JP4195193B2 - ダイレクト・コンバージョン受信機用のひずみ補正回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
本発明は、ホモダイン受信機のようなダイレクト・コンバージョン受信機に関し、特に、かかる受信機におけるＤＣオフセットおよび二次相互変調ひずみの補正用の回路に関する。
【０００２】
ダイレクト・コンバージョン受信機に影響する主な問題の１つは、ベースバンド同相および直交出力ラインのＤＣオフセットの存在である。保存しなければならないＤＣ成分をほとんどのデジタル変調は有するので、除去することは困難である。ＤＣオフセットは、端子のアンテナ・ポートへの局部発振器リークおよび回路アンバランスによって生じる。ＡＣカップリングはＤＣオフセットをブロックするのに使用できるが、かかるカップリングは、信号に生じる付加的群遅延により復調の有効性を低下する。所望チャンネルの受信成分がＤＣ成分を有しないように通常低周波数オフセットをダウン・コンバートされたチャンネルが有する中間周波数（ＩＦ）変換と共にＡＣカプリングを使用できるが、これらの方式は隣接チャンネル選択度を得ることが困難である。
【０００３】
無線周波数入力から局部発振器ポートへの信号リークと、ミキサーおよび／または回路の他の部品（例えば、アンプおよびフィルタ）内の非線形性と組み合わされた回路アンバランスとは、第２のよりダメージを与える形態のＤＣオフセットを生じさせる。これら双方の効果は、無線周波数信号をそれ自体と混合させたり、入力信号の振幅の二乗で変化するＤＣ成分を発生させる。この形態のＤＣオフセットは、ミキサーおよび／または他の部品内の二次相互変調ひずみの結果である。したがって、ダイレクト・コンバージョン受信機による復調ベースバンド信号の再生は、その周波数に関係なく、任意の大きいオフチャンネル妨害信号によって妨害され得る。ＴＤＭＡシステムでは、このひずみはＤＣオフセットを強力近接送信信号の送信バーストと脈動させる。非定数エンベロープ変調を使用する送信については、追加のオフセット変調が行われるが、これらのオフセット変調は１チャンネル・バンド幅を越えるバンド幅をもつスペクトル成分を有することが多いので、低ＩＦモードで作動するシステムに妨害を生じさせ得る。著しいひずみを受ける前に妨害信号がある所定の周波数関係を有しなければならない三次相互変調効果と異なり、大きな信号が存在するときはいつもダイレクト・コンバージョン受信機に二次相互変調ひずみがあることが判っている。
【０００４】
ＤＣオフセットおよび二次相互変調によりダイレクト・コンバージョン受信機に生じるひずみを効果的に補正する必要性が、現在、存在している。
【０００５】
このことを念頭に、本発明はダイレクト・コンバージョン受信機用のひずみ補正回路を提供する。ここで、ダイレクト・コンバージョン受信機は、局部発振器信号を発生する局部発振器と、無線周波数信号と局部発振器信号とを乗算し、得られたミキサー出力信号を復調信号パスに供給するミキサーとを備え、復調信号パスが、第１のフィルタ出力端子でベースバンド信号を選択する第１のローパス・フィルタを含み、また、ひずみ補正回路は、ミキサー出力信号を二乗し、得られた二乗出力信号をひずみ推定信号パスに供給する二乗回路と、復調信号パスの減算ポイントで、ひずみ推定信号パスに二乗出力信号が供給されることにより発生したひずみ推定信号を減算する信号減算手段と、ひずみ推定信号パスの伝達関数とミキサー出力と減算ポイントとの間の復調信号パスの伝達関数とを等化する適応処理手段とを含む。
【０００６】
ダイレクト・コンバージョン受信機が直交復調器を使用するならば、同相および直交アームの各々にひずみ補正回路を応用できる。
【０００７】
本発明の一実施の形態では、信号減算ポイントはミキサーと第１のローパス・フィルタとの間にある。
【０００８】
別の実施の形態では、ひずみ推定信号パスは第２のローパス・フィルタを更に含み、信号減算ポイントは第１のフィルタ出力端子にある。
【０００９】
好ましくは、減算ポイントにおけるひずみ推定信号の減算はエラー信号を発生し、また、適応処理手段は、エラー信号を最小にすることによって前記伝達関数を等化するように働く。
【００１０】
適応処理手段は、ｎタップ適応リニア結合器でもよい。
【００１１】
ｎタップ適応リニア結合器は、好ましくは、最小二乗平均エラー・アルゴリズムを実施する。
【００１２】
適応処理手段は、デジタル信号処理によって実現できる。
【００１３】
ひずみ補正回路は、減算ポイントの前で復調信号パスに遅延を導入する遅延手段を更に含んでもよい。
【００１４】
適応リニア結合器は、複数の前記タップの重みを調節するための少なくとも１つの第１の重み更新係数を含んでもよい。
【００１５】
適応リニア結合器は、復調信号パスのＤＣオフセットを最小にするためにＤＣタップを含んでもよい。
【００１６】
この場合には、適応リニア結合器は、ＤＣタップの重みを別個に調節するための第２の重み更新係数を更に含んでもよい。
【００１７】
下記の説明では、本発明のひずみ補正回路の種々の特徴についてより詳細に説明する。本発明の理解を容易にするために、説明は、ひずみ補正回路が好ましい実施の形態で示されている添付図面を参照してなされる。本発明のひずみ補正回路は添付図面に示された好ましい実施の形態のみに限定されるものではないことが理解されるべきである。
【００１８】
図１を参照すると、局部発振器２とミキサー３とそれに続くローパス・フィルタ４とを含むダイレクト・コンバージョン受信機１の全体が示されている。ダイレクト・コンバージョン受信機は、ミキサー入力端子の第１の端子で変調無線周波数キャリア信号を受信するようになっている。局部発振器２によって発生された局部発振器信号は、ミキサー入力端子の他方の端子へ印加される。ミキサー３は、変調無線周波数キャリア信号と局部発振器信号とを乗算し、得られた乗算信号ｖをミキサー出力端子に供給する。ローパス・フィルタ４は、ミキサー３の出力に接続された入力を有する。局部発振器信号と変調無線周波数キャリア信号との乗算は、キャリア信号の周波数シフトをもたらし、その周波数が局部発振器信号周波数とキャリア周波数との和である信号成分と、その周波数が局部発振器信号周波数とキャリア周波数との差である信号成分とを発生する。ホモダイン受信機では、局部発振器周波数とキャリア周波数とはほぼ同じであるので、「差」信号成分はキャリア信号から変調を有効に取り除く。「差」信号は、所望チャンネルの再生ベースバンド信号である。ローパス・フィルタ４は、ベースバンドで所望チャンネルを通過させ、「和」信号成分を除去し、混合プロセスでダウンコンバートされた他の隣接および近接チャンネルを除去する。そうする際に、ローパス・フィルタ４は、ダイレクト・コンバージョン受信機のチャンネル選択度条件のいくつかを満たす。
【００１９】
バンド内ひずみ積またはＤＣレベル変化は、再生ベースバンド信号のひずみとなる。すべての周波数変換された妨害信号は、ローパス・フィルタ４より前に存在する。これらの妨害信号は、ひずみ、特に、この場合には二次相互変調妨害を生じさせる極めて大きい信号を含む。これらの極めて大きい信号のエンベロープおよび変調成分は、ミキサー３によって実行されるダウンコンバージョンで保存される。
【００２０】
このひずみを最小にするために、ひずみ補正回路５が設けられている。主ひずみ特性をほぼ再現する非線形回路を予めフィルタ処理された信号ｖが通過することにより、オフセット補正回路は補正信号ｗまたはｘを発生する。二次相互変調ひずみの推定を発生するために、ミキサー出力信号を二乗する二乗回路６が使用される。二乗回路の出力は、望ましくない妨害の効果をキャンセルするために復調信号パスから減算される前に、適当な利得スケーリング手段７を通過するようにフィード・フォーワードされる。
【００２１】
ミキサー３からの出力信号ｖは、ミキサー出力信号ｖから不要バンド外信号を除くローパス・フィルタ４を含む復調信号パス８に供給される。同様に、二乗出力信号ｖ2はひずみ推定信号パス９に供給される。
【００２２】
本発明の第１の実施の形態では、ひずみ推定信号ｗはミキサー３と第１のローパス・フィルタ４との間のポイントで復調信号パス８から減算される。この例では、減算手段１０はローパス・フィルタ４の入力の前でひずみ推定信号ｗをミキサー出力信号ｖから減算する。このような構造は、有利なことに、ローパス・フィルタ４がチャンネル選択とひずみ推定信号ｗの二乗処理からの不要バンド外積の除去との両方のタスクを実行することを可能にする。
【００２３】
しかしながら、多くのホモダイン構造の受信機はミキサーの直後にフィルタを置いており、この場合には、ひずみ推定信号は、フィード・フォーワードされ、ローパス・フィルタ４の後で復調ベースバンド信号から減算される。この場合には、ひずみ推定信号ｗから不要な積および高調波を除くとともに、第１のローパス・フィルタ４の伝達関数をひずみ推定信号パス９に導入するために、ひずみ推定信号パス９に第２のローパス・フィルタ１１を設けてもよい。
【００２４】
ダイレクト・コンバージョン受信機の利得，周波数応答およびひずみ特性は、温度とともにかつ回路ごとに変わり得るので、利得スケーリング手段およびローパス・フィルタ１１がダイレクト・コンバージョン受信機の作動中に適応的に調節されることが望ましい。したがって、利得スケーリング手段７および／またはローパス・フィルタ１１の調節は、ミキサー３の出力とひずみ推定信号が復調ベースバンド信号から減算される点との間でひずみ推定信号パス９の伝達関数と復調信号パス８の伝達関数とを等化するように働く適応処理手段によって実現され得る。ＴＤＭＡシステムでは、２つのフィルタ間のミスマッチングが、ひずみ推定信号パスの遅延および立上り時間ミスマッチによる妨害信号によって生じるバーストの立上りおよび立下り時間に短期間スプラッシュをもたらすことに留意すべきである。次に、オフセット補正回路５の作動の分析を行う。
【００２５】
ダイレクト・コンバージョン受信機１の入力信号は、無線周波数変調ベースバンド信号ｍ(ｔ)ｃｏｓ(ωcｔ)とある周波数オフセットω0のジャミング信号ａ(ｔ)ｃｏｓ((ωc＋ω0)ｔ)とからなる。ａ(ｔ)のスペクトルは、ｍ(ｔ)のスペクトルにオーバーラップしない。通常、ａ(ｔ)は隣接チャンネルの１つまたは受信機フロントエンド選択度回路を通過する任意の他の強力な信号であろう。したがって、入力信号ｕは次の式で表示される。
【００２６】
【数１】
【００２７】
ミキサー３を通過した後、それは局部発振器（ＬＯ）のポートで信号ｒ(ｔ)と乗算される。信号ｒ(ｔ)は、コサイン波とＬＯパスにリークされた入力信号ｕ(ｔ)の一部とからなる。リーク・パスは、利得ｋ2＜＜１を有し、二次相互変調（ＩＭ２）ひずみを生じさせ得る原因の１つである。したがって、信号ｒは次のように示される。
【００２８】
【数２】
【００２９】
ミキサー３の出力での信号は次のようになる。
【００３０】
【数３】
【００３１】
ここで、ωｃよりも高い周波数を有する項はフィルタによって除かれたものと仮定する。第１項はミキサーからの所望信号であり、第２項は、ω0のキャリア周波数における妨害信号であり、通常はローパス・フィルタ４によるその後のフィルタリングによって除去される。第３項および第４項は、ｍ(ｔ)のバンド幅の２倍までのバンド幅を有するベースバンド信号であり、したがって、それらはジャミングの潜在的発生源である。最終項は、項２の同じ周波数での所望信号と妨害信号との間のクロス変調を示す。
【００３２】
（０．５ｋ2｜ａ(ｔ)｜2）によって支配される二次相互変調ジャミング信号が復調ベースバンド信号（Ｒｅ(ｍ(ｔ))）と同じような大きさとなるようなｍ(ｔ)が小さくａ(ｔ)が大きいときに、ジャミングが生じる。ジャミング効果は、妨害信号の振幅の二乗で増加する。
【００３３】
ｖ(ｔ)における主要信号は第２項であるので、ジャミング信号のキャンセルが可能である。したがって、二乗回路の主出力は次のようになる。
【００３４】
【数４】
【００３５】
ひずみ推定信号がローパス・フィルタ４によるフィルタリングの後に減算される本発明の実施の形態では、第２のローパス・フィルタ１１によってフィルタリングし、ジャミング信号をキャンセルするようにフィード・フォワードしてｇ2だけスケーリングされ得る第１項を残すことによって、オフセット周波数の２倍での第２項を除くことができる。
【００３６】
【数５】
【００３７】
したがって、信号ｘを減算した後のローパス・フィルタ４の出力は次のとおりである。
【００３８】
【数６】
【００３９】
ｋ2と等しくなるようにｇ2を調節すると、ｋ2ｍ(ｔ)2は他の項と比較してかなり小さいので、上記のような式が得られる。
【００４０】
利得スケーリング手段７の係数ｇ2は、デジタル信号処理を使って実行され得る適応処理手段によって実現できる。これらの重みを変更するのに使用された信号は、ひずみ推定信号と復調ベースバンド信号との間の二乗平均誤差から考えられる。これらの重みは、この誤差を最小にするように調節される。
【００４１】
図２は、かかる装置の第１の実施の形態を示す。この図では、図１に示された回路と動作的に同じである、局部発振器２２，ミキサー２３およびローパス・フィルタ２４を有するダイレクト・コンバージョン受信機２１が示されている。ミキサー２３の出力に接続された二乗回路２６を含むひずみ補正回路２５が示されている。ローパス・フィルタ２７がミキサー２６の出力に接続されている。
【００４２】
利得スケーリング手段７の係数ｇ2は相関技術を使って調節できる。ローパス・フィルタ２７の出力でのひずみ推定信号は、調節が完全であるとき、減算されたひずみ推定値で復調ベースバンド信号と相関されるべきでない。残留相関を使って係数ｇ2を調節し、キャンセルが完全なときにダイレクト・コンバージョン受信機の出力信号ｙの平均二乗値が最小となることに着目することにより、ひずみ推定信号パスの伝達関数とミキサー出力と減算点との間の復調信号パスの伝達関数とを等化することができる。最小二乗，ＲＬＳおよびＬＭＳアルゴリズムを含む多数の調節方法がこのタイプの問題に対して可能である。しかしながら、ひずみ推定信号パスにＤＣオフセットが存在し、（無線周波数入力ポートへの局部発振器リークによって生じる）ミキサー出力信号にＤＣが存在する場合には、相関は誤った出力を発生することがある。二次相互変調ひずみを最小にするようにｇ2を最適に調節することは、ＤＣ成分を除去する最適調節に対応しにくい。最小二乗平均アルゴリズムは、妥協した解決案を提供し、一部のＤＣおよび一部の二次相互変調ひずみがダイレクト・コンバージョン受信機の出力信号ｙに残留し得ることが判っている。ＤＣおよび二次相互変調ひずみの双方をキャンセルすべき場合には、別個のＤＣキャンセル係数が必要である。ＤＣオフセットを補正する他の方法も可能である。
【００４３】
図２に示された適応処理手段２８は、ＬＭＳアルゴリズムを使った適応リニア結合器によって実現される。この図示した例では、適応リニア結合器２８は、ローパス・フィルタの出力に直列に接続された６つの遅延素子２９〜３４を含む。７つの別個の入力サンプル値３５〜４１が適応リニア結合器からタップ出力されている。各タップにおける信号の利得すなわち重みは係数４２〜４８によって決定される。タップ出力された信号は加算器４９によって加算される。適応リニア結合器２８はまた、変調信号パスのＤＣオフセットを最小にするためにＤＣタップ５０を含むとともに、ＤＣタップ信号の利得を調節する係数すなわち重み５１を含む。ＤＣタップ５０からの信号も、加算器４９によって他のタップ信号と加算される。重み４２〜４８およびＤＣ重み５１にそれぞれ小さい調節値を加えるために、２つの等化器係数μx，μdcが提供される。更新係数のステップサイズは、適応リニア結合器の収束レートだけでなくその安定性および精度も決定する。
【００４４】
加算器４９の出力に発生されたひずみ推定信号は、減算回路５２によって、ローパス・フィルタ２４の出力における復調ベースバンド信号から減算される。
【００４５】
減算中にひずみ推定信号と復調ベースバンド信号とを同期化するために、ひずみ推定信号の減算点の前で、復調信号パスに遅延手段５３を導入してもよい。好ましくは、復調信号パス内に導入された遅延は、等化器２８によってひずみ推定信号パスに導入された遅延のほぼ半分に等しい。換言すれば、等化器２８にある遅延素子の数の約半分の数の遅延素子を復調信号パスに導入する。
【００４６】
図３は、図２に示された等化器２８のより詳細な図を示す。ローパス・フィルタ２７の出力からのひずみ推定信号ｘは、理想的には、良好にキャンセルするためには復調ベースバンド信号ｓのひずみと一致する振幅および位相を有するべきである。ｎタップ等化器２８は、図１に示された利得スケーリング回路７の機能と、ひずみ推定信号パスの伝達関数とミキサーの出力と減算ポイントとの間の復調信号パスの伝達関数との必要な等化とを有効に組み合わせる。一般的に言えば、ミスマッチがローパス・フィルタ２４とローパス・フィルタ２７との間で生じ、ミスマッチが悪くなればなるほど、等化器にはより多くのタップが必要となる。他方、２つの信号パスの伝達関数が利得を除いて等しければ、１つのタップだけが必要であり、これは図１の利得スケーリング回路７の機能および動作だけを実行する。
適応リニア結合器２８によって実行されるＬＭＳアルゴリズムは、次の演算を行うことによってダイレクト・コンバージョン受信機出力信号ｙの値を計算して進行する。
【００４７】
【数７】
【００４８】
等化器係数を次に示すように更新する。
【００４９】
【数８】
【００５０】
次に、遅延素子２９〜３４の下方へ順にデータをシフトし、新しい入力サンプルを取り込む。
【００５１】
アナログひずみ推定信号ｘおよびローパス・フィルタ２４の出力にある復調ベースバンド信号をアナログ／デジタル・インターフェース５４にあるアナログ／デジタル・コンバータによってデジタル化し、デジタル信号処理を使って適応リニア結合器の機能を実行すると理解すべきである。しかしながら、本発明の他の実施の形態では、アナログ手段によって等化機能を実現できる。
【００５２】
本発明の１つの実験例では、２つのローパス・フィルタ２４，２７は２０ｋＨｚのカットオフ周波数を有し、また、ＤＳＰサンプル・レートは４８ｋＨｚに設定された。受信機出力信号ｙのサンプルを記憶したのち、解析およびＦＦＴ処理のためにパソコンにダウンロードした。ギルバート・セル・デバイスが二乗関数を実行した。最初のテストでは、所望チャンネルから６ＭＨｚだけ離間した、ｕに対する２トーン妨害信号を使用した。これらトーンは、４ｋＨｚのビート周波数を与えるように、２ｋＨｚだけ分離されていた。図４は、４ｋＨｚ二次相互変調（ＩＭ２）ひずみ信号（入力と称する。）の振幅と２トーン妨害信号のピーク強度との関係をプロットしたものである。４次相互変調（ＩＭ４）（８ｋＨｚ）および６次相互変調（ＩＭ６）（１２ｋＨｚ）の項もプロットされており、これらの項は、妨害が極めて大きいとき（このデバイスでは−２３ｄＢｍ）に、支配的になった。キャンセラーを附勢すると、図５から判るように、ＩＭ２信号はキャンセルされてノイズ・フロアに近くなる。ジャミング・マージンの増加は所望信号のバンド幅に依存する。例えば、ＤＡＭＰＳ信号は１５ｋＨｚのベースバンド・バンド幅（３０ｋＨｚのＲＦバンド幅）を必要とし、この実験的セットアップの使用は−１１５．５ｄＢｍ（入力と呼ぶ。）のノイズ・パワーを発生するであろう。−３５ｄＢｍの妨害信号は、キャンセラー（図３の上部）なしでは同じパワー（−１１５．５ｄＢ）のジャミング信号を発生するが、キャンセラー（図３の底部）を用いると−２３ｄＢｍの妨害信号を許容できる。これは１２ｄＢ（すなわち、１００ｋＨｚＧＳＭバンド幅に対し８ｄＢ）の改善である。より狭いバンド送信すなわち低ノイズ指数を有する受信機フロント・エンドに対しては、より大きい改善が得られるであろう。
【００５３】
しかしながら、単一セット周波数に対してキャンセルをセットアップすることは容易であるので、２トーン妨害信号はダイナミック変化を良好にテストしない。ＩＭ２信号でより高いスペクトル内容を発生するテスト信号が望ましい。実施された次のテストは、ＴＤＭＡ環境を真似て、推奨されたＧＳＭ時間長，立上り時間および立下り時間を使用したキャリアのバーストの使用を含む。波形図は、バーストが存在するときのＤＣレベルでのＩＭ２発生変化を示す。図６は、補正しない場合の受信機出力信号ｙ（図２）の波形を示し、ＤＣオフセットおよびＩＭ２変化の双方が存在する。このシステムでは、ＩＭ２はＤＣレベルを負に変化させる。図７はＤＣレベルの補正しか示しておらず、バーストが存在するときにはＤＣレベルのディップが顕著なままである。図８は、１タップだけを使ったＤＣおよびＩＭ２補正を示す。立上りおよび立下り時間が生じるときのようなジャミング信号が高速の変化をする場合はいつでも、非等化パスはひずみのスプラッシュを生じさせる。７タップ等化器を追加すると、これらのスプラッシュは図９に示されるように低減するが、キャリア・バーストが存在するときには、ノイズ・レベルの若干の増加がまだ明らかである。このことは、アナログ・フロント・エンド回路からのノイズ指数の増加によって生じるようである。タップ数を多くするにつれ、等化性能は高まるが、既知のＬＭＳ理論と一致して適応係数μを低減しなければならないので、収束はより低速となる。
【００５４】
図１０を参照すると、本発明によるひずみ補正回路を用いたダイレクト・コンバージョン受信機の別の例が示されている。ダイレクト・コンバージョン受信機６０は、ＲＦ増幅器６１と、受信機入力信号の２つのコピーを発生する信号分割器６２とを含む。各分割信号はミキサー６３，６４に供給される。局部発振器６５は９０度分割器６６に信号を供給され、分割器６６は位相が直交する局部発振器信号をミキサー６３，６４の各々に供給する。図示した例では、ミキサー６３の出力は直交出力信号パスを画定し、一方、ミキサー６４の出力は同相出力信号パスを画定する。ローパス・フィルタ６７，６８がミキサー６３，６４の出力端子にそれぞれ接続されている。図１０に示された直交復調器の各アームは図１のダイレクト・コンバージョン受信機１と同じように作動する。
【００５５】
ひずみ補正回路６９がミキサー６３の出力と直交アームの信号減算ポイント７１との間に接続されている。同様に、ひずみ補正回路７０がミキサー６４の出力と同相アームの信号減算ポイント７２との間に接続されている。ひずみ補正回路６９，７０はともに、先に述べたように機能する。
【００５６】
本発明はダイレクト・コンバージョン受信機のひずみ性能を改善する上で有効なポストひずみキャンセルを提供することが、上記記載から理解できよう。本発明のひずみ補正回路は、復調ベースバンド信号パスとひずみ推定信号パスとがダイナミック条件下で良好な性能を示すように等化された伝達関数を有することを条件に、ホモダイン受信機で顕著な二次相互変調ひずみをキャンセルするのに二乗関数を使用する。
【００５７】
最後に、特許請求の範囲に記載した本発明の範囲から逸脱することなくオフセット補正回路について種々の変形および／または追加を行うことができると理解すべきである。例えば、先に述べた本発明の実施の形態はダイレクト・コンバージョン受信機におけるひずみを補正するように働くが、本発明は、二次相互変調ひずみ信号が中間周波数信号に影響を与えるような低中間周波数を使用する受信機での使用にも適する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるひずみ補正回路を含むダイレクト・コンバージョン受信機の第１の実施の形態の略図である。
【図２】 本発明によるひずみ補正回路を含むダイレクト・コンバージョン受信機の第２の実施の形態の略図である。
【図３】 図２に示されたひずみ補正回路のｎタップ適応リニア結合器の詳細図である。
【図４】 本発明のひずみ補正回路によって提供される二次相互変調ひずみ補正を行わないときの、ダイレクト・コンバージョン受信機の、入力信号に関連した相互変調信号強度と妨害信号ピーク・パワーとの関係を示すグラフである。
【図５】 本発明のひずみ補正回路によって提供される二次相互変調ひずみ補正を行うときの、ダイレクト・コンバージョン受信機の、入力信号に関連した相互変調信号強度と妨害信号ピーク・パワーとの関係を示すグラフである。
【図６】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図７】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図８】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図９】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図１０】 ベースバンドへのダイレクト・コンバージョンまたは低中間周波数へのコンバージョンのいずれかに使用できる、本発明によるオフセット補正回路を含む直交復調器を使用した受信機の略図である。
本発明は、ホモダイン受信機のようなダイレクト・コンバージョン受信機に関し、特に、かかる受信機におけるＤＣオフセットおよび二次相互変調ひずみの補正用の回路に関する。
【０００２】
ダイレクト・コンバージョン受信機に影響する主な問題の１つは、ベースバンド同相および直交出力ラインのＤＣオフセットの存在である。保存しなければならないＤＣ成分をほとんどのデジタル変調は有するので、除去することは困難である。ＤＣオフセットは、端子のアンテナ・ポートへの局部発振器リークおよび回路アンバランスによって生じる。ＡＣカップリングはＤＣオフセットをブロックするのに使用できるが、かかるカップリングは、信号に生じる付加的群遅延により復調の有効性を低下する。所望チャンネルの受信成分がＤＣ成分を有しないように通常低周波数オフセットをダウン・コンバートされたチャンネルが有する中間周波数（ＩＦ）変換と共にＡＣカプリングを使用できるが、これらの方式は隣接チャンネル選択度を得ることが困難である。
【０００３】
無線周波数入力から局部発振器ポートへの信号リークと、ミキサーおよび／または回路の他の部品（例えば、アンプおよびフィルタ）内の非線形性と組み合わされた回路アンバランスとは、第２のよりダメージを与える形態のＤＣオフセットを生じさせる。これら双方の効果は、無線周波数信号をそれ自体と混合させたり、入力信号の振幅の二乗で変化するＤＣ成分を発生させる。この形態のＤＣオフセットは、ミキサーおよび／または他の部品内の二次相互変調ひずみの結果である。したがって、ダイレクト・コンバージョン受信機による復調ベースバンド信号の再生は、その周波数に関係なく、任意の大きいオフチャンネル妨害信号によって妨害され得る。ＴＤＭＡシステムでは、このひずみはＤＣオフセットを強力近接送信信号の送信バーストと脈動させる。非定数エンベロープ変調を使用する送信については、追加のオフセット変調が行われるが、これらのオフセット変調は１チャンネル・バンド幅を越えるバンド幅をもつスペクトル成分を有することが多いので、低ＩＦモードで作動するシステムに妨害を生じさせ得る。著しいひずみを受ける前に妨害信号がある所定の周波数関係を有しなければならない三次相互変調効果と異なり、大きな信号が存在するときはいつもダイレクト・コンバージョン受信機に二次相互変調ひずみがあることが判っている。
【０００４】
ＤＣオフセットおよび二次相互変調によりダイレクト・コンバージョン受信機に生じるひずみを効果的に補正する必要性が、現在、存在している。
【０００５】
このことを念頭に、本発明はダイレクト・コンバージョン受信機用のひずみ補正回路を提供する。ここで、ダイレクト・コンバージョン受信機は、局部発振器信号を発生する局部発振器と、無線周波数信号と局部発振器信号とを乗算し、得られたミキサー出力信号を復調信号パスに供給するミキサーとを備え、復調信号パスが、第１のフィルタ出力端子でベースバンド信号を選択する第１のローパス・フィルタを含み、また、ひずみ補正回路は、ミキサー出力信号を二乗し、得られた二乗出力信号をひずみ推定信号パスに供給する二乗回路と、復調信号パスの減算ポイントで、ひずみ推定信号パスに二乗出力信号が供給されることにより発生したひずみ推定信号を減算する信号減算手段と、ひずみ推定信号パスの伝達関数とミキサー出力と減算ポイントとの間の復調信号パスの伝達関数とを等化する適応処理手段とを含む。
【０００６】
ダイレクト・コンバージョン受信機が直交復調器を使用するならば、同相および直交アームの各々にひずみ補正回路を応用できる。
【０００７】
本発明の一実施の形態では、信号減算ポイントはミキサーと第１のローパス・フィルタとの間にある。
【０００８】
別の実施の形態では、ひずみ推定信号パスは第２のローパス・フィルタを更に含み、信号減算ポイントは第１のフィルタ出力端子にある。
【０００９】
好ましくは、減算ポイントにおけるひずみ推定信号の減算はエラー信号を発生し、また、適応処理手段は、エラー信号を最小にすることによって前記伝達関数を等化するように働く。
【００１０】
適応処理手段は、ｎタップ適応リニア結合器でもよい。
【００１１】
ｎタップ適応リニア結合器は、好ましくは、最小二乗平均エラー・アルゴリズムを実施する。
【００１２】
適応処理手段は、デジタル信号処理によって実現できる。
【００１３】
ひずみ補正回路は、減算ポイントの前で復調信号パスに遅延を導入する遅延手段を更に含んでもよい。
【００１４】
適応リニア結合器は、複数の前記タップの重みを調節するための少なくとも１つの第１の重み更新係数を含んでもよい。
【００１５】
適応リニア結合器は、復調信号パスのＤＣオフセットを最小にするためにＤＣタップを含んでもよい。
【００１６】
この場合には、適応リニア結合器は、ＤＣタップの重みを別個に調節するための第２の重み更新係数を更に含んでもよい。
【００１７】
下記の説明では、本発明のひずみ補正回路の種々の特徴についてより詳細に説明する。本発明の理解を容易にするために、説明は、ひずみ補正回路が好ましい実施の形態で示されている添付図面を参照してなされる。本発明のひずみ補正回路は添付図面に示された好ましい実施の形態のみに限定されるものではないことが理解されるべきである。
【００１８】
図１を参照すると、局部発振器２とミキサー３とそれに続くローパス・フィルタ４とを含むダイレクト・コンバージョン受信機１の全体が示されている。ダイレクト・コンバージョン受信機は、ミキサー入力端子の第１の端子で変調無線周波数キャリア信号を受信するようになっている。局部発振器２によって発生された局部発振器信号は、ミキサー入力端子の他方の端子へ印加される。ミキサー３は、変調無線周波数キャリア信号と局部発振器信号とを乗算し、得られた乗算信号ｖをミキサー出力端子に供給する。ローパス・フィルタ４は、ミキサー３の出力に接続された入力を有する。局部発振器信号と変調無線周波数キャリア信号との乗算は、キャリア信号の周波数シフトをもたらし、その周波数が局部発振器信号周波数とキャリア周波数との和である信号成分と、その周波数が局部発振器信号周波数とキャリア周波数との差である信号成分とを発生する。ホモダイン受信機では、局部発振器周波数とキャリア周波数とはほぼ同じであるので、「差」信号成分はキャリア信号から変調を有効に取り除く。「差」信号は、所望チャンネルの再生ベースバンド信号である。ローパス・フィルタ４は、ベースバンドで所望チャンネルを通過させ、「和」信号成分を除去し、混合プロセスでダウンコンバートされた他の隣接および近接チャンネルを除去する。そうする際に、ローパス・フィルタ４は、ダイレクト・コンバージョン受信機のチャンネル選択度条件のいくつかを満たす。
【００１９】
バンド内ひずみ積またはＤＣレベル変化は、再生ベースバンド信号のひずみとなる。すべての周波数変換された妨害信号は、ローパス・フィルタ４より前に存在する。これらの妨害信号は、ひずみ、特に、この場合には二次相互変調妨害を生じさせる極めて大きい信号を含む。これらの極めて大きい信号のエンベロープおよび変調成分は、ミキサー３によって実行されるダウンコンバージョンで保存される。
【００２０】
このひずみを最小にするために、ひずみ補正回路５が設けられている。主ひずみ特性をほぼ再現する非線形回路を予めフィルタ処理された信号ｖが通過することにより、オフセット補正回路は補正信号ｗまたはｘを発生する。二次相互変調ひずみの推定を発生するために、ミキサー出力信号を二乗する二乗回路６が使用される。二乗回路の出力は、望ましくない妨害の効果をキャンセルするために復調信号パスから減算される前に、適当な利得スケーリング手段７を通過するようにフィード・フォーワードされる。
【００２１】
ミキサー３からの出力信号ｖは、ミキサー出力信号ｖから不要バンド外信号を除くローパス・フィルタ４を含む復調信号パス８に供給される。同様に、二乗出力信号ｖ2はひずみ推定信号パス９に供給される。
【００２２】
本発明の第１の実施の形態では、ひずみ推定信号ｗはミキサー３と第１のローパス・フィルタ４との間のポイントで復調信号パス８から減算される。この例では、減算手段１０はローパス・フィルタ４の入力の前でひずみ推定信号ｗをミキサー出力信号ｖから減算する。このような構造は、有利なことに、ローパス・フィルタ４がチャンネル選択とひずみ推定信号ｗの二乗処理からの不要バンド外積の除去との両方のタスクを実行することを可能にする。
【００２３】
しかしながら、多くのホモダイン構造の受信機はミキサーの直後にフィルタを置いており、この場合には、ひずみ推定信号は、フィード・フォーワードされ、ローパス・フィルタ４の後で復調ベースバンド信号から減算される。この場合には、ひずみ推定信号ｗから不要な積および高調波を除くとともに、第１のローパス・フィルタ４の伝達関数をひずみ推定信号パス９に導入するために、ひずみ推定信号パス９に第２のローパス・フィルタ１１を設けてもよい。
【００２４】
ダイレクト・コンバージョン受信機の利得，周波数応答およびひずみ特性は、温度とともにかつ回路ごとに変わり得るので、利得スケーリング手段およびローパス・フィルタ１１がダイレクト・コンバージョン受信機の作動中に適応的に調節されることが望ましい。したがって、利得スケーリング手段７および／またはローパス・フィルタ１１の調節は、ミキサー３の出力とひずみ推定信号が復調ベースバンド信号から減算される点との間でひずみ推定信号パス９の伝達関数と復調信号パス８の伝達関数とを等化するように働く適応処理手段によって実現され得る。ＴＤＭＡシステムでは、２つのフィルタ間のミスマッチングが、ひずみ推定信号パスの遅延および立上り時間ミスマッチによる妨害信号によって生じるバーストの立上りおよび立下り時間に短期間スプラッシュをもたらすことに留意すべきである。次に、オフセット補正回路５の作動の分析を行う。
【００２５】
ダイレクト・コンバージョン受信機１の入力信号は、無線周波数変調ベースバンド信号ｍ(ｔ)ｃｏｓ(ωcｔ)とある周波数オフセットω0のジャミング信号ａ(ｔ)ｃｏｓ((ωc＋ω0)ｔ)とからなる。ａ(ｔ)のスペクトルは、ｍ(ｔ)のスペクトルにオーバーラップしない。通常、ａ(ｔ)は隣接チャンネルの１つまたは受信機フロントエンド選択度回路を通過する任意の他の強力な信号であろう。したがって、入力信号ｕは次の式で表示される。
【００２６】
【数１】
ミキサー３を通過した後、それは局部発振器（ＬＯ）のポートで信号ｒ(ｔ)と乗算される。信号ｒ(ｔ)は、コサイン波とＬＯパスにリークされた入力信号ｕ(ｔ)の一部とからなる。リーク・パスは、利得ｋ2＜＜１を有し、二次相互変調（ＩＭ２）ひずみを生じさせ得る原因の１つである。したがって、信号ｒは次のように示される。
【００２８】
【数２】
ミキサー３の出力での信号は次のようになる。
【００３０】
【数３】
ここで、ωｃよりも高い周波数を有する項はフィルタによって除かれたものと仮定する。第１項はミキサーからの所望信号であり、第２項は、ω0のキャリア周波数における妨害信号であり、通常はローパス・フィルタ４によるその後のフィルタリングによって除去される。第３項および第４項は、ｍ(ｔ)のバンド幅の２倍までのバンド幅を有するベースバンド信号であり、したがって、それらはジャミングの潜在的発生源である。最終項は、項２の同じ周波数での所望信号と妨害信号との間のクロス変調を示す。
【００３２】
（０．５ｋ2｜ａ(ｔ)｜2）によって支配される二次相互変調ジャミング信号が復調ベースバンド信号（Ｒｅ(ｍ(ｔ))）と同じような大きさとなるようなｍ(ｔ)が小さくａ(ｔ)が大きいときに、ジャミングが生じる。ジャミング効果は、妨害信号の振幅の二乗で増加する。
【００３３】
ｖ(ｔ)における主要信号は第２項であるので、ジャミング信号のキャンセルが可能である。したがって、二乗回路の主出力は次のようになる。
【００３４】
【数４】
ひずみ推定信号がローパス・フィルタ４によるフィルタリングの後に減算される本発明の実施の形態では、第２のローパス・フィルタ１１によってフィルタリングし、ジャミング信号をキャンセルするようにフィード・フォワードしてｇ2だけスケーリングされ得る第１項を残すことによって、オフセット周波数の２倍での第２項を除くことができる。
【００３６】
【数５】
したがって、信号ｘを減算した後のローパス・フィルタ４の出力は次のとおりである。
【００３８】
【数６】
ｋ2と等しくなるようにｇ2を調節すると、ｋ2ｍ(ｔ)2は他の項と比較してかなり小さいので、上記のような式が得られる。
【００４０】
利得スケーリング手段７の係数ｇ2は、デジタル信号処理を使って実行され得る適応処理手段によって実現できる。これらの重みを変更するのに使用された信号は、ひずみ推定信号と復調ベースバンド信号との間の二乗平均誤差から考えられる。これらの重みは、この誤差を最小にするように調節される。
【００４１】
図２は、かかる装置の第１の実施の形態を示す。この図では、図１に示された回路と動作的に同じである、局部発振器２２，ミキサー２３およびローパス・フィルタ２４を有するダイレクト・コンバージョン受信機２１が示されている。ミキサー２３の出力に接続された二乗回路２６を含むひずみ補正回路２５が示されている。ローパス・フィルタ２７がミキサー２６の出力に接続されている。
【００４２】
利得スケーリング手段７の係数ｇ2は相関技術を使って調節できる。ローパス・フィルタ２７の出力でのひずみ推定信号は、調節が完全であるとき、減算されたひずみ推定値で復調ベースバンド信号と相関されるべきでない。残留相関を使って係数ｇ2を調節し、キャンセルが完全なときにダイレクト・コンバージョン受信機の出力信号ｙの平均二乗値が最小となることに着目することにより、ひずみ推定信号パスの伝達関数とミキサー出力と減算点との間の復調信号パスの伝達関数とを等化することができる。最小二乗，ＲＬＳおよびＬＭＳアルゴリズムを含む多数の調節方法がこのタイプの問題に対して可能である。しかしながら、ひずみ推定信号パスにＤＣオフセットが存在し、（無線周波数入力ポートへの局部発振器リークによって生じる）ミキサー出力信号にＤＣが存在する場合には、相関は誤った出力を発生することがある。二次相互変調ひずみを最小にするようにｇ2を最適に調節することは、ＤＣ成分を除去する最適調節に対応しにくい。最小二乗平均アルゴリズムは、妥協した解決案を提供し、一部のＤＣおよび一部の二次相互変調ひずみがダイレクト・コンバージョン受信機の出力信号ｙに残留し得ることが判っている。ＤＣおよび二次相互変調ひずみの双方をキャンセルすべき場合には、別個のＤＣキャンセル係数が必要である。ＤＣオフセットを補正する他の方法も可能である。
【００４３】
図２に示された適応処理手段２８は、ＬＭＳアルゴリズムを使った適応リニア結合器によって実現される。この図示した例では、適応リニア結合器２８は、ローパス・フィルタの出力に直列に接続された６つの遅延素子２９〜３４を含む。７つの別個の入力サンプル値３５〜４１が適応リニア結合器からタップ出力されている。各タップにおける信号の利得すなわち重みは係数４２〜４８によって決定される。タップ出力された信号は加算器４９によって加算される。適応リニア結合器２８はまた、変調信号パスのＤＣオフセットを最小にするためにＤＣタップ５０を含むとともに、ＤＣタップ信号の利得を調節する係数すなわち重み５１を含む。ＤＣタップ５０からの信号も、加算器４９によって他のタップ信号と加算される。重み４２〜４８およびＤＣ重み５１にそれぞれ小さい調節値を加えるために、２つの等化器係数μx，μdcが提供される。更新係数のステップサイズは、適応リニア結合器の収束レートだけでなくその安定性および精度も決定する。
【００４４】
加算器４９の出力に発生されたひずみ推定信号は、減算回路５２によって、ローパス・フィルタ２４の出力における復調ベースバンド信号から減算される。
【００４５】
減算中にひずみ推定信号と復調ベースバンド信号とを同期化するために、ひずみ推定信号の減算点の前で、復調信号パスに遅延手段５３を導入してもよい。好ましくは、復調信号パス内に導入された遅延は、等化器２８によってひずみ推定信号パスに導入された遅延のほぼ半分に等しい。換言すれば、等化器２８にある遅延素子の数の約半分の数の遅延素子を復調信号パスに導入する。
【００４６】
図３は、図２に示された等化器２８のより詳細な図を示す。ローパス・フィルタ２７の出力からのひずみ推定信号ｘは、理想的には、良好にキャンセルするためには復調ベースバンド信号ｓのひずみと一致する振幅および位相を有するべきである。ｎタップ等化器２８は、図１に示された利得スケーリング回路７の機能と、ひずみ推定信号パスの伝達関数とミキサーの出力と減算ポイントとの間の復調信号パスの伝達関数との必要な等化とを有効に組み合わせる。一般的に言えば、ミスマッチがローパス・フィルタ２４とローパス・フィルタ２７との間で生じ、ミスマッチが悪くなればなるほど、等化器にはより多くのタップが必要となる。他方、２つの信号パスの伝達関数が利得を除いて等しければ、１つのタップだけが必要であり、これは図１の利得スケーリング回路７の機能および動作だけを実行する。
適応リニア結合器２８によって実行されるＬＭＳアルゴリズムは、次の演算を行うことによってダイレクト・コンバージョン受信機出力信号ｙの値を計算して進行する。
【００４７】
【数７】
等化器係数を次に示すように更新する。
【００４９】
【数８】
次に、遅延素子２９〜３４の下方へ順にデータをシフトし、新しい入力サンプルを取り込む。
【００５１】
アナログひずみ推定信号ｘおよびローパス・フィルタ２４の出力にある復調ベースバンド信号をアナログ／デジタル・インターフェース５４にあるアナログ／デジタル・コンバータによってデジタル化し、デジタル信号処理を使って適応リニア結合器の機能を実行すると理解すべきである。しかしながら、本発明の他の実施の形態では、アナログ手段によって等化機能を実現できる。
【００５２】
本発明の１つの実験例では、２つのローパス・フィルタ２４，２７は２０ｋＨｚのカットオフ周波数を有し、また、ＤＳＰサンプル・レートは４８ｋＨｚに設定された。受信機出力信号ｙのサンプルを記憶したのち、解析およびＦＦＴ処理のためにパソコンにダウンロードした。ギルバート・セル・デバイスが二乗関数を実行した。最初のテストでは、所望チャンネルから６ＭＨｚだけ離間した、ｕに対する２トーン妨害信号を使用した。これらトーンは、４ｋＨｚのビート周波数を与えるように、２ｋＨｚだけ分離されていた。図４は、４ｋＨｚ二次相互変調（ＩＭ２）ひずみ信号（入力と称する。）の振幅と２トーン妨害信号のピーク強度との関係をプロットしたものである。４次相互変調（ＩＭ４）（８ｋＨｚ）および６次相互変調（ＩＭ６）（１２ｋＨｚ）の項もプロットされており、これらの項は、妨害が極めて大きいとき（このデバイスでは−２３ｄＢｍ）に、支配的になった。キャンセラーを附勢すると、図５から判るように、ＩＭ２信号はキャンセルされてノイズ・フロアに近くなる。ジャミング・マージンの増加は所望信号のバンド幅に依存する。例えば、ＤＡＭＰＳ信号は１５ｋＨｚのベースバンド・バンド幅（３０ｋＨｚのＲＦバンド幅）を必要とし、この実験的セットアップの使用は−１１５．５ｄＢｍ（入力と呼ぶ。）のノイズ・パワーを発生するであろう。−３５ｄＢｍの妨害信号は、キャンセラー（図３の上部）なしでは同じパワー（−１１５．５ｄＢ）のジャミング信号を発生するが、キャンセラー（図３の底部）を用いると−２３ｄＢｍの妨害信号を許容できる。これは１２ｄＢ（すなわち、１００ｋＨｚＧＳＭバンド幅に対し８ｄＢ）の改善である。より狭いバンド送信すなわち低ノイズ指数を有する受信機フロント・エンドに対しては、より大きい改善が得られるであろう。
【００５３】
しかしながら、単一セット周波数に対してキャンセルをセットアップすることは容易であるので、２トーン妨害信号はダイナミック変化を良好にテストしない。ＩＭ２信号でより高いスペクトル内容を発生するテスト信号が望ましい。実施された次のテストは、ＴＤＭＡ環境を真似て、推奨されたＧＳＭ時間長，立上り時間および立下り時間を使用したキャリアのバーストの使用を含む。波形図は、バーストが存在するときのＤＣレベルでのＩＭ２発生変化を示す。図６は、補正しない場合の受信機出力信号ｙ（図２）の波形を示し、ＤＣオフセットおよびＩＭ２変化の双方が存在する。このシステムでは、ＩＭ２はＤＣレベルを負に変化させる。図７はＤＣレベルの補正しか示しておらず、バーストが存在するときにはＤＣレベルのディップが顕著なままである。図８は、１タップだけを使ったＤＣおよびＩＭ２補正を示す。立上りおよび立下り時間が生じるときのようなジャミング信号が高速の変化をする場合はいつでも、非等化パスはひずみのスプラッシュを生じさせる。７タップ等化器を追加すると、これらのスプラッシュは図９に示されるように低減するが、キャリア・バーストが存在するときには、ノイズ・レベルの若干の増加がまだ明らかである。このことは、アナログ・フロント・エンド回路からのノイズ指数の増加によって生じるようである。タップ数を多くするにつれ、等化性能は高まるが、既知のＬＭＳ理論と一致して適応係数μを低減しなければならないので、収束はより低速となる。
【００５４】
図１０を参照すると、本発明によるひずみ補正回路を用いたダイレクト・コンバージョン受信機の別の例が示されている。ダイレクト・コンバージョン受信機６０は、ＲＦ増幅器６１と、受信機入力信号の２つのコピーを発生する信号分割器６２とを含む。各分割信号はミキサー６３，６４に供給される。局部発振器６５は９０度分割器６６に信号を供給され、分割器６６は位相が直交する局部発振器信号をミキサー６３，６４の各々に供給する。図示した例では、ミキサー６３の出力は直交出力信号パスを画定し、一方、ミキサー６４の出力は同相出力信号パスを画定する。ローパス・フィルタ６７，６８がミキサー６３，６４の出力端子にそれぞれ接続されている。図１０に示された直交復調器の各アームは図１のダイレクト・コンバージョン受信機１と同じように作動する。
【００５５】
ひずみ補正回路６９がミキサー６３の出力と直交アームの信号減算ポイント７１との間に接続されている。同様に、ひずみ補正回路７０がミキサー６４の出力と同相アームの信号減算ポイント７２との間に接続されている。ひずみ補正回路６９，７０はともに、先に述べたように機能する。
【００５６】
本発明はダイレクト・コンバージョン受信機のひずみ性能を改善する上で有効なポストひずみキャンセルを提供することが、上記記載から理解できよう。本発明のひずみ補正回路は、復調ベースバンド信号パスとひずみ推定信号パスとがダイナミック条件下で良好な性能を示すように等化された伝達関数を有することを条件に、ホモダイン受信機で顕著な二次相互変調ひずみをキャンセルするのに二乗関数を使用する。
【００５７】
最後に、特許請求の範囲に記載した本発明の範囲から逸脱することなくオフセット補正回路について種々の変形および／または追加を行うことができると理解すべきである。例えば、先に述べた本発明の実施の形態はダイレクト・コンバージョン受信機におけるひずみを補正するように働くが、本発明は、二次相互変調ひずみ信号が中間周波数信号に影響を与えるような低中間周波数を使用する受信機での使用にも適する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるひずみ補正回路を含むダイレクト・コンバージョン受信機の第１の実施の形態の略図である。
【図２】 本発明によるひずみ補正回路を含むダイレクト・コンバージョン受信機の第２の実施の形態の略図である。
【図３】 図２に示されたひずみ補正回路のｎタップ適応リニア結合器の詳細図である。
【図４】 本発明のひずみ補正回路によって提供される二次相互変調ひずみ補正を行わないときの、ダイレクト・コンバージョン受信機の、入力信号に関連した相互変調信号強度と妨害信号ピーク・パワーとの関係を示すグラフである。
【図５】 本発明のひずみ補正回路によって提供される二次相互変調ひずみ補正を行うときの、ダイレクト・コンバージョン受信機の、入力信号に関連した相互変調信号強度と妨害信号ピーク・パワーとの関係を示すグラフである。
【図６】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図７】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図８】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図９】 ＴＤＭＡ環境におけるキャリアのバーストによって生じるダイレクト・コンバージョン受信機におけるＤＣレベルの二次相互変調ひずみによって発生される変化を示すグラフである。
【図１０】 ベースバンドへのダイレクト・コンバージョンまたは低中間周波数へのコンバージョンのいずれかに使用できる、本発明によるオフセット補正回路を含む直交復調器を使用した受信機の略図である。
Claims (11)
- ダイレクト・コンバージョン受信機が、局部発振器信号を発生する局部発振器と、無線周波数信号と局部発振器信号とを乗算し、得られたミキサー出力信号を復調信号パスに供給するミキサーとを備え、前記復調信号パスが、第１のフィルタ出力端子におけるベースバンド信号を選択する第１のローパス・フィルタを含む、ダイレクト・コンバージョン受信機用のひずみ補正回路であって、
前記ひずみ補正回路が、
前記ミキサー出力信号を二乗し、得られた二乗出力信号をひずみ推定信号パスに供給する二乗回路と、
前記復調信号パスの減算ポイントで、前記ひずみ推定信号パスに前記二乗出力信号が供給されることにより発生したひずみ推定信号を減算する信号減算手段と、
前記ひずみ推定信号パスの伝達関数と前記ミキサー出力と前記減算ポイントとの間の前記復調信号パスの伝達関数とを等化する適応処理手段と、
を備える、
ひずみ補正回路。 - 前記信号減算ポイントが、前記ミキサーと前記第１のローパス・フィルタとの間にある、請求項１記載のひずみ補正回路。
- 前記ひずみ推定信号パスが、第２のローパス・フィルタを更に含み、前記信号減算ポイントが、前記第１のフィルタ出力端子にある、請求項１記載のひずみ補正回路。
- 前記減算ポイントにおける前記ひずみ推定信号の減算が、エラー信号を発生し、前記適応処理手段が、前記エラー信号を最小にすることによって前記伝達関数を等化するように働く、請求項１から３のいずれかに記載のひずみ補正回路。
- 前記適応処理手段が、ｎタップ適応リニア結合器である、請求項１から４のいずれかに記載のひずみ補正回路。
- 前記ｎタップ適応リニア結合器が、最小二乗平均エラー・アルゴリズムを実行する、請求項５記載のひずみ補正回路。
- 前記適応処理手段が、デジタル信号処理によって実現される、請求項５または請求項６記載のひずみ補正回路。
- 前記減算ポイントの前で、前記復調信号パスに遅延を導入する遅延手段を更に含む、請求項５〜７のいずれかに記載のひずみ補正回路。
- 前記適応リニア結合器が、複数の前記タップの重みを調節する少なくとも１つの第１の重み更新係数を含む、請求項５〜８のいずれかに記載のひずみ補正回路。
- 前記適応リニア結合器が、前記復調信号パスのＤＣオフセットを最小にするためにＤＣタップを含む、請求項５〜８のいずれかに記載のひずみ補正回路。
- 前記適応リニア結合器が、複数の前記タップの重みを調節する少なくとも１つの第１の重み更新係数と、前記復調信号パスのＤＣオフセットを最小にするためのＤＣタップと、前記ＤＣタップにおける前記重みを別々に調節する第２の重み更新係数を含む、請求項５から８いずれかに記載のひずみ補正回路。
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