JP2017517945A - パラメトリックフィルタを使用して混合を改善する第１隣接キャンセラ（ｆａｃ） - Google Patents

Abstract

【解決手段】無線信号の処理方法であって、当該方法は、デジタル変調された複数のサブキャリアを上側及び下側の側波帯に含むＦＭ帯域内オンチャネル無線信号を受信する工程と、ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号をサンプリングして、上側及び下側の側波帯における所望の一方とＦＭ干渉波の組み合わせの複素デジタルサンプルを含む入力信号を生成する工程と、ノッチフィルタリングにより第１の信号からＦＭ干渉波成分を除去して、ノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、ノッチフィルタリング済み信号を重み付けして、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、パラメトリックフィルタを使用して入力信号をフィルタリングして、パラメトリックフィルタリング済み入力信号を生成する工程と、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタリング済み入力信号とを結合して出力信号を生成する工程と、を含む。この方法を実装している無線受信機も含まれている。【選択図】図３

Description

本発明は、帯域内オンチャネル無線信号を受信及び処理する方法及び装置に関しており、より具体的には、隣接無線チャネルにおけるＦＭ信号のからの干渉の影響を低減する方法及び装置に関する。

アイビクイティデジタルコーポレイション（iBiquity Digital Corporation）のＨＤラジオ（登録商標）システムは、現在のアナログ振幅変調（ＡＭ）及び周波数変調（ＦＭ）無線から完全なデジタル帯域内オンチャネル（digital in-band on-channel）（ＩＢＯＣ）システムへのスムーズな進化ができるように設計されている。このシステムは、既存の中波（ＭＦ）及び高周短波（ＶＨＦ）の無線帯域において、地上局の送信機（terrestrial transmitter）からモバイル、ポータブル、及び固定の受信機にデジタルオーディオ及びデータサービスを提供する。

ＩＢＯＣ信号は、複数のデジタル変調サブキャリアと組み合わされたアナログ変調キャリアを含むハイブリッド形式、又は、アナログ変調キャリアが使用されていない完全デジタル形式で伝送できる。ハイブリッド形式を使用することで、放送局は、より高品位でよりロバストなデジタル信号を同時に用いてアナログＡＭ及びＦＭの送信を継続しながら、現在の周波数割り当てを維持しつつ、聴取者がアナログからデジタル無線に転換することを可能とする。ＩＢＯＣハイブリッド及び完全デジタル波形は、米国特許第７，９３３，３６８号にて説明されており、当該特許は、引用により本明細書に組み込まれる。

隣接無線チャネルからの信号は、ハイブリッドＩＢＯＣ信号のデジタル変調キャリアと干渉し得る。第１隣接キャンセラ（ＦＡＣ）技術は、ＦＭ放送帯域におけるＨＤラジオ信号のデジタル側波帯への第１隣接ＦＭの干渉の影響を緩和するために使用できる。

本発明の１つの態様では、無線信号の処理方法は、デジタル変調された複数のサブキャリアを上側及び下側の側波帯に含むＦＭ帯域内オンチャネル無線信号を受信する工程と、ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号をサンプリングして、上側及び下側の側波帯の所望の一方とＦＭ干渉波（interferer）との組合せである複素デジタルサンプルを含む入力信号を生成する工程と、ノッチフィルタリングにより第１の信号からＦＭ干渉波成分を除去して、ノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、ノッチフィルタリング済み信号を重み付けして重み付けされたノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、パラメトリックフィルタを使用して入力信号をフィルタリングして、パラメトリックフィルタリング済み入力信号を生成するため工程と、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタリング済み入力信号とを結合して、出力信号を生成する工程と、を含む。

本発明の別の態様では、無線受信機は、デジタル変調された複数のサブキャリアを上側及び下側の側波帯に含むオリジナルのＦＭ帯域内オンバンド無線信号を受信する入力と、処理回路とを含んでおり、前記処理回路は、ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号をサンプリングして、上側及び下側の側波帯の所望の一方とＦＭ干渉波との組み合わせの複素デジタルサンプルを含む入力信号を生成し、ノッチフィルタリングにより第１の信号からＦＭ干渉波成分を除去してノッチフィルタリング済み信号を生成し、ノッチフィルタリング済み信号を重み付けして重み付けされたノッチフィルタリング済み信号を生成し、パラメトリックフィルタを使用して入力信号をフィルタリングしてパラメトリックフィルタリング済み入力信号を生成し、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタリング済み入力信号とを結合する。

図１は、ハイブリッドＦＭＩＢＯＣ信号と２つの隣接チャネルの信号の概略図である。

図２は、ＦＭＩＢＯＣ受信機の簡略化した機能ブロック図である。

図３は、分離フィルタの機能ブロック図である。

図４は、ＤＣに向かってシフトした上側及び下側の側波帯信号の周波数のグラフである。

図５は、第１隣接キャンセラの機能ブロック図である。

図６は、パラメトリックＦＡＣ混合（blend）フィルタを備えた分離フィルタの機能ブロック図である。

図７は、１／４間引きサンプルレート（decimate-by-4 sample rate）である別の第１隣接キャンセラの機能ブロック図である。

図８は、１／４間引きサンプルレートである別の第１隣接キャンセラの機能ブロック図である。

図９は、第１隣接キャンセラで処理された信号とバイパス信号とを混合する最大比合成を示す機能ブロック図である。

以下で説明される方法及び装置の様々な実施形態は、オリジナルの入力信号の少なくとも一部とＦＡＣ処理された信号の混合を重み付けすることで、第１隣接キャンセラ（ＦＡＣ）の性能を改善する。

第１隣接キャンセラは、ＩＢＯＣ信号におけるスペクトル的に同じ一次デジタル側波帯への第１隣接（first-adjacent）アナログＦＭの干渉の影響を緩和する。第１隣接アナログ部分とＩＢＯＣ信号のデジタル変調部分とで起こり得るスペクトルの重なりが、図１に示されている。図１は、第１チャネル１２におけるハイブリッドＦＭＩＢＯＣ信号１０の概略図であって、当該第１チャネル１２は、中心周波数ｆ_０から約±２００ｋＨｚに広がっている。信号１０は、アナログ変調キャリア１４と、下側の一次側波帯１６及び上側の一次側波帯１８（本明細書ではデジタル側波帯とも称される）における複数のデジタル変調サブキャリアとを含む。各側波帯は、直交周波数分割変調を使用してデジタル信号で変調された複数のサブキャリアを含む。下側及び上側の隣接チャネルは、チャネル１２の中心に対して−２００Ｈｚ及び＋２００Ｈｚの位置に中心を有する。図１は、チャネル１２の中心から−２００Ｈｚの位置に中心を有する下側の第１隣接アナログＦＭ干渉波２０と、チャネル１２の中心から＋２００Ｈｚの位置に中心を有する上側の第１隣接アナログＦＭ干渉波２２とを示す。下側の第１隣接アナログＦＭ干渉波２０は、下側の一次デジタル側波帯の少なくとも一部と重なって、その側波帯のサブキャリアと干渉する。同様に、上側の第１隣接アナログＦＭ干渉波２２は、上側の一次デジタル側波帯の少なくとも一部と重なって、その側波帯のサブキャリアと干渉する。

更なるＩＢＯＣＤＡＢハイブリッド及び完全デジタル波形については、米国特許第７，９３３，３６８号に記載されており、当該特許は、引用により本明細書に組み込まれる。図１ではアナログ変調信号のＦＭスペクトルが三角形で示されているが、それらのスペクトルは、より正確にはベル型として特徴付けられることは当業者によって認識されるであろう。

図２は、ＦＭＩＢＯＣ受信機１００の簡略化した機能ブロック図であり、米国特許第７，２２１、９１７号に記載の受信機の一部を示している。アンテナ１０２は、帯域内オンチャネルデジタルオーディオ放送信号を受信する手段として機能する。当該デジタルオーディオ放送信号は、アナログ変調ＦＭキャリアの形と複数のＯＦＤＭデジタル変調サブキャリアとの形態で対象の信号を含んでおり、当該サブキャリアは、アナログ変調ＦＭキャリアに対して下側及び上側の側波帯に位置している。受信機は、周知の技術に従って構成されたフロントエンド回路１０４を含む。フロントエンド回路からのライン１０６の信号は、局部発信回路１１２からのライン１１の信号とミキサ１０８において合成されて、ライン１１４の中間周波数（ＩＦ）信号が生成される。ＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１１６を通過し、その後、アナログ／デジタル変換器１１８によってデジタル化される。デジタルダウンコンバータ１２０は、コンポジット信号の同相及び直交ベースバンド成分を生成する。コンポジット信号はその後、ＦＭ分離フィルタ１２２によって、ライン１２４のアナログＦＭ成分と、ライン１２６及び１２８の上側及び下側の側波帯成分とに分離される。アナログＦＭステレオ信号は、図示のようにブロック１３０においてデジタル復調及び逆多重化されて、ライン１３２のサンプリングされたステレオオーディオ信号が生成される。

上側及び下側の側波帯は、分離フィルタの後、初めに別々に処理される。ライン１２６のベースバンド上側側波帯信号と、ライン１２８のベースバンド下側側波帯信号とは、ブロック１３４及びブロック１３６として図示した第１隣接キャンセラによって別々に処理されて、第１隣接干渉の影響が低減される。ライン１３８及びライン１４０の処理結果の信号は、図示のようにブロック１４２及びブロック１４４にて復調される。復調後、上側及び下側の側波帯は後続の処理のために結合され、デフレーマ（deframer）１４６によってデフレーム化される（deframed）。次に、信号は、図示のようにブロック１４８によって、ＦＥＣデコード及びデインターリーブされる。オーディオデコーダ１５０は、オーディオ信号を復元する。ライン１５２のオーディオ信号は、図示のようにブロック１５４において遅延を付与されるので、ライン１５６のステレオ信号は、ライン１３２のサンプリングされたアナログＦＭステレオ信号と同期する。次に、ステレオ信号とサンプリングされたＦＭステレオ信号とは、図示のようにブロック１５８において混合されて、ライン１６０の混合オーディオ信号が生成される。

本発明の一態様では、ＦＡＣにおける改善は、所望のデジタル側波帯及びＦＭ干渉波の推定相対レベルによって制御されるパラメトリックフィルタを使用することで達成される。このフィルタは、第１隣接ＦＭ干渉波の中心（即ち、＋２００Ｈｚ）付近のデジタルサブキャリアが内側の（＋１００Ｈｚに近い）サブキャリアよりも抑制される（suppressed）ように周波数成形されている（frequency-shaped）。これは、より高いベル型干渉パワースペクトル密度が干渉波の中心周波数付近に集中している、隣接チャネルＦＭ干渉波の周波数依存干渉特性に対応している。さらに、この実装は、操作の幾つかをベクトル化することによって、以前の実装よりも単純さと効率を向上させている。以下に説明するように、以前のＦＡＣ実装の再帰ＩＩＲフィルタを非再帰フィルタ（即ち、ＦＩＲベクトル加算）で置き換えることで、デジタル信号プロセッサにおいてより効率的な実装が可能になる。

本発明の一実施形態では、第１隣接キャンセラは、受信機の分離フィルタセクションに組み込まれている。図３は、上側及び下側のデジタル側波帯を分離するための分離フィルタを備えたＨＤラジオ受信機の一部についての高度なブロック図である。分離フィルタは、（ハイブリッドＩＢＯＣ波形の）アナログＦＭ信号又は（完全デジタルＩＢＯＣ波形の）二次デジタルサブキャリアから上側及び下側の一次デジタル側波帯を分離する。この分離は、後続の効率的な処理のためにアナログＦＭ信号及びデジタル側波帯がより低いレートでサンプリングされることを可能としており、どちらのデジタル側波帯でも独立した信号取得とＦＡＣ処理を可能にする。図３では、全ての信号は、複素数である。

図３の例では、サンプルレートが７４４．１８７５ｋｓｐｓである入力信号が、ライン１７０に供給される。ハーフクォーター（halfquarter）ＦＩＲフィルタ１７２は、入力信号のアナログ変調部分をフィルタリングして、ＦＭ出力を生成する。ＦＭ出力は、図示のようにブロック１７６において遅延を付与された入力信号から、結合器１７４にて減算される。これは、信号をライン１７８に生成し、受信したＩＢＯＣ信号のデジタル変調サブキャリアに信号を表している。スイッチ１８０は、デジタル入力信号又はフィルタリングされたＦＭ信号をハーフバンドＦＩＲフィルタ１８２に接続し、ライン１８４の二次完全デジタル信号又はライン１８６のサンプリングされたＦＭ信号を生成する。

ライン１７８の信号は、図示のようにヒルベルトＦＩＲフィルタ１８８、１／２間引きブロック１９０、ディレイ１９２及びディレイ１９４、並びに結合器１９６によって、上側及び下側のデジタル側波帯信号に分離される。上側のデジタル側波帯信号は、図示のように乗算器１９８によって周波数シフトされ、上側の側波帯の第１隣接キャンセラ２００に渡される。下側のデジタル側波帯信号は、図示のように乗算器２０２によって周波数シフトされ、下側の側波帯の第１隣接キャンセラ２０４に渡される。

第１隣接キャンセレーションの後、上側及び下側の側波帯信号は、ハーフバンドＦＩＲフィルタ２０６及び２０８をそれぞれ通過して、ライン２１０の上側の側波帯信号とライン２１２の下側の側波帯信号が生成される。上側側波帯プレアクイジションフィルタ（preacquistion filter）２１４及び下側側波帯プレアクイジションフィルタ２１６も含められている。

図３の例では、図３の分離フィルタは約３７２ｋＨｚの複素サンプルレートで動作し、上側及び下側の一次デジタル側波帯を独立して処理する。複素ベースバンドデジタルサンプルは、通常のＩＢＯＣ無線受信チューナモジュールから、毎秒７４４，１８７．５サンプルのレートで分離フィルタに入力される。入力信号は、７４４．１８７５ｋＨｚの複素サンプルレートでサンプリングされたデジタル出力でＨＤラジオチューナモジュールで生成されており、ＦＭアナログ、ＦＭハイブリッド又はＦＭ完全デジタル信号から得られる。入力通過帯域は、ＦＡＣ処理に対応するために、中心周波数の何れかの側で概ね±２７５ｋＨｚに渡っているべきである。

一次側波帯分離フィルタは、直線位相と通過帯域特性と整合する最小出力サンプルレートとを持つべきである。拡張された一次側波帯におけるデジタルサブキャリアとＦＡＣ処理をもたらすために、上側及び下側の側波帯の各々は、中心周波数から１００ｋＨｚと２７０ｋＨｚの間に位置する通過帯域を有するべきである。このフィルタは、２段の１／４間引きの出力サンプルレート（１８６．０４６８７５ｋｓｐｓ）を使用して設計できる。ＦＡＣ処理は、３７２ｋｓｐｓのフィルタ段の間で実行され、擬似雑音（noise-like）ＦＡＣアーチファクトのＦＡＣ誘導エイリアシングを緩和する。

図３は、ヒルベルトフィルタの出力サンプルレートが入力サンプルレートの１／２であることを示している。この１／２間引きの結果、ＵＳＢ及びＬＳＢデジタル側波帯信号のフィルタリングが効率的になる。結果として生じるエイリアシングは、デジタルサブキャリアにほとんど影響を与えない。さらに、間引き後のフィルタ出力周波数のスパンは＋１８６ｋＨｚを超える。デジタル側波帯は、何れかの端で約１００ｋＨｚから２００ｋＨｚに渡るので、各端の１４ｋＨｚ（２００−１８６ｋＨｚ）は、フィルタ周波数スパンの反対側の端にエイリアシングされる。

後続の処理のためには、ｄｃ近くに側波帯をセンタリングすることが望ましい。従って、ＦＡＣ処理の前に周波数シフトが側波帯に適用される。一例では、分離されたＵＳＢは、サンプルレートの３／８、即ち−１３９．５ｋＨｚだけ周波数シフトされ、分離されたＬＳＢは、＋１３９．５ｋＨｚだけ周波数シフトされる。これは、起こり得る第１隣接干渉波を、ＵＳＢについては６０．５ｋＨｚに、ＬＳＢについては−６０．５ｋＨｚにシフトする。周波数シフトは、その後に対称（真の）ハーフバンド及びクォータバンドフィルタリングを可能とすることで、複雑さを低減する。

実際には、周波数シフトは、入力ＵＳＢにｅｘｐ（ｊ・π・ｎ・３／４_ｎ）をミキシングすることによって達成される。同様に、入力ＬＳＢは、ｅｘｐ（−ｊ・π・ｎ・３／４_ｎ）によってシフトする。この周波数シフトは、１サイクルあたり８個の複素係数のみの循環ルックアップテーブルに複素フェーザが格納されることを可能とする。周波数シフト後のＦＡＣ入力を、図４に示す。ここで、ＵＳＢは曲線２５０であり、ＬＳＢは曲線２５２である。

ＦＡＣ処理の後には、１／２間引きを行うハーフバンドフィルタが続く。この結果、ＵＳＢとＬＳＢの出力は１８６ｋｓｐｓになる。ＵＳＢ周波数は−１３９．５ｋＨｚだけシフトして、ＬＳＢ周波数は＋１３９．５ｋＨｚだけシフトしたので、得られたデジタル側波帯信号はｄｃ近くに集中している。

＜ＦＡＣの実装＞
ＦＡＣの機能ブロック図が図５に示されている。ライン３００の信号は、ＩＢＯＣ信号のデジタル側波帯の一方（所望の側波帯とも称される）と、第１隣接ＦＭ干渉波と、ノイズの組み合わせであると仮定される。同じＦＡＣが、各デジタル側波帯に別々に適用される。

ＦＡＣ技術は、信号帯域幅全体にノイズを広げるアーチファクトを生成する。他の側波帯の破損を防ぐために、上側及び下側の一次側波帯は別々に処理される。さらに、ＦＡＣアーチファクトは、スペクトル的に同じ一次デジタル側波帯に重大な干渉をもたらす。

第１隣接キャンセレーションは、動的ノッチフィルタを効果的に用いて、瞬時ＦＭキャリアをトラッキング及び排除することで達成される。アナログＦＭ信号の瞬時キャリア周波数は時間とともに変化する。ＦＭ干渉波のフィルタリングを簡単化するために、その瞬時キャリアは大きさ（magnitude）（ＭＡＧ）演算３０２を介してｄｃと合成（ダウンコンバート）されて、入力信号の大きさを表す第１の信号が生成される。これによって、ｄｃノッチフィルタ３０４及び３０６を使用して、ＦＭ干渉を除去することが可能となる。ブロック３０４は、第１の信号の平均の大きさを表す第２の信号を生成する。ブロック３０６は、第１の信号から第２の信号を減算してノッチ振幅信号を生成する。乗算器３１０は、ノッチ大きさ信号を正規化されたバージョンの入力信号と結合して、ノッチフィルタリング済み信号を生成する。瞬時ＦＭ干渉波も正規化されて、正規化された入力信号（ｓｉｇｎｏｒｍ）が生成されて（３０８）、それによって、ノッチフィルタリング済みベースバンド信号を、ダウンコンバージョン３１０の前に入力信号が占める周波数領域に戻すための局部発振器が形成される。

ｄｃノッチフィルタは以下のように実装される。ローパス（平均）フィルタリング３０４は、瞬時ＦＭ干渉波を分離する。平均フィルタリングは、以前の実装のローパスＩＩＲフィルタと置き換わる。この置き換えは、再帰的フィルタリング演算よりも効率的なベクトル処理の実装を可能とする。次いで、分離された干渉波は、ダウンコンバートされた大きさ信号から減算される（３０６）。結果して得られたノッチフィルタ出力は、抽出されたＦＭ干渉をベースバンド入力信号から差し引いたものを含む。次いで、アップコンバートコンポーネント３１０、ノッチされた信号と乗算することによって、ノッチフィルタリング済み信号（即ち、ｓｉｇｎｏｔｃｈ）をそのオリジナルの位相／周波数に戻す。

図５の例では、平均ノッチフィルタ３１２は、ノッチ信号の残りの部分の大きさを推定するために使用される。ｍｅａｎｍａｇ信号及びｍｅａｎｎｏｔｃｈ信号は、デジタル信号とＦＭ干渉波の大きさの比を計算するために使用される。

図５のダイアグラムで実施されるＦＡＣアルゴリズムの動作は、以下のように説明され得る。サンプリングされた入力信号は、振幅（大きさ）と位相の形で、ｓｉｇ_ｎ＝ａ_ｎ・ｅｘｐ（ｊ・φ_ｎ）のように表現できる。これらのサンプルは、便宜上、１つのＯＦＤＭシンボル時間を含む複数の要素の有限ベクトルにわたってインデックスされる。所望のデジタル側波帯信号を加えたコンポジットアナログＦＭ干渉波は更に、以下式のように表現することができる、ここで、ｂ_ｎはＦＭ干渉波の振幅、θ_ｎはＦＭ干渉波の瞬時位相、ｄ_ｎは所望の複素デジタル側波信号である。

更なるノイズ、干渉、又はフェーディングについては、この分析では議論されない。

一般的実装されるサンプルレートが３７２ｋＨｚであると仮定すると、入力ベクトルサイズは、ｎ＝０…１０７９の１０８０個の複素サンプルである。連続するシンボルの複数のサンプルは、同じ範囲にわたって番号が付け替えられるが、別の処理でシンボルの数をトラッキングしながら引き続いて処理される。適切な畳み込みのためにフィルタインパルス応答のスパンがシンボルの端点を超えて広がる場合には、隣接する複数のシンボルから複数のサンプルが必要とされる。この場合、１０７７、１０７８、及び１０７９でインデックスされた直前のシンボルのサンプルは、この説明では便宜上、−３、−２、及び−１として再インテックスされて、例えば、同様に、次のシンボルにおける最初の複数のサンプルは、１０８０、１０９０、及び１０９１とインデックスされる。

ＦＭキャプチャ効果が生じるように、ｂ_ｎ＞＞｜ｄ_ｎ｜と仮定する。信号の大きさは、ＦＡＣベクトル処理サイズ（約１シンボル、又は３７２ｋｓｐｓで１０８０サンプル）に対してある程度一定であると仮定される。従って、ＦＡＣは、フラットフェーディングの影響をほとんど受けない。しかしながら、周波数選択性フェージングは、ノッチフィルタ内のＦＭ振幅ｂを推定する場合には、ＦＭ対ＡＭアーチファクトをもたらすだろう。信号の大きさ（図１のｓｉｇｍａｇ）、即ち｜ｓｉｇ_ｎ｜は、数２のように計算される。

ｂ_ｎ＞＞｜ｄ_ｎ｜であるので、以下の切り捨て（truncated）級数展開近似が有用である。

さらに、ＦＭキャプチャ効果は、ＦＭ干渉波を加えたデジタル信号の位相がＦＭ成分の位相によって、θ_ｎ≒φ_ｎと近似されることを意味する。その結果、入力信号の大きさは、下式によって近似される。

平均（ｓｉｇｍａｇ）３０４、又は期待値Ｅ｛ｓｉｇｍａｇ｝の目的は、デジタル信号及びノイズに起因した小さなバイアスが加わったＦＭ干渉波の大きさを推定することである。

無相関因子のセロ平均項は、Ｅ｛［Ｒｅ｛ｄ_ｎ｝・ｃｏｓ（φ_ｎ）＋Ｉｍ｛ｄ_ｎ｝・ｓｉｎ（φ_ｎ）］｝＝０となる。この値が入力信号の大きさから減算されて、ノッチフィルタ出力を形成する。このノッチフィルタは、ＦＭ信号の瞬時周波数を、下式でトラッキングするスペクトルノッチと見ることができる。

ＦＭ振幅は、フィルタの時定数に渡ってほぼ一定と仮定されるので、その結果、ｂ_ｎ−ｂ≒０となる。

さらに、｜ｄ_ｎ｜^２／（２・ｂ_ｎ）がある項は、すでに小さいと仮定されており、そして、その期待値は、それから減算されて、それを無視できるほど小さくする。従って、｜ｄ_ｎ｜^２／（２・ｂ_ｎ）−Ｅ｛｜ｄ_ｎ｜^２／（２・ｂ_ｎ）｝≒０となる。その結果、ノッチフィルタの出力は、下式で近似され得る。

次に、ノッチフィルタの出力が、入力信号の正規化されたフェーザ（ｓｉｇｎｏｒｍ＝ｅｘｐ（ｊ・φ_ｎ））によって乗算されて（３１０）、振幅関数によって以前に除去された位相が復元される。

上式を単純化するために、以下の３つの三角関数の公式が適用される。

三角関数の公式を代入することで、下式が得られる。

さらなる操作及び簡単化によって、下式が得られる。

ｓｉｇｎｏｃｈ出力は、デジタル信号項と干渉項とを含む。信号項は、所望のデジタル側波帯信号の半分の大きさを持つ。干渉項は、同じ大きさを持つが、ＦＭ信号スペクトルの２乗（ｅｘｐ（−ｊ・２・φ_ｎ））では周波数にわたって拡がっている。その結果、干渉密度は、デジタル側波帯スペクトルの共役とＦＭスペクトルの２乗との畳み込みによって決定される。このスペクトル拡散は、所望の信号の帯域幅における干渉のパワースペクトル密度を低減する。さらに、干渉スペクトルのピークは、ＦＭ干渉波が所望のデジタル側波帯スペクトルの外れに集められているので、所望の信号からオフセットされる。このスペクトル拡散は、３７２ｋＨｚの複素サンプルレートでサンプリングされる場合に、小さいが許容可能な量のエイリアシングをもたらす。

信号スペクトルの占有率は、側波帯がより低いレート（例えば１８６ｋＨｚ）でサンプリングされて、処理要求を低減できることを示すかもしれないが、エイリアシングがより大きくなり、特に、存在する場合には、内部拡張されたオプションのＯＦＤＭパーティション（即ち、Ｐ４及びＰ３論理チャネル）を劣化させる。

＜ＦＡＣ混合＞
第１隣接キャンセラは、所望の一次デジタル側波帯を劣化させるアーチファクトを生成する。干渉のパワーが所望のデジタル側波帯のパワーに対して高い場合には、これらのアーチファクトはマスクされて、ＦＡＣ処理はデジタル性能を著しく改善する。しかしながら、干渉のレベルが減少するにつれて、ＦＡＣ処理の利点は減少する。ある時点では、ＦＡＣ処理は、所望のデジタル側波帯に対して効果があるというよりもむしろ害になる。

ＦＭ干渉の相対レベルに依存して、第１隣接キャンセラの出力は、ＦＭノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタリング済み信号間で混合される。２つの信号の相対的な割合は、ノッチフィルタによって除去される干渉の相対量を測定することによって決定される。この測定は、ノッチフィルタの入力と出力に存在するエネルギを比較することによって実行される。結果として、ノッチフィルタリング済み信号は、干渉の相対レベルが増加すると第１隣接キャンセラの出力内に、干渉の相対レベルが低下すると第１隣接キャンセラの出力外にスムーズに、スムーズに「混合される（blended）」。

混合比コンポーネント３１４は、所望のデジタル側波帯のパワーに対するＦＭ干渉のパワーを測定し、処理された信号と処理されていない信号の適切な合成を計算する。図５に示されているように、ブロック３０４はノッチ大きさ信号の平均を決定し、ブロック３１４は、ノッチ大きさ信号の平均と第２の信号の比を決定する。ブロック３１８は、この比を使用して、第１及び第２の混合パラメータ（ｋ及びｃ）を計算する。混合パラメータｋは、重み付けノッチフィルタリング済み信号を生成するために使用される。

この比（ｒａｔｉｏ）は、ｎｏｔｃｈｍａｇベクトル成分の絶対値の平均に対するｓｉｇｍａｇベクトルの平均の比として計算される。ブロック３１６に示すように、この比は、次に混合パラメータｃとｋの対を計算するために使用される。

混合パラメータｋが、乗算器３１８においてＦＭ−ノッチ済み信号ｓｉｇｎｏｔｃｈの合計を単純に重み付けして、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号が生成される。混合パラメータｃは、未処理の入力信号のスペクトルを整形するパラメトリックＦＡＣ混合フィルタの係数を計算するために使用される。これは、従来の技術よりも好ましい。従来技術では、未処理の信号がフィルタリングされておらず、不均一なベル形のＦＭ干渉スペクトルに対して補償されていなかった。スペクトルは、ＦＭ干渉波によって最も影響される未処理信号のスペクトル部分（即ち、±２００ｋＨｚに近い）に、より多くの減衰をもたらすように整形される。

干渉するＦＭ信号がより大きいことを比（ｒａｔｉｏ）が示す場合には、パラメトリックフィルタ３２０は、より大きな減衰を適用する。混合パラメータｃは、パラメトリックフィルタの係数として使用される。

目標は、デジタル側波帯全体の各サブキャリアの信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大化することである。線形位相ＦＩＲフィルタは、複数のサブキャリアの各々について最大比合成（ＭＲＣ）を近似するように経験的に決定された複素係数を用いて設計される。ＭＲＣの技術では、ノッチ処理済とフィルタリング済みのバイパス（入力）信号から、それらのＳＮＲに比例して信号（この場合は、サブキャリア）が結合される。ノッチ処理済のバイパス信号とフィルタリング済みのバイパス信号における両方のＳＮＲは、典型的なＦＭ第１隣接干渉波を用いたシミュレーションによって決定及び評価される。４つのサンプルによる群遅延補償が適切に適用されていると仮定すると、パラメトリックＦＡＣ混合フィルタは、非因果的（non-causal）形態でｚ変換によって定義される。ＵＳＢ及びＬＳＢフィルタのｚ変換式は、以下の通りである。

重み付けされたノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタの出力（即ち、パラメトリックフィルタ信号）とは、加算点３２２において結合されて、ライン３２４にＦＡＣ出力信号が生成される。パラメトリックＦＡＣ混合フィルタのスペクトルが図６に示されている。このプロットにおいて、ＵＳＢの周波数スペクトルは、＋１３９．５ｋＨｚだけシフトされており、図３から−１３９．５ｋＨｚシフト前の実際の周波数が示されている。従って、図６に示されているように、デジタル側波帯の上端は２００ｋＨｚに近く、デジタル側波帯の下端は１００ｋＨｚに近い。図６は、０．０，０．２，０．４，０．６，０．８，及び１．０の範囲にわたる６つのｃ値に対応する６つのスペクトルプロットを示す。約１００ｋＨｚから２００ｋＨｚに広がっているデジタル側波帯のプロットも示されている。フィルタは、ｃ＝０の場合に最も減衰し（信号なし）、ｃ＝１の場合は減衰しない。ｃが０と１の間にある場合、スペクトルは２００ｋＨｚ付近の周波数でより多くの減衰をもたらすように整形される。

ＦＩＲフィルタスパンが原因で、ＦＡＣパラメトリック混合フィルタは、シンボルサイズベクトルの両端を超えてサンプルを必要とする。これは不便かもしれない。ゼロ値信号のサンプルが、隣接ベクトルからの実際のサンプルの代わりに入力ベクトルの端に付加されることで、ＦＩＲフィルタタップの畳み込みが支援されてよい。劣化が最小限に抑えられるはずであり、ＦＡＣが混合されていない場合には劣化はない。

＜コンテキスト及び実装＞
ＦＡＣアルゴリズムが３７２ｋＨｚの複素サンプルレートで又は１／２間引きで実行されている場合、小さくても許容できる量のＦＡＣエイリアシングが発生する。１８６ｋＨｚのサンプルレート又は１／４間引きでＦＡＣが実行される場合、このエイリアシングは大きくなって、Ｐ３及びＰ４論理チャネルに対する損失が大きくなる。結果として、１／４間引き、１８６ｋＨｚの実装においては、分離フィルタ及びＦＡＣアルゴリズムを若干変更することが推奨される。１８６ｋＨｚ（ｆｓ／４）での動作は推奨されないが、拡張されたＦＡＣアルゴリズムは、常時、この低減されたサンプルレートで有効にされて、プロセッサのスループットが節約されてよい。

図７には、１／４間引き（１８６ｋｓｐｓ）のオプション用に変更された分離フィルタのブロック図が示されている。図３の実施例のように、図７の分離フィルタは、アナログＦＭ信号（ハイブリッド波形）又は二次デジタルサブキャリア（完全デジタル波形）の何れかから、上側及び下側の一次デジタル側波帯を分離する。この分離は、後続処理を効率的にするためにアナログＦＭ信号及びデジタル側波帯がより低いレートでサンプルされることを可能とし、どちらのデジタル側波帯でも独立した信号収集及びＦＡＣ処理を可能にする。図７では、全ての信号は複素数である。

７４４．１８７５ｋｓｐｓのサンプルレートの入力信号がライン３７０に供給される。ハーフクォーターＦＩＲフィルタ３７２は、入力信号のアナログ変調部分をフィルタリングして、ＦＭ出力を生成する。ＦＭ出力は、図示のようにブロック３７６において遅延を付与された入力信号から、結合器３７４において減算される。これは、受信したＩＢＯＣ信号のデジタル変調サブキャリアの信号を表す信号をライン３７８に生成する。スイッチ３８０は、デジタル入力信号又はフィルタリング済みＦＭ信号をハーフバンドＦＩＲフィルタ３８２に接続し、二次全デジタル信号をライン３８４に生成し、サンプリングされたＦＭ信号をライン３８６に生成する。

ライン３７８の信号は、図示のようにヒルベルトＦＩＲフィルタ３８８、１／２間引きブロック３９０、遅延器３９２及び３９４、及び結合器３９６によって上側及び下側のデジタル側波帯信号に分離される。上側のデジタル側波帯信号は、図示のように乗算器３９８によって周波数シフトされて、ＵＳＢの第１隣接キャンセラ４００に渡される。下側のデジタル側波帯信号は、図示のように乗算器４０２によって周波数シフトされて、ＬＳＢの第１隣接キャンセラ４０４に渡される。

複数のＦＡＣは、ライン４０６の上側の側波帯信号とライン４０８の下側の側波帯信号とを出力する。上側側波帯プレアクイジションフィルタ４１０及び下側側波帯プレアクイジションフィルタ４１２も含まれている。

ヒルベルトＦＩＲは今や１／４間引きを行うので、ＦＡＣアルゴリズムは低減されたサンプルレートで実行できることに留意のこと。図３のｆｓ／２の実装との別の相違点は、ヒルベルトＦＩＲ出力からのエイリアスが、ｊ^ｎだけシフトしていることである。これは、１／２間引きにおいて使用されていたものと同じ、＋１３９．５ｋＨｚの正味の同じ周波数シフトを与える。

図８は、１／４間引き操作用のＦＡＣの機能ブロック図である。ＦＡＣアルゴリズムには、先に図５に示したものから２つだけ変更がある。第１の変更は、ＦＡＣ混合重みｃについてのブロック３１６’の式である。

第２の変更点は、ブロック３２０’におけるパラメトリックＦＡＣ混合フィルタのタップ間隔が、２サンプルから１サンプルに減少されていることである。

パラメトリックＦＡＣ混合フィルタの代わりに最大比合成技術（ＭＲＣ）が使用されて、ＦＡＣ処理信号とバイパス信号が混合されてよい。この技術は、図９に示されている。信号ベクトルは、ライン５００に入力される。第１隣接のキャンセレーションは、動的ノッチフィルタを効果的に使用して、瞬時ＦＭキャリアをトラッキングして排除することによって達成される。アナログＦＭ信号の瞬時キャリア周波数は、時間とともに変化する。ＦＭ干渉波のフィルタリングを単純化するために、その瞬時キャリアは、大きさ（ＭＡＧ）演算５０２を介してｄｃとミキシング（ダウンコンバート）される。これにより、ｄｃノッチフィルタ５０４及び５０６の使用が可能とされて、ＦＭ干渉波が除去される。瞬時ＦＭ干渉波も正規化され（５０８）、それによって、ダウンコンバージョン５１０の前に入力信号が占めていた周波数にノッチフィルタリング済みのベースバンド信号を戻すための局部発振器が生成される。

別個のＯＦＤＭ復調器５１２，５１４が各経路で使用されて、追加の復調器に対して処理能力の向上が必要とされる。重み付けされ等化された対応するビットメトリックが、単純加算器５１６によって結合されるであろう。この方法は、干渉波とデジタル側波帯レベルの比を推定する必要性を排除する。ＭＲＣの性能は、それが各シンボルについてＦＭ干渉波の変調の変化に反応するので、パラメトリックフィルタ混合技術より優れているはずである。上側の側波帯信号のため、プレアクイジションフィルタ５１８が含まれる。

上述した様々な信号処理方法は、無線信号を受信するための入力と、プロセスを実装するために必要な信号処理実行するようにプログラム又はさもなければ構成された１若しくは複数のプロセッサ又は他の処理回路とを有する無線受信機又はその他の装置にて実施できる。

ある実施形態では、本明細書に記載の方法は、上側及び下側の側波帯にデジタル変調された複数のサブキャリアを含むオリジナルのＦＭ帯域内オンチャネル無線信号を受信する入力と、処理回路とを含む無線受信機にて実施でき、当該処理回路は、ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号をサンプリングして、上側及び下側の側波帯における所望の一方とＦＭ干渉波との組み合わせの複素デジタルサンプルを含む入力信号を生成し、ノッチフィルタリングにより第１の信号からＦＭ干渉波成分を除去してノッチフィルタリング済み信号を生成し、ノッチフィルタリング済み信号を重み付けして重み付けされたノッチフィルタリング済み信号を生成し、パラメトリックフィルタを使用して入力信号をフィルタリングして、パラメトリックフィルタリング済み入力信号を生成し、そして重み付けされたノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタリング済み入力信号とを結合して、出力信号を生成する。

無線受信機の様々な実施形態では、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号とパラメトリックフィルタリング済み入力信号の相対的な割合は、ノッチフィルタによって除去された干渉波の相対量を測定することによって決定される。処理回路は、ノッチフィルタリングによって入力信号のＦＭ干渉波成分を除去することでノッチフィルタリング済み信号を生成するように構成できる。ノッチフィルタリング済み信号の生成は、入力信号の大きさを表す第１の信号を生成し、第１の信号の平均の大きさを表す第２の信号を生成し、第１の信号から第２の信号を減算してノッチ大きさ信号を生成し、入力信号の正規化バージョンをノッチ大きさ信号に乗算して、ノッチフィルタリング済み信号を生成することでなされる。処理回路は、ノッチ大きさ信号の平均を決定するように、ノッチ大きさ信号と第２の信号の比を決定するように、その比を使用して第１及び第２の混合パラメータを計算するように、そして、第１の混合パラメータを使用してノッチフィルタリング済み信号の重み付けを行うように構成されてよい。処理回路は、第２の混合パラメータをパラメトリックフィルタの係数として使用できる。無線受信機のパラメトリックフィルタは、入力信号のスペクトルを整形することができ、ＦＭ干渉波によって最も影響を受けている入力信号のスペクトル部分により多くの減衰が適用できる。この比は、所望のデジタル側波帯のパワーに対するＦＭ干渉波のパワーを表すことができる。処理回路は、ゼロ値信号サンプルを入力信号の端部に付加して、その後、パラメトリックフィルタを使用して入力信号をフィルタリングし、パラメトリックフィルタリング済み信号を生成できる。処理回路は、上側及び下側の側波帯から複素デジタルサンプルを分離することができ、上側及び下側の側波帯から複素デジタルサンプルを周波数シフトして上側及び下側の側波帯から複素ベースバンドデジタルサンプルを生成でき、上側及び下側の側波帯から複素ベースバンドデジタルサンプルを別個に処理するために分離フィルタを使用する。

本発明の幾つかの実施形態に関して説明してきたが、特許請求の範囲の記載された発明の範囲から逸脱することなく、開示された実施形態に様々な変更が加えられてよいことは当業者には理解されるであろう。

Claims (20)

1. デジタル変調された複数のサブキャリアを上側及び下側の側波帯に含むＦＭ帯域内オンチャネル無線信号を受信する工程と、
   前記ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号をサンプリングして、前記上側及び下側の側波帯における所望の一方とＦＭ干渉波の組み合わせの複素デジタルサンプルを含む入力信号を生成する工程と、
   ノッチフィルタリングにより前記第１の信号からＦＭ干渉波成分を除去して、ノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、
   前記ノッチフィルタリング済み信号を重み付けして、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、
   パラメトリックフィルタを使用して前記入力信号をフィルタリングして、パラメトリックフィルタリング済み入力信号を生成する工程と、
   前記重み付けされたノッチフィルタリング済み信号と前記パラメトリックフィルタリング済み入力信号とを結合して、出力信号を生成する工程と、
   を含む無線信号の処理方法。
2. 前記重み付けされたノッチフィルタリング済み信号と前記パラメトリックフィルタリング済み入力信号の相対的な割合は、前記ノッチフィルタによって除去された干渉波の相対量を評価することによって決定される、請求項１に記載の方法。
3. 前記ノッチフィルタリングによって前記入力信号の前記ＦＭ干渉波成分を除去して、前記ノッチフィルタリング済み信号を生成する工程は、
   前記入力信号の大きさを表す第１の信号を生成する工程と、
   前記第１の信号の平均の大きさを表す第２の信号を生成する工程と、
   前記第１の信号から前記第２の信号を減算して、ノッチ大きさ信号を生成する工程と、
   前記入力信号の正規化バージョンを前記ノッチ大きさ信号に乗算して、前記ノッチフィルタリング済み信号を生成する工程と、
   を含む、請求項１に記載の方法。
4. 前記ノッチ大きさ信号の平均を決定する工程と、
   前記ノッチ大きさ信号と前記第２の信号の比を決定する工程と、
   前記比を使用して第１及び第２の混合パラメータを計算する工程と、
   前記第１の混合パラメータを使用して前記ノッチフィルタリング済み信号の重み付けを行う工程と、
   を更に含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記第２の混合パラメータを前記パラメトリックフィルタの係数として使用する工程を含む、請求項４に記載の方法。
6. 前記パラメトリックフィルタは、前記入力信号のスペクトルを整形して、前記ＦＭ干渉波によって最も影響を受けている前記入力信号のスペクトル部分により多くの減衰が適用される、請求項５に記載の方法。
7. 前記比は、前記所望のデジタル側波帯のパワーに対する前記ＦＭ干渉波のパワーを表す、請求項４に記載の方法。
8. 前記パラメトリックフィルタを使用して前記入力信号をフィルタリングして、前記パラメトリックフィルタリング済み信号を生成する前に、ゼロ値信号サンプルが、入力信号ベクトルの端部に付加される、請求項１に記載の方法。
9. 前記上側及び下側の側波帯から前記複素デジタルサンプルを分離する工程と、
   前記上側及び下側の側波帯からの前記複素デジタルサンプルを周波数シフトして、前記上側及び下側の側波帯から複素ベースバンドデジタルサンプルを生成する工程と、
   前記複数の分離フィルタを使用して、前記上側及び下側の側波帯からの前記複素ベースバンドデジタルサンプルを別個に処理する工程と、
   を更に含む、請求項１に記載の方法。
10. 前記上側及び下側の側波帯の分離フィルタからの複素ベースバンドデジタルサンプルの各々は、前記ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号の中心周波数から１００ｋＨｚと２００ｋＨｚの間に位置する通過帯域を有する、請求項９に記載の方法。
11. デジタル変調された複数のサブキャリアを上側及び下側の側波帯に含むオリジナルのＦＭ帯域内オンバンド無線信号を受信する入力と、
    処理回路と、
    を備えており、前記処理回路は、
    前記ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号をサンプリングし、前記上側及び下側の側波帯における所望の一方とＦＭ干渉波との組み合わせの複素デジタルサンプルを含む入力信号を生成し、ノッチフィルタリングにより前記第１の信号からＦＭ干渉波成分を除去し、
    前記ノッチフィルタリング済み信号を重み付けして、重み付けされたノッチフィルタリング済み信号を生成し、
    パラメトリックフィルタを使用して前記入力信号をフィルタリングして、パラメトリックフィルタリング済み入力信号を生成し、
    前記重み付けされたノッチフィルタリング済み信号と前記パラメトリックフィルタリング済み入力信号とを結合して、出力信号を生成する、
    無線受信機。
12. 前記重み付けされたノッチフィルタリング済み信号と前記パラメトリックフィルタリング済み入力信号の相対的な割合は、前記ノッチフィルタによって除去された干渉波の相対量を評価することによって決定される、請求項１１に記載の無線受信機。
13. 前記入力信号の大きさを表す第１の信号を生成することと、
    前記第１の信号の平均の大きさを表す第２の信号を生成することと、
    前記第１の信号から前記第２の信号を減算してノッチ大きさ信号を生成することと、
    前記入力信号の正規化バージョンを前記ノッチ大きさ信号に乗算して、前記ノッチフィルタリング済み信号を生成することと、
    によって、ノッチフィルタリングで前記ノッチフィルタリング済み信号を生成して、前記処理回路は、前記入力信号の前記ＦＭ干渉波成分を除去する、請求項１１に記載の無線受信機。
14. 前記処理回路は、
    前記ノッチ大きさ信号の平均を決定し、
    前記ノッチ大きさ信号と前記第２の信号の比を決定し、
    前記比を使用して第１及び第２の混合パラメータを計算し、
    前記第１の混合パラメータを使用して前記ノッチフィルタリング済み信号の重み付けを行う、請求項１３に記載の無線受信機。
15. 前記処理回路は、前記第２の混合パラメータを前記パラメトリックフィルタの係数として使用する、請求項１４に記載の無線受信機。
16. 前記パラメトリックフィルタは、前記ＦＭ干渉波によって最も影響を受けている前記入力信号のスペクトル部分により多くの減衰が適用されるように、前記入力信号のスペクトルを整形する、請求項１５に記載の無線受信機。
17. 前記比は、前記所望のデジタル側波帯のパワーに対する前記ＦＭ干渉波のパワーを表す、請求項１４に記載の無線受信機。
18. 前記パラメトリックフィルタを使用して前記入力信号をフィルタリングして、前記パラメトリックフィルタリング済み信号を生成する前に、ゼロ値信号サンプルが、入力信号ベクトルの端部に付加される、請求項１１に記載の無線受信機。
19. 前記処理回路は、
    前記上側及び下側の側波帯から複素デジタルサンプルを分離し、
    前記上側及び下側の側波帯からの前記複素デジタルサンプルを周波数シフトして、前記上側及び下側の側波帯から複素ベースバンドデジタルサンプルを生成し、
    前記複数の分離フィルタを使用して、前記上側及び下側の側波帯からの前記複素ベースバンドデジタルサンプルを別個に処理する、請求項１１に記載の無線受信機。
20. 前記上側及び下側の側波帯の分離フィルタからの複素ベースバンドデジタルサンプルの各々は、前記ＦＭ帯域内オンチャネル無線信号の中心周波数から１００ｋＨｚと２００ｋＨｚの間に位置する通過帯域を有する、請求項１９に記載の無線受信機。

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