CN101971507A - 接收器二阶互调校正系统和方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于校正直接变换接收器中的二阶互调产物的系统。该系统包括互协方差系统，接收数据信号和二阶互调估计信号，并生成互协方差值。自协方差系统接收二阶互调估计信号，并生成自协方差值。缓冲系统存储二阶互调产物校正因子。除法器接收互协方差值、自协方差值和二阶互调产物校正因子，并生成移动平均二阶互调产物校正因子。

Description

接收器二阶互调校正系统和方法

在美国专利和商标局

说明书

附随

用于美国专利证书的授予的申请

名称：接收器二阶互调校正系统和方法

技术领域

本发明涉及射频接收器，更具体地说涉及一种例如用于直接变换接收器的接收器二阶互调产物校正系统和方法。

背景技术

在直接变换接收器中，会发生二阶失真，其导致发送信号的幅度的解调并生成不希望的基带中的信号。如果在期望的信号的强度小时存在强的带外阻断器(blocker)，从而使得接收器被设置具有大的增益，则这一失真成为问题。虽然SAW滤波器可以用来移除这样的失真，但是SAW滤波器大并且通常被实现为片外(off-chip)模块，其增大了接收器的尺寸和复杂性。

发明内容

因此，提供一种接收器二阶互调产物校正系统和方法，其消除对于片外滤波器的需要。特别的，使用用于当前传输时隙的二阶互调产物的估计来更新用于随后的传输时隙的二阶互调产物校正因子。

根据本发明的示例性实施例，提供一种用于校正直接变换接收器中的二阶互调产物的系统。该系统包括互协方差(cross-covariance)系统，其接收数据信号和二阶互调估计信号，并生成互协方差值。自协方差系统接收二阶互调估计信号并生成自协方差值。缓冲系统存储二阶互调产物校正因子。除法器(divider)接收互协方差值、自协方差值和二阶互调产物校正因子，并生成移动(running)平均二阶互调产物校正因子。

本发明提供许多重要的技术优点。本发明的一个重要的技术优点是一种消除了对于片外滤波器的需要的二阶互调产物校正系统和方法。

结合附图，阅读下面的详细描述，本领域的技术人员将进一步理解本发明的优点和高级的特征连同本发明的其他重要方面。

附图说明

图1是根据本发明的示例性实施例的、用于接收器的具有二阶互调产物校正的系统的图；

图2是根据本发明的示例性实施例的、用于执行二阶互调产物校正的系统的图；

图3是根据本发明的示例性实施例的、用于生成补偿的直接和正交相位输出以补偿二阶互调产物的系统的图；

图4是根据本发明的示例性实施例的、用于应用二阶互调产物校正的方法的流程图。

具体实施方式

在下面的说明中，贯穿说明书和附图的始终，相同的部分分别用相同的参考标记来标记。为了清楚和简明，附图可能不是按照比例的，某些部件可能以概括或示意的形式示出并且通过商业名称来标识。

图1是根据本发明的示例性实施例的、用于接收器的具有二阶互调产物校正的系统100的图。在一个示例性实施例中，系统100可以在直接变换系统中使用，以便通过使用用于连续传输时隙的校正因子的移动估计来移除由阻断器信号产生的二阶互调产物影响，或者系统100可以在其他适当的应用中使用。

系统100包括天线102，其接收发送信号。发送信号通过低噪声放大器(LNA)104来放大，并被提供到混合器106，该混合器106例如通过将接收到的信号与本地振荡信号LO混合来从发送信号中提取基带信号。

由混合器106输出的基带信号被提供到滤波器108和自适应增益单元110，该滤波器108可以是模拟无限脉冲响应(IIR)滤波器或其它适当的滤波器，该自适应增益单元110提供DC偏移校正。在一个示例性实施例中，在直接变换接收器中，模拟基带的大的增益会导致小的DC偏移，其会使后级饱和并且实质上增大对于模拟到数字变换的动态范围需求。通过累积在接收的时隙开始之前的sigma-delta模拟到数字变换器的输出，以得到DC偏移的估计，可以在模拟域中执行周期的DC偏移校正。然后，可以在滤波器108的输出处在当前模式中减去这一偏移。这一过程可以在直到滤波器112的输出的预定的稳定时间之后重复。

滤波器112可以是模拟IIR滤波器或者其它适当的滤波器，其与自适应增益单元114形成带宽校准级。处理和温度变化会由于薄层电阻、电容、密度或其它变量的变化而造成频率改变接近正或负20％。因此，可以执行周期校准以确保滤波器112的带宽是正确的。在一个示例性实施例中，校准可以通过将电容器接入二进制加权电容器(binary weighted capacitor)组或从其断开来实现，或者以其它适当的方式实现。

将偏移校正的和带宽校准的信号提供至模拟到数字变换器116，其将模拟信号变换为具有适当的字长(word size)的数字信号。来自模拟到数字变换器的输出随后被提供到相关器124和求和单元128。在一个示例性实施例中，还可以使用或作为替代而使用诸如直接和正交相位信号处理的其它适当的信号处理。

来自低噪声放大器104的输出也被提供至包络检测器118，其生成峰值包络信号。该信号被提供至模拟到数字变换器120，然后被输出到乘法器122，该乘法器122对检测到的包络信号的输出进行平方。该输出被提供至相关器124和自适应增益单元126。

相关器124接收来自乘法器122的互调估计，并使该估计与接收信号相关。相关器124的输出被提供至自适应增益单元126，在该自适应增益单元126施加自适应增益因子以便移除互调分量。

在一个示例性实施例中，二阶互调产物(IP2)对接收信号的影响可以通过计算直接和正交相位分量两者的二阶失真系数a₂(其在每个接收的传输时隙的末端估计和更新)的移动平均来校正。最近更新的a₂随后可以用于补偿下一时隙的二阶失真。下面的示例性移动平均方法可以用于计算a₂的新值：

a₂(k+1)＝λ·a₂(k)+(1-λ)·a_{2_est}(k)

其中a_{2_est}是当前时隙的系数估计，k是时隙索引，以及λ是0和1之间根据经验确定的值，但是通常具有值0.5。同样，其它适当的方法可以用来计算a₂的值。

可以使用包络信号s(t)的自协方差和接收的直接或正交相位信号

与s(t)之间的互协方差计算a_{2_est}来执行IP2校正。在一个示例性实施例中，

可以简化为希望的信号

和二阶互调产物m(t)＝a_{2_est}·s(t)的总和。在这个示例性实施例中，在两个输入都被调准(aligned)的情况下，自协方差A和互协方差B两者仅产生一个样本：

$A=\mathrm{acov}\left(s\left(t\right)\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{[s\left(t\right)-\stackrel{\‾}{s}]}^2=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}^2\left(t\right)-2\stackrel{\‾}{s}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)+N\·{\stackrel{\‾}{s}}^2\left(t\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}^2\left(t\right)-N\·{\stackrel{\‾}{s}}^2$

$B=\mathrm{xcov}(s\left(t\right),\tilde{r}\left(t\right))=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[s\left(t\right)-\stackrel{\‾}{s}]\·[\tilde{r}\left(t\right)-\stackrel{\‾}{\tilde{r}}]=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\tilde{r}\left(t\right)-\stackrel{\‾}{\tilde{r}}s\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)-\stackrel{\‾}{s}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{r}\left(t\right)+N\·\stackrel{\‾}{s}\·\stackrel{\‾}{\tilde{r}}$

$=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\tilde{r}\left(t\right)-N\·\stackrel{\‾}{s}\·\stackrel{\‾}{\tilde{r}}$

其中N是一个时隙中的样本的长度。

由于

互协方差的输出可以表示为：

$B=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\tilde{x}\left(t\right)+a_{2\_\mathrm{est}}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}^2\left(t\right)-N\·(\stackrel{\‾}{s}\·\stackrel{\‾}{\tilde{x}}+a_{2\_\mathrm{est}}{\stackrel{\‾}{s}}^2)$

$=a_{2\_\mathrm{est}}(\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}^2\left(t\right)-N\·{\stackrel{\‾}{s}}^2)+\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\tilde{x}\left(t\right)-N\·\stackrel{\‾}{s}\·\stackrel{\‾}{\tilde{x}}$

由于两个无关的信号之间的互协方差B比信号的自协方差A小很多，所以通过将B除以A产生信号的增益估计：

$\frac{B}{A}=a_{2\_\mathrm{est}}+\frac{\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}s\left(t\right)\tilde{x}\left(t\right)-N\·\stackrel{\‾}{s}\·\stackrel{\‾}{\tilde{x}}}{\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}^2\left(t\right)-N\·{\stackrel{\‾}{s}}^2}=a_{2\_\mathrm{est}}+\frac{\mathrm{xcov}(s\left(t\right),\tilde{x}\left(t\right))}{\mathrm{acov}\left(s\left(t\right)\right)}\≅a_{2\_\mathrm{est}}$

当阻断器信号的强度太小时，可以通过将二阶失真系数a₂设置为零而不是用估计的值来更新来禁止IP2校正。开启/关闭补偿的决定可以通过将阻断器信号的幅度的自协方差与预定阈值A_thr进行比较而做出。在一个示例性实施例中，下面的关系可以用来确定是否应当禁止补偿：

$a_2(k+1)=\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&lambda;}\&CenterDot;a_2\left(k\right)+(1-\mathrm{\&lambda;})\&CenterDot;a_{2\_\mathrm{est}},\frac{A}{R^2}\&GreaterEqual;A_{\mathrm{thr}}\\ 0,\frac{A}{R^2}<A_{\mathrm{thr}}\end{array}\right.$

Lambda(λ)是加权因子，其用来调节在对当前和之前的增益估计的移动平均中给出的权重。在一个示例性实施例中，lambda可以具有基于操作环境的经验分析而确定的值，或者可以被分配例如0.5的缺省值。选择R以匹配接收器路径中的增益。通过将A除以R²，比较独立于接收器路径中的增益的设定。

在操作中，系统100校正接收信号，以移除二阶互调产物。系统100允许在不使用SAW滤波器或其它片外滤波器的情况下实现直接变换接收器，并且通过使用二阶互调产物校正处理消除潜在的二阶阻断器信号。在这个示例性实施例中，从处理接收信号的包络检测器的输出得到二阶互调产物的移动平均，其用来估计移除在接收器处理之后在信号中可能存在的任何潜在阻断器信号所需要的校正量。

图2是根据本发明的示例性实施例的、用于执行二阶互调产物校正的系统200的图。系统200可以以硬件、软件或硬件和软件的适当结合来实现，并可以是在数字信号处理平台或其它适当的处理平台上操作的一个或多个软件系统。如此处所使用的，“硬件”可以包括离散部件的结合、集成电路、专用集成电路、现场可编程门阵列或其它适当的硬件。如此处所使用的，“软件”可以包括一个或多个对象、代理、线程、代码行、子例程、分离的软件应用程序、在两个或多个软件应用程序或者两个或多个处理器上操作的两个或多个代码行或者其它适当的软件结构，或者其它适当的软件结构。在一个示例性实施例中，软件可以包括在例如操作系统的通用软件应用程序上运行的一个或多个代码行或其它适当的软件结构，以及在专用软件应用程序上运行的一个或多个代码行或其它适当的软件结构。

系统200包括二阶级联积分梳型(cascaded integrator-comb，CIC)抽取器(decimator)202。二阶CIC抽取器202接收通过适当的低噪声放大器放大后的接收的发送信号，并生成用来估计接收信号的峰值电压的信号的包络。二阶CIC抽取器202的输出被提供到乘法器204，其将该输出平方。平方后的输出随后被提供至滤波器级206和208，滤波器级206和208可以是IIR滤波器或其它适当的滤波器，并且其引入与由接收器级产生的延迟相等的延迟，从而允许检测的峰值信号与经处理的接收信号进行比较。滤波器级206和208的输出被提供至下采样器210，该下采样器210下采样接收信号的数据率，从而与来自接收器级的输出相匹配。

下采样器210的输出随后通过乘法器212乘以补偿因子C。在一个示例性实施例中，补偿因子被用来校正接收器路径和峰值导向器路径之间的失配(例如来自二阶CIC抽取器202增益差异和接收器路径中的额外增益)。乘法器212的输出随后被提供至互协方差计算器214和216、自协方差计算器218以及混合器228和230。

互协方差计算器214和216分别生成对于接收的正交相位和同相信号的互协方差估计。还可以使用或作为替代而使用其它适当的信号格式。自协方差计算器218生成对于接收的包络检测器输出的自协方差估计。分别来自互协方差计算器214和216的正交和直接相位协方差产物的输出分别被提供到除法器/缓冲器220和222，其将互协方差计算器214和216的输出除以来自自协方差计算器218的输出，以生成二阶直接和正交相位输出。另外，除法器/缓冲器220和222检索用于前一时隙的增益值，并通过将该前一时隙的增益值乘以加权因子lambda、将当前增益值乘以(1-lambda)、并将两个增益值相加来计算移动平均。新的增益值被缓存，以用于计算下一时隙的增益值。增益补偿的直接和正交相位信号随后分别被提供到多路复用器224和226，多路复用器224和226接收控制输入以作为开关操作，从而如果阻断器信号的强度太小并且二阶互调校正被禁止则生成零输出。多路复用器224和226的输出分别通过混合器228和230乘以检测的包络信号。这些输出随后通过减法器232和234而从接收的直接和正交相位信号中减去，并且校正的直接和正交相位信号分别从减法器232和234输出。

在操作中，系统200通过使用接收信号的包络对从接收器链接收的直接和正交相位信号执行二阶互调产物校正，以生成自协方差和互协方差估计。同样，对于每个连续的时隙，自协方差和互协方差估计被存储，并且基于互协方差和自协方差的计算的估计而被更新。

图3是根据本发明的示例性实施例的、用于生成补偿的直接和正交相位输出以补偿二阶互调产物的系统300的图。系统300可以以硬件、软件或硬件和软件的适当结合来实现，并且可以是在数字信号处理平台上操作的一个或多个软件系统。同样，还可以处理或作为替代而处理其它适当的接收信号，从而系统300不限于正交和直接相位信号处理。

系统300包括协方差计算器302，其基于从接收的电压信号的峰值检测器接收的输出以及从接收器链输入的直接和正交相位计算协方差。二阶CIC抽取器304接收峰值检测器输出并生成CIC峰值检测器输出以用于输入到协方差计算器302。控制逻辑306控制二阶CIC抽取器304和双阶(dual order)滤波器308的操作。同样，控制逻辑306将计数器信号提供至协方差计算器302。协方差计算器302输出平方的峰值到延迟单元310，延迟单元310向该平方的峰值提供延迟，以便与接收的直接和正交相位信号的定时相匹配。延迟单元310的输出被提供到双阶滤波器308，双阶滤波器308对平方的峰值信号进行滤波以便生成时变峰值检测器输出至协方差计算器302。协方差计算器302随后使用输入的直接和正交相位信号以及双阶滤波器308的输出来计算协方差以及补偿输入的直接和正交相位信号。在一个示例性实施例中，补偿的直接和正交相位信号可以与输入的直接和正交相位信号相等，例如确定不应施加二阶互调产物校正，如前面所讨论的。

在操作中，系统300通过应用估计的二阶互调产物校正增益的移动平均对接收的直接和正交相位信号应用二阶互调产物校正。协方差计算器302可以使用数字信号处理器或其他适当的平台来实现，从而减少实现二阶互调产物校正因子计算和应用(例如计算互协方差、自协方差，基于接收信号强度的补偿切换以及其他功能)所需的部件数目。

图4是根据本发明的示例性实施例的、用于应用二阶互调产物校正的方法400的流程图。方法400可以用来计算用于直接变换接收器中的直接和正交相位信号或用于其他适当的处理的二阶互调校正因子。

方法400在402开始，在402中确定阻断器信号的强度。在一个示例性实施例中，阻断器的强度可以基于将自协方差除以表示接收器路径的增益的变量的计算的值来确定。如果所述除法操作的结果大于或等于预定的设定，则可以应用二阶互调产物校正，而如果除法操作的结果低于预定的界限，则可以禁止二阶互调产物校正，例如阻断(block)或信号的强度太小以至于不需要二阶互调产物校正。然后所述方法进行到404。

在404，确定是否禁止二阶互调产物校正。如果确定应当应用二阶互调产物校正，所述方法进行到406，在该406，例如通过使用先前描述的处理或其它适当的处理，计算峰值检测器包络信号的自协方差。所述方法随后进行到408，在该408，例如通过使用先前描述的处理或其它适当的处理，分别在峰值检测器包络信号与接收的直接和正交相位信号之间计算互协方差。同样，还可以使用或作为替代而使用其它适当的接收信号。所述方法随后进行到410，在该410例如通过使用先前描述的处理或其它适当的处理，计算二阶失真系数。所述方法随后进行到412，在该412，例如通过使用先前描述的处理或其它适当的处理，计算针对直接和正交相位信号或其它适当的信号的二阶失真系数的移动平均。缓存针对直接和正交相位信号或其它适当的信号的二阶失真系数的当前值，以在下一时隙计算中使用，并且所述方法进行到414，在该414，例如通过使用先前描述的处理或其它适当的处理，将校正系数施加到直接和正交相位信号或其它适当的信号。所述方法随后进行到416，在该416，时隙被递增。所述方法随后返回402。

同样，如果在404确定应当禁止二阶失真校正，则所述方法进行到418，在该418，针对该时隙的二阶失真系数的值被设定为零并且更新和缓存移动平均。所述方法随后进行到420，在该420，时隙被递增，并且所述方法返回402。

在操作中，通过计算针对接收信号(例如针对直接和正交相位分量或其他适当的信号)的二阶失真系数的移动平均来校正接收信号的二阶互调产物，其中在每个传输时隙的末端使用来自前一时隙的二阶互调校正系数估计和更新所述针对接收信号的二阶失真系数。这样，任何阻断器信号的影响可被估计并用来控制二阶互调产物，从而消除对于直接变换接收器中的SAW滤波器的需要。

通过上面对于本发明的详细描述和相关附图，其它修改和变化对于本领域技术人员都是显而易见的。同样显而易见的是可以实现所述其它修改和变化而不背离本发明的精神和范围。

Claims (15)

1.一种用于校正直接变换接收器中的二阶互调产物的系统，包括：

互协方差系统，接收数据信号和二阶互调估计信号，并生成互协方差值；

自协方差系统，接收二阶互调估计信号，并生成自协方差值；

缓冲系统，存储二阶互调产物校正因子；以及

除法器，接收所述互协方差值、所述自协方差值和所述二阶互调产物校正因子，生成移动平均二阶互调产物校正因子。

2.如权利要求1所述的系统，还包括乘法器，将所述二阶互调估计信号与所述移动平均二阶互调产物校正因子相乘，以生成校正信号。

3.如权利要求2所述的系统，还包括减法器，从所述数据信号中减去所述校正信号，以生成校正的数据信号。

4.如权利要求1所述的系统，其中所述互协方差系统包括：

直接相位互协方差系统，接收直接相位数据信号和所述二阶互调估计信号，并生成直接相位互协方差值；以及

正交相位互协方差系统，接收正交相位数据信号和所述二阶互调估计信号，并生成正交相位互协方差值。

5.如权利要求1所述的系统，还包括二阶互调估计系统，接收接收器信号并生成电压包络信号。

6.如权利要求1所述的系统，其中所述互协方差系统、所述自协方差系统、所述缓冲系统和所述除法器是数字设备。

7.一种直接变换接收器，包括：

放大器，放大发送信号；

信号处理级，从放大的发送信号中提取数据信号；

二阶互调产物校正级，接收所述放大的发送信号和所述数据信号，并生成校正信号，其中所述二阶互调产物校正级包含相关器，该相关器接收二阶互调估计信号和所述数据信号并生成自适应增益控制信号；以及

校正系统，从所述数据信号中减去所述校正信号。

8.如权利要求7所述的系统，其中所述二阶互调产物校正级包括包络检测器，该包络检测器生成放大的发送信号的包络信号。

9.如权利要求7所述的系统，其中所述二阶互调产物校正级包括互协方差系统，该互协方差系统接收所述数据信号和二阶互调估计信号，并生成互协方差值。

10.如权利要求7所述的系统，还包括自适应增益单元，该自适应增益单元接收所述二阶互调估计信号和所述自适应增益控制信号，并生成所述校正信号。

11.一种用于校正二阶互调产物的方法，包括：

从二阶互调产物数据信号生成自协方差信号；

从二阶互调产物信号和数据信号生成互协方差信号；和

将所述互协方差信号除以所述自协方差信号，以生成二阶互调产物校正因子。

12.如权利要求11所述的方法，还包括计算二阶互调产物校正因子的移动平均。

13.如权利要求11所述的方法，还包括：

(a)将存储的二阶互调产物校正因子乘以第一加权因子；

(b)将所述二阶互调产物校正因子乘以第二加权因子；和

将所述步骤(a)和(b)的结果相加，以生成更新的二阶互调产物校正因子。

14.如权利要求11所述的方法，还包括存储所述二阶互调产物校正因子，以用于计算用于随后的发送时隙的二阶互调产物校正因子。

15.如权利要求11所述的方法，其中所述从二阶互调产物信号和数据信号生成互协方差信号包括：

从所述二阶互调产物信号和直接相位数据信号生成直接相位互协方差信号；和

从所述二阶互调产物信号和正交相位数据信号生成正交相位互协方差信号。

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