JP2004503984A - Ｆｍインバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送受信機における干渉軽減方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、ＦＭインバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送用受信機において無線周波数の干渉を軽減する方法を提供する。この方法は、対象信号と干渉信号とを含む複合信号を受信し、複合信号を復調して第１の復調信号を発生させ、第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算し、複合信号を処理して処理済み信号を発生させ、処理済み信号を復調して第２の復調信号を発生させ、第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算し、第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させるステップより成る。この方法を用いるラジオ受信機も包含される。

Description

【０００１】
【発明の背景】
本発明は、無線周波数の干渉の軽減方法に関し、さらに詳細には、デジタル音声放送（ＤＡＢ）受信機用の信号処理技術及びかかる技術を利用する受信機に関する。
【０００２】
デジタル音声放送は、既存のアナログ放送フォーマットより優れたデジタル品質の音声を提供するメディアである。ＡＭ信号とＦＭ　ＤＡＢ信号とは共に、デジタル変調信号が現在放送中のアナログＡＭまたはＦＭ信号と共存するハイブリッドフォーマットか、またはアナログ信号のない全デジタルフォーマットの何れかで送信することができる。インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）ＤＡＢ方式は、各ＤＡＢ信号が割り当てられた既存のＡＭまたはＦＭチャンネルのスペクトルマスク内で同時に送信されるため、スペクトルを新しく割り当てる必要がない。ＩＢＯＣ方式は、スペクトルの経済性を向上させると共に放送業者がそれらの現在の聴取者ベースにデジタル品質の音声を供給するのを可能にする。ＩＢＯＣ　ＤＡＢ方式として幾つかの方式が提案されている。
【０００３】
ＦＭ　ＤＡＢ方式は、米国特許第５，９４９，７９６；５，４６５，３９６；５，３１５，５８３；５，２７８，８４４及び５，２７８，８２６号の主題になっている。最近提案された方式には、ＦＭ　ＩＢＯＣ　ＤＡＢ信号が、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）サブキャリアを、アナログ変調ホストＦＭキャリアが占有するスペクトルの上方及び下方の、ＦＭ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至１９９ｋＨｚ離れた領域に配置するものがある。ＩＢＯＣのオプションの一部（例えば、全デジタルオプション）には、サブキャリアを中心周波数から１００ｋＨｚ離れた近い所からスタートできるものもある。
【０００４】
ＤＡＢ信号のデジタル部分は、例えば、ハイブリッドＩＢＯＣ　ＤＡＢ方式の第１の隣接するＦＭ信号またはホスト信号による干渉を受けやすい。干渉信号が存在すると、対象となる信号を分離する信号処理技術が必要になる。
【０００５】
ＣＯＬＴと呼ぶ１つのＦＭ抽出法により、広帯域ＦＭ信号の下から狭帯域の信号を抽出することができる。この方法は、米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４及び５，３５５，５３３号に記載されている。これらの特許に記載された方法は、事実上、干渉信号のＦＭ瞬時周波数を追跡して抑制するノッチフィルターを用いる。
【０００６】
本願の出願人に譲渡された米国特許出願第０９／１９２，５５５号は、特にＦＭ放送帯域の第１の隣接チャンネルによる干渉を軽減するための干渉軽減方法を開示している。第１の隣接チャンネルの干渉信号を軽減することを、以下において第１隣接チャンネルキャンセレーション（ＦＡＣ）と呼ぶ。ＦＡＣは、特定の信号環境に応じてオンまたはオフに切り換えることが可能である。ＦＡＣをオンまたはオフに切り換える１つの方法は、ＦＡＣ処理されていない信号へのまたはその信号からのブレンディング（融合）を行なうことである。米国特許出願第０９／１９２，５５５号は、インバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送受信機のＦＭ信号による干渉を軽減させるブレンディング法を開示している。
【０００７】
米国特許出願第０９／１９２，５５５号のＦＡＣブレンディング法は、相対的な干渉レベルに応じてＦＡＣを使用すべきか否かを選択する目的を有する。しかしながら、場合によっては、サブキャリア周波数の損なわれ方が一様でなく、ＦＡＣ処理のある場合とない場合とでＦＭ信号の干渉による損なわれ方が異なる分布を有することがある。
【０００８】
サブキャリア周波数の損なわれ方が一様でなく、ＦＡＣ処理のある場合とない場合でＦＭ信号の干渉による損なわれ方が異なる分布を有する、インバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送信号に有効な信号抽出方法が求められている。
【０００９】
【発明の概要】
本発明は、インバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送方式においてＦＭ干渉を軽減する方法を提供する。この方法は、対象信号と干渉信号とを含む複合信号を受信し、複合信号を復調して第１の復調信号を発生させ、第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算し、複合信号を処理して処理済み信号を発生させ、処理済み信号を復調して第２の復調信号を発生させ、第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算し、第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させるステップより成る。本発明はさらに、この方法を利用するラジオ受信機を包含する。
【００１０】
好ましい実施例によると、対象となる信号は、デジタル音声放送方式で見られるような、放送プログラム材または他のデータのデジタル表示により変調された複数の直交周波数分割多重化サブキャリアより成る信号である。本発明は、第１の隣接ＦＭ信号がＤＡＢ信号のデジタル部分に対して干渉信号として作用するＦＭインバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）方式に使用するための第１隣接キャンセレーション（ＦＡＣ）技術の動作を改良するものである。ＦＡＣは、干渉ＦＭ信号の瞬時周波数をキャンセル及び／またはノッチフィルターによりろ波して、ＦＭ放送信号による干渉効果を抑制する。これにより、サブキャリアにわたって均一に軟記号情報を付加することなくＦＡＣ信号のブレンディングが可能となる。
【００１１】
【好ましい実施例の説明】
図面を参照して、図１は、ハイブリッドＦＭ　ＩＢＯＣ　ＤＡＢ信号１０の周波数割り当て（スペクトル配置）及び信号成分の相対的電力スペクトル密度を略示するものである。このハイブリッドフォーマットは、チャンネルの中心部分１６または中心帯域にある、電力スペクトル密度が三角形１４で表される従来のＦＭステレオアナログ信号を含んでいる。典型的なアナログＦＭ放送信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）はほぼ三角形の分布形状を有し、中心周波数からの勾配は約−０．３５ｄＢ／ｋＨｚである。アナログＦＭ信号の両側の上側波帯１８と下側波帯２０には、複数のデジタル変調サブキャリアが等間隔で位置するが、それらはアナログＦＭ信号と同時に送信される。これらキャリアは全て、米国連邦通信委員会のチャンネルマスク２２内に収まる電力レベルで送信される。
【００１２】
ハイブリッドＦＭ　ＩＢＯＣ変調フォーマットの一例では、直交周波数分割多重化（ＯＳＢＭ）デジタル変調サブキャリアがホストアナログＦＭ信号の両側に等間隔で配置され、図１の上側波帯１８及び下側波帯２０で示す、ホストＦＭ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至１９８ｋＨｚ離れたスペクトルを占有する。ハイブリッド方式では、各側波帯におけるＯＦＤＭデジタル変調サブキャリアのＤＡＢ総合電力は、ホストＦＭ信号のアナログ電力に対して約−２５ｄＢに設定される。
【００１３】
隣接ＦＭチャンネルからの信号（即ち、第１の隣接ＦＭ信号）が存在する場合、これらの信号は対象チャンネルの中心から２００ｋＨｚ離れた所に中心がある。図２は、ハイブリッドＤＡＢ信号１０のスペクトルと共に、アナログ変調信号２６及び対象信号、即ち信号１０のデジタル変調サブキャリアに比べて約−６ｄＢのレベルにある側波帯２８及び３０の複数のデジタル変調サブキャリアを有する上方の第１隣接干渉信号群２４を示す。この図は、ＤＡＢの上側波帯１８が第１隣接干渉信号群のアナログ変調信号により損傷を受ける態様を示す。本発明は、この状況において干渉の影響を抑制できる第１隣接キャンセレーション手段（ＦＡＣ）を提供する。ＦＡＣは、ＤＡＢの上及び下側波帯の両方において第１隣接干渉信号群に対処し、それらの下に埋もれたＤＡＢ信号を成功裏に復元できることが判明している。ＤＡＢ信号は干渉ＦＭキャリアの下から抽出されるが、抽出プロセスによりＤＡＢ信号が歪む。ＤＡＢ信号は、ＦＭトラッキング及びキャンセレーションが有効となるように、第１隣接干渉アナログＦＭ信号に対して小さいと仮定される。
【００１４】
図３は、本発明に従って信号を処理できるラジオ受信機４０のブロック図である。ＤＡＢ信号はアンテナ４２で受信する。バンドパスプリセレクトフィルター４４は、周波数ｆ_ｃの所望の信号を含む対象となる周波数帯域を通過させるが、周波数ｆ_ｃ−２ｆ_ｉｆ（低サイドローブ局部発振器につき）のイメージ信号はリジェクトする。低雑音増幅器４６はこの信号を増幅し、増幅済み信号はミキサー４８で、同調可能な局部発振器５２によりライン５０上に供給される局部発振器信号ｆ_ｌｏと混合される。これにより、ライン５４上に和信号（ｆ_ｃ＋ｆ_ｌｏ）と差信号（ｆ_ｃ−ｆ_ｌｏ）が発生する。中間周波数フィルター５６は、中間周波数信号ｆ_ｉｆを通過させ、対象となる変調信号の帯域幅の外側の周波数成分を減衰させる。アナログ−デジタルコンバーター５８は、クロック信号ｆｓにより動作してライン６０上にデジタルサンプルをレートｆ_ｓで発生させる。デジタルダウンコンバーター６２は、この信号に周波数シフト、ろ波及びデシメーションを施すことにより、ライン６４、６６上に低いサンプルレートの同相及び直交信号を発生させる。デジタル信号プロセッサーより成る復調器６８は、さらに信号処理を施してライン７０上に出力装置７２のための出力信号を発生させる。
【００１５】
フェージングがない場合、複合アナログＦＭ・ＤＡＢ信号は、下式のように模式化できる。
【００１６】

上式において、ａは振幅、θ（ｔ）はＦＭ信号の瞬時位相、ｄ（ｔ）はＤＡＢ信号である。一般性を失うことなしに、ｄ（ｔ）の平均電力は１と仮定できる。さらに、ＦＭ信号による捕捉効果を顕著にするため、ａが１よりかなり大きいと仮定する。信号の振幅は、分析のこの部分では仮定として信号のフェージングがないため、一定であると仮定していることに注意されたい。また、これはノイズのない理想的なケースであることに注意されたい。この信号を米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４；５，３５５，５３３号に示す方法を用いて処理すると、出力を下式のように近似可能である。

ＣＯＬＴ出力の第１項は所望の項であるが、第２項は干渉項である。干渉項は第１項と同一電力を有しているが、そのスペクトルはＦＭ変調帯域幅が２倍であるＦＭ信号の自乗を畳み込まれている。
【００１７】
ＤＡＢ信号の帯域幅が干渉ＦＭ信号の帯域幅と等しく、ＤＡＢ信号がＦＭ信号の中心にある場合、従来のＣＯＬＴ法を用いて得られる信号対干渉の比率はせいぜい数ｄＢ軽減するにすぎない。信号劣化のもう１つの発生源はマルチパスフェージングである。このフェージングにより、瞬時ＦＭキャリアが振幅変調を受ける。選択的フェージングによるとＦＭベースバンド帯域幅（即ち、５３ｋＨｚ）のオーダーの振幅変調帯域幅が得られるが、ダイナミックフラットフェージングによる帯域幅は自動車用受信機においてハイウェイの最高速度で約１３Ｈｚに制限される。米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４；５，３５５，５３３号の抽出プロセスは入力信号によりノッチの中心周波数を直接制御するため、フェージングによる入力信号の振幅変調が性能に悪い影響を及ぼす。
【００１８】
フェージングがある場合、複合アナログＦＭ・デジタルサブキャリア信号は下式のように模式化できる。
【００１９】

上式において、ｆ（ｔ）は選択的フェージングによる偏差帯域幅に亘って進行するＦＭキャリアの振幅変調によるダイナミックフェージングの項である。振幅変調は、ＦＭベースバンド帯域幅（即ち、５３ｋＨｚ）のオーダーの帯域幅を有する。ローリー（Ｒａｌｅｉｇｈ）フェージングにより遅いフェージング成分は、キャリア周波数が１００ＭＨｚの範囲においてハイウェイのスピードで約１３Ｈｚに制限される。この遅いフェージング成分は、分析窓に亘ってほぼ一定であると仮定するため、このモデルから省略する。選択的フェージングが存在する場合、さらに別の干渉成分が有意なものとなる。
【００２０】
米国特許第５，２６３，１９１；５，４２８，８３４；５，３５５，５３３号のろ波技術は、ＤＡＢ電力に対するアナログＦＭ電力の比率が大きいため、入力信号自体をＦＭ信号の良好な近似であると仮定している。しかしながら、入力信号がフェージングを受けやすく、ＦＭ信号の良好な近似でない場合、処理ステップが後続段で除去できないイメージを発生することがある。
【００２１】
本出願人に譲渡された米国特許出願第０９／４３８１４８号のろ波方法は、正規化信号抽出プロセスによりこの問題に対処している。信号の第１の乗算は瞬時ＦＭ周波数を０にシフトさせるが、第２の乗算は第１の乗算の逆を行なうはずである。理想的には、第１及び第２の信号が複素共役関係にあり、これらの振幅の積が一定値である場合、信号は位相及び振幅において完全に復元される（ＦＭキャリアはろ波されて除かれる）。しかしながら、ダイナミックフェージング及び選択的フェージングにより、フェージングレート及びベースバンド信号の帯域幅に関して振幅にばらつきが生じる。基準信号の振幅を正規化する別のステップを用いると、元のＣＯＬＴ技術に付随する望ましくない干渉の一部をなくすことができる。この正規化抽出プロセスを図４に示す。
【００２２】
複合信号を下式に示す。

【００２３】
この信号はライン７４で受信される。ブロック７６は、入力をその絶対値で割算して正規化するとライン７８上に正規化信号が得られることを示す。フェージングが存在する場合、正規化後の複合アナログＦＭ・ＤＡＢ信号は下式のように模式化できる。
【００２４】

上式において、ＦＭアナログ信号はデジタルＤＡＢ信号より格段に大きいと仮定する。正規化信号の複素共役をブロック８０で示すように発生させ、複合信号を乗算器８２で示すように正規化した複素共役で乗算して、ライン８４上に下式のような中間信号を発生させる。

ブロック８６で示す直流ノッチ動作により、一定値の項ａを消去して、ライン８８上に下式の信号を得る。

ローパス有限インパルス応答フィルター９０は、ライン９２上にこの一定値項の推定値を発生させる。ライン８４上の信号を、ブロック９４で示すようにフィルターの遅延にマッチするように遅延させ、フィルターの出力を、加算器９６で示すように遅延済み信号から減算して、ライン８８上に中間信号を発生させる。ノッチの近傍のＤＡＢ信号も抑制され、ノッチフィルターがＤＡＢ信号の健全性に何らかの効果を及ぼすことに注意されたい。最後に、この中間信号を、ブロック１００で遅延された正規化済みの元の複合信号で乗算器９８において乗算して、ライン１０２上に下式のような出力信号を得る。

ＦＭ信号がＤＢＡ信号よりも格段に大きいと仮定すると（通常そうである）、出力は下式のように近似できる。

上式は、選択的フェージングにより生じる振幅変調項ｆ（ｔ）が０である場合、元のＣＯＬＴ法の結果が得られることを示している。しかしながら、選択的フェージングが存在する場合、この選択的フェージング条件の下でさらに別の干渉項をＣＯＬＴ法の項と比較できる。詳しくは、下式が成り立つと、

本発明の方法を用いる自己誘導ノイズは小さい。上記の不等式は、１より格段に小さいそれ程有意でない項をさらに消去することにより下式のように近似できる。

これは、正規化法を用いると、選択的フェージングによるノイズの軽減が６ｄＢ改善される可能性があることを示す。
【００２５】
米国特許出願第０９／１９２，５５５号の発明は、干渉信号に対して対象信号の大きさまたは電力スペクトル密度を増加することにより出力中の干渉信号の悪い影響を軽減するものである。
【００２６】
上述のＦＭキャンセレーション法は、第１隣接干渉ＦＭ信号が存在する場合はいつもＦＭ　ＩＢＯＣ　ＤＡＢ方式に直接適用可能である。第１隣接干渉ＦＭ信号は、処理すると、ＤＡＢ信号のデジタル部分から有効にキャンセル／ノッチフィルタリングすることが可能であり、その際ＤＡＢ信号には合理的に小さい歪みが生じるに過ぎない。この歪みは、ＦＭキャンセレーションプロセスを開始する前に下記の３つの条件が満足されればかなり小さくものである。
【００２７】
１）有意な電力を有する信号は、第１隣接ＦＭ信号と、それにより干渉を受けるＤＡＢ信号のデジタル部分（即ち、ＤＡＢ信号の上または下デジタル側波帯）に限られる。これは、単に、ＦＭ干渉信号群を混合して０Ｈｚにし、その結果得られる信号をローパスフィルタリングするかまたはその結果得られた信号をバンドパスフィルタリングすることにより実行される。
【００２８】
２）デジタル信号は、第１隣接ＦＭ信号の上半分または下半分の何れかに完全に含まれる。これは、デジタル信号の端縁部が第１隣接ＦＭ信号の中心周波数である２００ｋＨｚのほとんどその近傍にあるＩＢＯＣ　ＤＡＢシステムのレイアウト内で固有に存在するものである。従って、デジタル信号はＦＭ干渉信号の一方の半分上に含まれる。これは、この抽出プロセスにより生じる望ましくない歪みまたはイメージがＦＭ信号に対してＤＡＢ信号の反対のスペクトル側に現れるため重要である。
【００２９】
３）第１隣接ＦＭ信号の電力は、デジタル信号より約６ｄＢ大きい。第１隣接ＦＭ信号の電力が小さくなると、ＦＡＣを実行しないほうがよい。それは、捕捉効果が顕著になるようにＦＭ信号がＤＡＢ信号と比べて十分に大きくなるようにするためである。マルチパスフフェージングがある環境では、ＦＭ信号は時として６ｄＢの電力しきい値以下になることがあるため、オフに切り換えるアルゴリズムが推奨される。
【００３０】
提案された１つのＦＭ　ＩＢＯＣ方式では、これら３つの条件は、時として、特に、ＦＭ放送局のカバーエリアの端にある領域で存在する。第１隣接ＦＭキャンセレーション法は、干渉を軽減して放送局のカバーエリアを拡げる。
【００３１】
ＦＡＣをオンまたはオフに切り換える１つの方法は、ＦＡＣ処理のない信号へまたはその信号から滑らかにブレンディングすることである。ノッチ処理を受けている電力の大きさの測定は、ノッチに入る電力とノッチから出る電力との差をとることより行なうことができる。２つの信号を、その差を計算する前に単純な、損失のある積分器を用いて平滑化する。図５は、上方及び下方の第１隣接ＦＭ干渉信号について実行可能な、米国特許出願第０９／１９２，５５５号のＦＡＣ及びブレンディング機能を説明するブロック図である。複合信号をライン１０４に入力し、ミキサー１０６により局部発振器信号と混合すると、ライン１０８上に第１隣接干渉信号群が直流に変換されたベースバンド信号が得られる。この信号を、有限インパルス応答ローパスフィルター１１０によりろ波して、ＦＭ干渉信号の帯域幅の外側の信号を除去する。その結果ライン１１２上に得られる信号に、ブロック１１４で示すようにＦＭトラッキング及びキャンセレーションプロセスを施す。キャンセレーションプロセスを図３に示すように行なうと、ノッチフィルターの前及び後の信号がライン８４、８８上に出力される。ブレンディング制御ブロック１１６は、ノッチ処理を受けた電力をブレンディングが起こるレンジを表す上方及び下方のしきい値と比較する。このレンジは、正規化されていないレンジ内にあるノッチ処理を受けた電力の大きさがレンジの単純な百分比で表されるように正規化される。ライン１１８上の制御信号は、乗算器１２０がＦＡＣ処理済み信号と乗算する百分比の数を表す。ライン１２２上の制御信号は１からその百分比を引いた数を表し、ブロック１２４において遅延されたＦＡＣ処理のない信号への乗算に用いる。乗算器１２０、１２６の出力を加算器１２８で結合してライン１３０上の信号を発生させ、この信号を有限インパルス応答フィルター１３２によりろ波する。その結果ライン１１４上に得られるろ波済み信号をミキサー１３６により局部発振器信号と混合して、ライン１８８上に信号を発生させる。その後、この信号に公知技術に従ってさらに処理を施し、受信機から音声出力を得る。
【００３２】
図６は、ＦＡＣ処理を施した軟記号情報と、ＦＡＣ処理を施していない軟記号情報とを本発明に従って最大比率で結合する態様を示す機能ブロック図１４０である。複合ＤＡＢ信号をライン１４２に入力し、ブロック１４４で示すようにＤＡＢ側波帯フィルターによりろ波する。ろ波済み信号にその後、パス１４６及び１４８において２つの復調処理を施す。パス１４６は、ライン１５０上のろ波済み信号にＦＡＣ処理を施す。ブロック１５２のＦＭトラッキング及びキャンセレーション処理は、図４に示すような好ましい実施例で実行する。その結果ライン１５４上に得られる信号をブロック１５６で示すように復調して、ライン１５８上に復調信号を得る。ブロック１６０は、復調信号に基づきチャンネル状態情報が推定されることを示す。このチャンネル状態情報の推定値を用いて、ブロック１６２に示すように復調信号の二分軟基準値を求め、ライン１６４にＦＡＣ処理済み信号を発生させる。
【００３３】
ライン１５０上のろ波済み信号も、ブロック１６６で遅延させる。ライン１６８上の遅延信号はその後、ブロック１７０に示すように復調する。ブロック１７２は、ライン１７４上の復調信号に基づきチャンネル状態情報の推定が行なわれることを示す。チャンネル状態情報の推定値を用いて、ブロック１７６で示すように復調信号の二分軟基準値を求め、ライン１７８上にＦＡＣ処理済信号を得る。最大比率結合器１８０は、ライン１６４と１６８上の信号を結合してライン１８２上に出力信号を発生させる。この信号はその後、受信機でさらに処理するためにデインターリーバ／順方向誤り訂正デコーダーへ送る。
【００３４】
本発明では、チャンネル上の損失を最小限に抑えるために、コーヒーレント検波したＱＰＳＫサブキャリア記号について、重み付け及び最大比率による結合（ＭＲＣ）と共に軟判定ビタビ復号を用いる。最大比率による結合（ＭＲＣ）は、個々の独立したノイズ発生源により損傷を受けた同一信号の多数のバージョンを結合する公知の方法である。多数の信号を各入力の信号対雑音比（ＳＮＲ）に比例させて結合すると、その結果得られる信号のＳＮＲが最大になる。この方法は、ＦＡＣ処理信号パスとＦＡＣ処理のない信号パスとの結合に利用できる。ＦＡＣ処理のない信号パスは第１隣接ＦＭ干渉信号による損傷を受けているが、ＦＡＣプロセスのアーチファクトによりＦＡＣパスを損傷を受ける。これら２つのパスの干渉またはノイズはそれぞれ非常に異なるものである。加算前に各パスの軟記号がチャンネル状態情報（ＣＳＩ）により適当に重み付けされている場合、これは最大比率による結合になる。ＦＡＣパスと非ＦＡＣパスとでは信号成分が同一であるため信号成分をコーヒーレントに結合すると利点が得られるが、ノイズは非コーヒーレントに結合される。
【００３５】
干渉レベル及び信号レベルは選択的フェージングによりサブキャリア（周波数）及び時間に対してばらつきがあるため、軟記号の重み付けを適応的に調整するためにはその時間のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）が必要である。ＣＳＩの推定方法は、１００ＭＨｚの周りのＦＭ帯域において車両の最高速度で最大約１３Ｈｚのフェージング帯域幅に適応するように設計する必要がある。環境によっては大きな拡がりが測定されているが、ドップラーの拡がりは数マイクロ秒が典型的である。本願の出願人に譲渡された米国特許出願第０９／４３８，１４８号に示す、基準サブキャリアから位相基準とＣＳＩとの両方を推定する方法の機能ブロック図を図７に示す。チャンネル位相エラーの訂正と共に、最大比率による結合を行うためにこのＣＳＩの重みを振幅の重み付けに結合する。
【００３６】
図７のＣＳＩ復元方法の動作は、サブキャリアの周波数及びＯＦＤＭ記号の記号タイミングの捕捉及び追跡を想定している。周波数及び記号タイミングの捕捉方法は、巡回プレフィックスの特性を活用するものである。周波数及び記号の追跡は、時間または周波数（サブキャリア）について記号間の位相ドリフトを観察することにより行なう。
【００３７】
周波数と記号タイミングとを共に捕捉した後、遅延検波したＢＰＳＫ時系列をブロック同期パターンと相互相関することによりＢＰＳＫ時系列のブロック同期パターンへの同期を試みる。遅延検波は、トレーニングサブキャリアの位置が最初はわからないと仮定して全てのサブキャリアについて行なう。各サブキャリアの検波ビットと既知のブロック同期パターンとの相互相関を行なう。ブロック同期パターンの１１ビット全てについてのマッチングが検出されると、サブキャリアの相互相関を宣言する。サブキャリアの相関数がしきい基準値（例えば、離隔した１９個のサブキャリアのうち４個のサブキャリアの相関）に到達するかそれを超えた場合、ブロック同期（及びサブキャリアあいまい性の解消）が得られる。
【００３８】
ブロック同期が得られた後、ＢＰＳＫ時系列の可変フィールドを復号できる。これらの可変フィールドの遅延検波ビットは、トレーニングサブキャリアに亘って多数決原理で判定されるため、これらのサブキャリアまたはビットの一部が損傷を受けている場合でも復号が可能である。各モデムフレーム内の１６個のブロックは順次、０から１５の番号を付けられている。ブロックカウントフィールドの最上位ビットは、ブロックカウントが決して１５を超えないため、常に１５にセットされている。モデムフレームの同期は、ブロックカウントフィールドを知ることによって得られる。
【００３９】
この信号のコーヒーレント検波を行うには、コーヒーレントな位相基準が必要である。ＢＰＳＫ時系列からの復号情報を用いて、トレーニングサブキャリアから変調を除去し、局部位相基準及びノイズに関する情報を残す。図７を参照して、基準サブキャリアにより運ばれる複素トレーニング記号をライン１８４に入力し、これらの記号の複素共役をブロック１８６に示すように取る。この複素共役を、乗算器１９０によりライン１８８上の既知のトレーニング時系列と乗算する。これにより、受信したトレーニングサブキャリアに、同期、復号及び差動再符号化したＢＰＳＫ時系列が乗算されるため、受信したトレーニングサブキャリアから二進（＋／−１）の時系列変調が除去される。その結果ライン１９２上に得られる記号を、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター１９４により処理して、その結果得られる記号を時間に対して平滑化し、ライン１９６上に局部位相及び振幅の複素共役推定値が得る。この値を時間遅延手段１９８により遅延させた後、乗算器２０２によりライン２００上のノイズ変数の逆数推定値と乗算する。ノイズ変数は、加算点２０６において入力記号（遅延手段２０４による適当な時間調整済み）からライン１９６上の局部位相及び振幅の平滑化推定値を減算した後、ブロック２０８でその結果を自乗し、ブロック２１０で示すように複素ノイズサンプルをろ波することにより推定する。この逆数は、ブロック２１２で示すように０による除算保護付きで近似する。このＣＳＩの重みを、ブロック２１４で示すように隣接するトレーニングサブキャリア対の間の１８個のサブキャリアに亘ってインターポーレイションすることにより、ライン２１６上に局部ＣＳＩ重み信号を得る。これらのＣＳＩ重み信号はその後、ブロック２２０に示すように適当に遅延させた対応局部データ記号（ライン２１８で受けた）と乗算する。乗算器２２２は、ライン２２４上に軟判定出力を発生させる。
【００４０】
正規化プロセスにより、選択的フェージング条件の下で性能が改善される。振幅スケーリングにとって便利であるだけでなく、正規化は、ＤＡＢ受信機の後続段のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）推定手段により追跡されるＤＡＢ信号の振幅のばらつきを軽減させるという二次的な効果を有する。この改善は、使用するＣＳＩ推定方法の種類及びこれらの推定用フィルターの帯域幅により異なる。さらに、正規化済み信号は、ＦＡＣプロセスの利得がａ２でなくて１であるため、小さいダイナミックレンジを有する。良好な性能を得るためには、複合信号パスの遅延をノッチフィルターの遅延にマッチングさせることも重要である。
【００４１】
これは二分軟記号が独立したノイズ（ＱＰＳＫのような）による損傷を受ける変調技術の典型的な例として用いることができる。ＱＡＭのような高次変調を用いる場合、ＦＡＣ処理済み軟判定情報とＦＡＣ処理のない軟判定情報との加算を可能にするために、検出された記号を二分基準値に変換する実際的な方法を実行する必要がある。
【００４２】
チャンネル上の損失を最小限に抑えるために、コーヒーレント検波したＱＰＳＫサブキャリア記号について、重み付け及び最大比率による結合（ＭＲＣ）と共に軟判定ビタビ復号を用いる。干渉レベル及び信号レベルは選択的フェージングによりサブキャリア（周波数）及び時間に対してばらつきがあるため、軟記号の重み付けを適応的に調整するためにはその時間のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）が必要である。ＣＳＩの推定方法は、１００ＭＨｚの周りのＦＭ帯域において車両の最高速度で最大約１３Ｈｚのフェージング帯域幅に適応するように設計する必要がある。環境によっては大きな拡がりが測定されているが、ドップラーの拡がりは数マイクロ秒が典型的である。基準サブキャリアから位相基準とＣＳＩとの両方を推定する方法の機能ブロック図を図８に示す。チャンネル位相エラーの訂正と共に、最大比率による結合を行うためにこのＣＳＩの重みを振幅の重み付けに結合する。
【００４３】

上式において、

はチャンネル利得の複素共役の推定値であり、σ^２はノイズのばらつきを推定値である。
【００４４】
図７のＣＳＩ復元方法の動作は、サブキャリアの周波数及びＯＦＤＭ記号の記号タイミングの捕捉及び追跡を想定している。周波数及び記号タイミングの捕捉方法は、巡回プレフィックスの特性を活用するものである。周波数及び記号の追跡は、時間または周波数（サブキャリア）について記号間の位相ドリフトを観察することにより行なう。
【００４５】
周波数と記号タイミングとを共に捕捉した後、遅延検波したＢＰＳＫ時系列をブロック同期パターンと相互相関することによりＢＰＳＫ時系列のブロック同期パターンへの同期を試みる。遅延検波は、トレーニングサブキャリアの位置が最初はわからないと仮定して全てのサブキャリアについて行なう。各サブキャリアの検波ビットと既知のブロック同期パターンとの相互相関を行なう。ブロック同期パターンの１１ビット全てについてのマッチングが検出されると、サブキャリアの相互相関を宣言する。サブキャリアの相関数がしきい基準値（例えば、離隔した１９個のサブキャリアのうち４個のサブキャリアの相関）に到達するかそれを超えた場合、ブロック同期（及びサブキャリアあいまい性の解消）が得られる。
【００４６】
ブロック同期が得られた後、ＢＰＳＫ時系列の可変フィールドを復号できる。これらの可変フィールドの遅延検波ビットは、トレーニングサブキャリアに亘って多数決原理で判定されるため、これらのサブキャリアまたはビットの一部が損傷を受けている場合でも復号が可能である。各モデムフレーム内の１６個のブロックは順次、０から１５の番号を付けられている。ブロックカウントフィールドの最上位ビットは、ブロックカウントが決して１５を超えないため、常に１５にセットされている。モデムフレームの同期は、ブロックカウントフィールドを知ることによって得られる。
【００４７】
本発明は、図６に示すように、ＦＡＣ処理済み信号とＦＡＣ処理のない信号とから二分軟判定値を復調／検波し計算するためにＦＡＣ軟記号情報と非ＦＡＣ軟記号情報とを結合するほぼ最適に近い方法を提供する。
【００４８】
本発明は、ＦＭ放送信号から干渉の影響を抑制するために干渉ＦＭ信号の瞬時周波数のキャンセレーション及び／またはノッチフィルターによるろ波を行う。本発明は特に、第１隣接ＦＭ信号がＤＡＢ信号のデジタル部分に対して干渉信号として作用するＦＭインバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）方式に適用可能である。この技術は、ホストＦＭ信号によるＤＡＢ信号のデジタル部分への干渉の影響を抑制するためにハイブリッドＩＢＯＣ　ＦＭ　ＤＡＢ方式にも使用できる。
【００４９】
本発明を現在において好ましい実施例につき説明したが、当業者は、図示説明した実施例に対する種々の変形例及び設計変更が、頭書の特許請求の範囲に記載された本発明の範囲から逸脱することなく可能であることがわかるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、ＦＭインバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送信号の電力スペクトル密度を示す。
【図２】
図２は、２つの隣接するチャンネルの２つのＦＭインバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送信号の電力スペクトル密度を示す。
【図３】
図３は、本発明に従ってフォーマットされた信号を受信可能なデジタル音声放送システム用の受信機の機能ブロック図である。
【図４】
図４は、米国特許出願第０９／１９２，５５５号の信号処理方法を説明するブロック図である。
【図５】
図５は、米国特許出願第０９／１９２，５５５号の信号処理方法を説明する別のブロック図である。
【図６】
図６は、本発明による第１隣接キャンセレーション（ＦＡＣ）手段の動作を示すブロック図である。
【図７】
図７は、本発明の好ましい実施例に用いる、米国特許出願第０９／４３８，１４８号に開示された、チャンネル状態情報を求めるプロセスを説明するブロック図である。

Claims (29)

1. インバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送方式においてＦＭ干渉を軽減する方法であって、
   対象信号と干渉信号とを含む複合信号を受信し、
   複合信号を復調して第１の復調信号を発生させ、
   第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算し、
   複合信号を処理して処理済み信号を発生させ、
   処理済み信号を復調して第２の復調信号を発生させ、
   第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算し、
   第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させるステップより成るＦＭ干渉の軽減方法。
2. 第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させるステップは、
   第１及び第２の二分軟判定値を比率が最大となるように結合するステップを含む請求項１の方法。
3. 複合信号を処理して処理済み信号を発生するステップは、
   複合信号をろ波するステップより成る請求項１の方法。
4. 第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算するステップは、第１の復調信号のチャンネル状態情報を推定し、このチャンネル状態情報を用いて第１の二分軟判定値を計算するステップより成り、第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算するステップは、第２の復調信号からチャンネル状態情報を推定し、このチャンネル状態情報を用いて第２の二分軟判定値を計算するステップより成る請求項１の方法。
5. 複合信号を復調するステップの前に複合信号を遅延させるステップを含む請求項１の方法。
6. 複合信号を処理して処理済み複合信号を発生させるステップは、
   複合信号を正規化して正規化複合信号を発生させ、
   複合信号に正規化複合信号の複素共役を乗算して実信号を発生させ、
   実信号をろ波してろ波済み信号を発生させ、
   ろ波済み信号に正規化複合信号を乗算して処理済み信号を発生させるステップより成る請求項１の方法。
7. 実信号をろ波してろ波済み信号を発生させるステップは、
   キャリア振幅推定信号を発生させ、
   実信号を遅延させて遅延実信号を発生させ、
   遅延実信号からキャリア振幅推定信号を減算してろ波済み信号を発生させるステップより成る請求項６の方法。
8. ろ波済み信号に正規化複合信号を乗算するステップの前に正規化複合信号を遅延させるステップをさらに含む請求項６の方法。
9. 複合信号は、複数のデジタル変調サブキャリアと、アナログ変調キャリアとより成る請求項１の方法。
10. 第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させるステップは、
    第１及び第２の二分軟判定値をブレンディングして出力信号を発生させるステップより成る請求項１の方法。
11. インバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送信号においてＦＭ信号による干渉を受ける受信機であって、
    対象信号と干渉信号とを含む複合信号を受信する手段と、
    複合信号を復調して第１の復調信号を発生させる手段と、
    第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算する手段と、
    複合信号を処理して処理済み信号を発生させる手段と、
    処理済み信号を復調して第２の復調信号を発生させる手段と、
    第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算する手段と、
    第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させる手段とより成るＦＭ信号による干渉を受ける受信機。
12. 第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させる手段は、
    第１及び第２の二分軟判定値を比率が最大となるように結合する手段を含む請求項１１の受信機。
13. 複合信号を処理して処理済み信号を発生する手段は、
    複合信号をろ波する手段より成る請求項１１の受信機。
14. 第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算する手段は、第１の復調信号のチャンネル状態情報を推定する手段と、このチャンネル状態情報を用いて第１の二分軟判定値を計算する手段とより成り、第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算する手段は、第２の復調信号からチャンネル状態情報を推定する手段と、このチャンネル状態情報を用いて第２の二分軟判定値を計算する手段とより成る請求項１１の受信機。
15. 複合信号を復調する前に複合信号を遅延させる手段を含む請求項１１の受信機。
16. 複合信号を処理して処理済み複合信号を発生させる手段は、
    複合信号を正規化して正規化複合信号を発生させる手段と、
    複合信号に正規化複合信号の複素共役を乗算して実信号を発生させる手段と、
    実信号をろ波してろ波済み信号を発生させる手段と、
    ろ波済み信号に正規化複合信号を乗算して処理済み信号を発生させる手段とより成る請求項１３の受信機。
17. 実信号をろ波してろ波済み信号を発生させる手段は、
    キャリア振幅推定信号を発生させる手段と、
    実信号を遅延させて遅延実信号を発生させる手段と、
    遅延実信号からキャリア振幅推定信号を減算してろ波済み信号を発生させる手段とより成る請求項１６の受信機。
18. ろ波済み信号に正規化複合信号を乗算する前に正規化複合信号を遅延させる手段をさらに含む請求項１６の受信機。
19. 複合信号を正規化する手段は、複合信号を複合信号の絶対値で割り算する手段より成る請求項１６の受信機。
20. 第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させる手段は、
    第１及び第２の二分軟判定値をブレンディングして出力信号を発生させる手段より成る請求項１１の受信機。
21. インバンド・オンチャンネル・デジタル音声放送信号においてＦＭ信号による干渉を受ける受信機であって、
    対象信号と干渉信号とを含む複合信号を受信する入力と、
    複合信号を復調して第１の復調信号を発生させる第１の復調器と、
    第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算する第１の処理器と、
    複合信号を処理して処理済み信号を発生させるフィルターと、
    処理済み信号を復調して第２の復調信号を発生させる第２の復調器と、
    第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算する第２の処理器と、
    第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させる結合器とより成るＦＭ信号による干渉を受ける受信機。
22. 結合器は、第１及び第２の二分軟判定値を比率が最大となるように結合する請求項２１の受信機。
23. 第１の復調信号から第１の二分軟判定値を計算する第１の処理器は、第１の復調信号のチャンネル状態情報を推定し、このチャンネル状態情報を用いて第１の二分軟判定値を計算し、第２の復調信号から第２の二分軟判定値を計算する第２の処理器は、第２の復調信号からチャンネル状態情報を推定し、このチャンネル状態情報を用いて第２の二分軟判定値を計算する請求項２１の受信機。
24. 複合信号を復調する前に複合信号を遅延させる遅延手段を含む請求項２１の受信機。
25. フィルターは、
    複合信号を正規化して正規化複合信号を発生させる正規化器と、
    複合信号に正規化複合信号の複素共役を乗算して実信号を発生させる第１の乗算器と、
    実信号をろ波してろ波済み信号を発生させる実信号フィルターと、
    ろ波済み信号に正規化複合信号を乗算して処理済み信号を発生させる第２の乗算器とより成る請求項２１の受信機。
26. 実信号フィルターは、
    キャリア振幅推定信号を発生させる推定器と、
    実信号を遅延させて遅延実信号を発生させる遅延器と、
    遅延実信号からキャリア振幅推定信号を減算してろ波済み信号を発生させる結合器とより成る請求項２５の受信機。
27. ろ波済み信号に正規化複合信号を乗算する前に正規化複合信号を遅延させる遅延器をさらに含む請求項２５の受信機。
28. 正規化器は、複合信号を複合信号の絶対値で割り算する割り算器より成る請求項２５の受信機。
29. 第１及び第２の二分軟判定値を結合して出力信号を発生させる結合器は、
    第１及び第２の二分軟判定値をブレンディングして出力信号を発生させるブレンディング器より成る請求項２１の受信機。

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