到失真估算信号路径9上。

在本发明的第一实施例中，在混频器3与第一低通滤波器4之间的一个点上从解调信号路径8中减去此失真估算信号w。在此示例中，减法装置10在低通滤波器4的输入端之前从混频器输出信号v中减去此失真估算信号w。此结构有益地使此低通滤波器4能够执行信道选择性和除去此失真估算信号w中不想要的平方处理的带外结果的任务。

然而，许多零拍设计将滤波直接放置在混频器之后，在这种情况中此失真估算信号能进行前馈并在低通滤波器4之后从解调的基带信号中减去此失真估算信号。在这种情况中，第二低通滤波器11可以包括在此失真估算信号路径9中，以便从此失真估算信号w中除去不想要的结果与谐波，并将第一低通滤波器4的传递函数引入到此失真估算信号路径9中。

由于直接变换接收机的增益、频率响应与失真特征能随温度与电路而变化，所以在此直接变换接收机的操作期间自适应地调整增益换算装置与低通滤波器11可能是优选的。因此，增益换算装置7和/或低通滤波器11的调整利用用于在混频器3的输出端与从解调的基带信号中减去此失真估算信号的点之间均衡此失真估算信号路径9的传递函数与解调信号路径8的传递函数的自适应处理装置来实现。应注意：在TDMA系统中，这两个滤波器之间的失配由于此失真估算信号路径中的延迟与上升时间失配可以在干扰信号引起的脉冲串的上升与下落时间上导致短时长溅射(splash)。下面是偏移校正电路5的操作的分析。

输入到此直接变换接收机1的输入信号由同一频偏ω₀上的射频调制基带信号m(t)cos(ω_ct)与阻塞信号a(t)cos((ω_c+ω₀)t)组成。a(t)的频谱不覆盖m(t)的频谱。通常，a(t)是相邻信道之一或通过接收机前端选择性电路的任何其他的强信号。因此，输入信号u将利用下式来表示： $u\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{m\right(t)e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}+a(t\left)e^{j({\mathrm{\ω}}_c+{\mathrm{\ω}}_0)t}\right\}$

在通过混频器3之后，在本地振荡器(L0)端口上与由余弦波加泄漏在L0路径中的一些输入信号u(t)构成的信号r(t)相乘。此泄漏路径具有增益k₂＜＜1并且是第二阶互调(IM2)失真的一个可能的原因。因此，利用下式给出信号r： $r\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\right\}+k_{2}u\left(t\right)$ 在混频器3的输出端上的信号v(t)因而变成： $v\left(t\right)=0.5\left(\mathrm{Re}\right\{m\left(t\right)\}+\mathrm{Re}\{a\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\left\}\right)+0.25k_2\left(\right|m\left(t\right){|}^2+\left|a\right(t){|}^2+2\mathrm{Re}\{m\left(t\right)*a\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\left\}\right)$

其中假定滤除具有高于ωc的频率的项。第一项是来自混频器的所需信号，第二项是载波频率ω₀上的干扰信号并且通常利用低通滤波器4的后续滤波来除去。第三与第四项是具有高达m(t)的带宽二倍的带宽的基带信号；这些项因此是潜在的阻塞源。最后一项表示所需信号与干扰信号之间的交叉调制并且在与项2相同的频率上。

在m(t)是小的并且a(t)是大的以致受(0.5k₂|a(t)|²)控制的第二阶互调阻塞信号具有类似于解调基带信号(Re{m(t)})的幅度时，阻塞出现。此阻塞影响随干扰信号幅度的平方而增加。

由于v(t)中的主信号是第二项，所以此阻塞信号的消除是可能的。此平方电路的主输出因此是： $v(t{)}^2=0.25(\left\{a\right(t{)}^2|+\mathrm{Re}\{a\left({t)}^2{e}^{j2{\mathrm{\ω}}_{0}t}\right\})$

在其中在利用低通滤波器4进行滤波之后减去失真估算信号的本发明的实施例中，在偏频二倍上的第二项能利用第二低通滤波器11的滤波来除去，留下第一项，此第一项能进行前馈并利用g₂进行换算以消除此阻塞信号。因此，利用下面的关系给出x：

x(t)=0.25g₂|a(t)²|

在g₂调整为等于k₂并且因为k₂m(t)²与其他项相比是如此小时，低通滤波器4的输出在减去信号x之后因此是：

y(t)=s(t)-x(t)

y(t)=0.5Re{m(t)}+0.25k₂(|m(t)|²+|a(t)|²)-0.25g₂|a(t)|²=0.5Re{m(t)}

增益换算装置7的系数g2可以利用可以使用数字信号处理执行的自适应处理装置来实现。用于改变这些加权的失真估算信号的减去从此失真估算信号与解调基带信号之间的均方误差中导出，调整这些加权以使此误差最小。

图2表示如此安排的一个实施例。在此图中，示出具有与图1所示的电路相同操作的本地振荡器22、混频器23与低通滤波器24的直接变换接收机21。示出失真校正电路25，此电路包括连接到混频器23的输出端的平方电路26。低通滤波器27连接到混频器26的输出端。

能使用相关技术来调整增益换算装置7的系数g2。在调整是理想的时，低通滤波器27的输出端上的失真估算信号应与解调基带信号、与减去的失真估算不相关。剩余相关性能用于通过注意到在消除理想时使此直接变换接收机的输出信号y的均方值最小来调整系数g2和均衡混频器输出端与减法点之间失真估算信号路径与解调信号路径的传递函数。对于这种类型的问题，许多调整程序是可能的，包括最小平方、RLS与LMS算法。然而，如果在失真估算信号路径中具有DC偏移并在(由于射频输入端口中本地振荡器泄漏而引起的)混频器输出信号上出现DC，则此相关性能给出错误的输出。G2的最佳调整以使第二阶互调失真最小不可能对应于除去DC分量的最佳调整。已经发现最小均方算法产生折衷方案并允许一些DC与一些第二阶互调失真保留在此直接变换接收机的输出信号y上。如果DC与第二阶互调失真都要消除，则要求单独的DC消除系数。校正DC偏移的其他方法是可能的。

图2所示的自适应处理装置28使用LMS算法利用自适应线性组合器来实现。此自适应线性组合器28在此示意示例中包括串联到低通滤波器的输出端的6个延迟部件29-34，从此自适应线性组合器中抽头7个单独的输入样值35-41，每个抽头中的信号的增益或加权利用系数42-48来确定。抽头的信号利用加法器49进行相加。此自适应线性组合器28也包括DC抽头50以使调制信号路径中的任何DC偏移最小，并且系数或加权51调整此DC抽头信号的增益。来自DC抽头50的信号也利用加法器49与其他抽头信号相加。提供两个均衡器系数μ_x与μ_dc，用于分别对加权42-48与DC加权51进行小的调整。更新系数的步长确定此自适应线性组合器的收敛速率以及其稳定性与准确度。

在加法器49的输出端上产生的失真估算信号利用减法电路52从低通滤波器24的输出端上的解调基带信号中减去。

可以在此失真估算信号的减法点之前在解调信号路径中引入延迟装置53，以便在减法期间使失真估算信号与解调的基带信号同步。方便地，引入在解调信号路径中的延迟可以近似等于由均衡器28引入在此失真估算信号路径中的延迟的一半，或者换句话说，在此解调信号路径中引入近似均衡器28中具有的一半数量的延迟部件。

图3提供图2所示的均衡器28的更具体的表示。来自低通滤波器27的输出端的失真估算信号x理想地具有其幅度和与解调基带信号s中的失真对准的相位，以便好的消除。n抽头均衡器28有效地组合图1所示的增益换算电路7的功能和混频器输出端与减法点之间失真估算信号路径与解调信号路径的传递函数所要求的均衡的功能。一般说来，失配将出现在低通滤波器24与低通滤波器27之间，并且失配越坏，在此均衡器中需要越多的抽头。另一方面，如果这两条信号路径的传递函数相同，则只要求一个抽头，并且这只执行图1的增益换算电路7的功能与操作。

利用自适应线性组合器28完成的LMS算法通过执行以下操作计算此直接变换接收机输出信号y的值来继续： $y=S_d-(w_{\mathrm{dc}}+\underset{i}{\mathrm{\Σ}{x}_i{w}_i})$

随后更新均衡器系数，如下所示：

W_i=W_i+2μ_kyx_i与W_dc=W_dc+2μ_dcy

然后下移此数据，采用延迟部件29-34和新的输入样值。

将认识到：在模-数接口54上利用模-数变换器数字化低通滤波器24的输出端上的模拟失真估算信号x与解调基带信号，并且使用数字信号处理来完成此自适应线性组合器的功能。然而，在本发明的其他实施例中，能利用模拟装置来实现均衡功能。

在本发明的一个实验实现中，这两个低通滤波器24与27具有20kHz的截止频率，并将DSP抽样速率设置为48kHz。此接收机输出信号y的样值进行存储并随后下载到PC上，以便分析与FFT处理。吉尔伯特(Gilbert)单元器件执行平方功能。使用的第一测试是两单音干扰信号u，离开所需信道6MHz。这些单音隔开2kHz以便给出4kHz的拍频。图4表示4kHz二阶互调(IM2)失真信号(有关输入)的幅度-两单音干扰信号的峰值强度。第四阶互调(IM4)(8kHz)与第六阶互调(IM6)(12kHz)项也进行表示并在干扰特别高(对于此器件，为-23dBm)时变成主要的。在启动消除器时，如图5所示，消除IM2信号以靠近噪声平面。阻塞边缘的增加取决于所需信号的带宽。例如，DAMPS信号要求15kHz的基带带宽(30kHz的RF带宽)并且使用此实验建立将生成-115.5dBm的噪声功率(有关输入)。-35dBm的干扰信号没有消除器(图3上部)时将生成同样功率(-115.5dB)的阻塞信号。然而，具有消除器能容许-23dBm的干扰信号(图3下部)，改善12db(或对于100kHz GSM带宽为8dB)。此改善对于较窄频带传输或对于具有较低噪声指数的接收机前端将是较大的。

然而，此两单音干扰信号也不测试动态变化，这是因为对于单个设置频率来说建立消除是容易的。需要产生IM2信号中较高频谱内容的测试信号。所进行的下一个测试模拟TDMA环境并包括使用建议的GSM时长、上升与下落时间的载波脉冲串的使用。波形图表表示在此脉冲串出现时IM2生成的DC电平中的变化。图6表示没有校正的接收机输出信号y(图2)上的波形，存在DC偏移与IM2变化。在此系统中，IM2引起DC电平中的负变化。图7只表示DC电平校正，仍然可注意到的是在此脉冲串出现时DC电平中的倾斜。图8表示DC与IM2校正，但只使用1个抽头。一旦阻塞信号具有快的变化速率，诸如在上升与下落时间出现时，非均衡路径引起失真的溅射。在加上7抽头均衡器时，如图9所示减少这些溅射，但在此载波脉冲串出现时，噪声电平中轻微的增加仍然是明显的，这是由于来自模拟前端电路的噪声指数的增加而引起的。在增加更多的抽头时，增强均衡性能，但收敛变慢，这是因为利用公知的LMS理论必须减少线路中的自适应系数μ。

现在转到图10，示出使用根据本发明的失真校正电路的直接变换接收机的另一示例。此直接变换接收机60包括RF放大器61与用于生成接收机输入信号的两个拷贝的信号分离器62。将每个分离信号提供给混频器63与64。本地振荡器65馈送90度分离器66，此分离器又给每个混频器63与64提供相位正交的本地振荡器信号。在所示的示例中，混频器63的输出定义正交输出信号路径，而混频器64的输出定义同相输出信号路径。低通滤波器67与68分别连接到混频器63与64的输出端。图10所示的正交解调器的每个分路以与图1的直接变换接收机1相同的方式操作。

失真校正电路69连接在混频器63的输出端与正交分路中的信号减法点71之间。同样地，失真校正电路70连接在混频器64的输出端与同相分路中的信号减法点72之间。失真校正电路69与70都如前所述起作用。

从前面能明白：本发明提供在改善直接变换接收机的失真性能方面是有效的后失真消除。本发明的失真校正电路使用平方功能来消除尤其在零拍接收机中的第二阶互调失真，假定解调基带信号路径与失真估算信号路径具有在动态条件下为了好的性能而进行均衡的传递函数。

最后，应明白：可以对此偏移校正电路进行各种修改和/或增加而不脱离所附的权利要求书中所定义的本发明的范围。例如，虽然本发明的前述实施例用于校正直接变换接收机中的失真，但本发明也适于用在其中第二阶互调失真信号影响中频信号的使用低中频的接收机中。

Claims (11)

1．一种用于直接变换接收机的失真校正电路，此直接变换接收机包括用于生成本地振荡器信号的本地振荡器和用于将射频信号与本地振荡器信号一起相乘并提供所得到的混频器输出信号给解调信号路径的混频器，此解调信号路径包括用于选择第一滤波器输出端上的基带信号的第一低通滤波器，其中此偏移校正电路包括：

平方电路，用于将此混频器输出信号平方并提供所得到的失真估算信号给失真估算信号路径；

信号减法装置，用于在此失真估算信号路径中的减法点上减去此失真估算信号；和

自适应处理装置，用于在此混频器输出端与此减法点之间均衡此失真信号估算路径的传递函数与此解调信号路径的传递函数。

2．根据权利要求1的偏移校正电路，其中此信号减法点是在此混频器与第一低通滤波器之间。

3．根据权利要求1的偏移校正电路，其中此失真估算信号路径还包括第二低通滤波器，并且此信号减法点是在第一滤波器输出端上。

4．根据前面任何一个权利要求的偏移校正电路，其中在此减法点上失真估算信号的减去生成一个误差信号，此自适应处理装置用于通过使此误差信号最小来均衡所述传递函数。

5．根据前面任何一个权利要求的偏移校正电路，其中此自适应处理装置是n抽头自适应线性组合器，其中n是与所述传递函数之间的任何失配成比例的正整数。

6．根据权利要求5的偏移校正电路，其中此n抽头自适应线性组合器采用最小均方误差算法。

7．根据权利要求5或6的偏移校正电路，其中此自适应处理装置利用数字信号处理来实施。

8．根据权利要求5-7之中任何一个权利要求的偏移校正电路，并且还包括延迟装置，用于在此减法点之前在此解调信号路径中引入延迟。

9．根据权利要求5-8之中任何一个权利要求的偏移校正电路，其中此自适应线性组合器至少包括用于调整多个所述抽头的加权的第一加权更新系数。

10．根据权利要求5-8之中任何一个权利要求的偏移校正电路，其中此自适应线性组合器包括DC抽头以使此解调信号路径中的DC偏移最小。

11．根据权利要求9和10的偏移校正电路，其中此自适应线性组合器还包括用于单独调整此DC抽头上的加权的第二加权更新系数。

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