JPH0823290A - 受信装置 - Google Patents
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- JPH0823290A JPH0823290A JP6158610A JP15861094A JPH0823290A JP H0823290 A JPH0823290 A JP H0823290A JP 6158610 A JP6158610 A JP 6158610A JP 15861094 A JP15861094 A JP 15861094A JP H0823290 A JPH0823290 A JP H0823290A
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- output signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振器の高Ｑ化を図り、局部発振信号の位相
雑音を減少して、低Ｃ／Ｎ時でも安定した受信装置を提
供する。 【構成】 受信信号を第３のミキサ１１０の出力信号と
混合し、第１の中間周波信号に変換する第１のミキサ１
０１と、第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２
の局部発振器１１１の出力信号と混合し、第２の中間周
波信号に変換する第２のミキサ１０２とを具備する。さ
らに、第１の局部発振器１０４の出力信号を固定分周比
で分周する固定分周器１０５と、さらに受信チャネルに
応じて分周する可変分周器１０６と、可変分周器１０６
の出力信号と基準発振器１０７の出力信号の位相差を検
出する位相比較器１０８と、第１の局部発振器１０４と
第２の局部発振器１１１の出力信号を混合し、それぞれ
の周波数和の信号を作成する第３のミキサ１１０とを有
した構成である。
雑音を減少して、低Ｃ／Ｎ時でも安定した受信装置を提
供する。 【構成】 受信信号を第３のミキサ１１０の出力信号と
混合し、第１の中間周波信号に変換する第１のミキサ１
０１と、第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２
の局部発振器１１１の出力信号と混合し、第２の中間周
波信号に変換する第２のミキサ１０２とを具備する。さ
らに、第１の局部発振器１０４の出力信号を固定分周比
で分周する固定分周器１０５と、さらに受信チャネルに
応じて分周する可変分周器１０６と、可変分周器１０６
の出力信号と基準発振器１０７の出力信号の位相差を検
出する位相比較器１０８と、第１の局部発振器１０４と
第２の局部発振器１１１の出力信号を混合し、それぞれ
の周波数和の信号を作成する第３のミキサ１１０とを有
した構成である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、位相雑音の少ない局部
発振信号を作成し、受信信号の搬送波対雑音比（以下、
Ｃ／Ｎ比と記す）が低い場合でも受信可能となる受信装
置に関するものであり、特に、多値ＱＡＭ（Quadrature
Amplitude Modulation）変調や多相ＰＳＫ（phase
Sift Keying）変調でのディジタル変調された信号の受
信に使用すると有効な受信装置に関する。
発振信号を作成し、受信信号の搬送波対雑音比（以下、
Ｃ／Ｎ比と記す）が低い場合でも受信可能となる受信装
置に関するものであり、特に、多値ＱＡＭ（Quadrature
Amplitude Modulation）変調や多相ＰＳＫ（phase
Sift Keying）変調でのディジタル変調された信号の受
信に使用すると有効な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル変調を用いた伝送方式
の実用化検討が通信や放送の分野で盛んに行われてい
る。多値ＱＡＭ変調や多相ＰＳＫ変調などのディジタル
変調された信号を受信する受信装置では、周波数変換や
検波に用いる局部発振器の位相雑音の影響による誤り率
の劣化が問題になっている（例えば、「ミリ波パーソナ
ル通信衛星搭載中継器用発振器の検討」、泉他、1989年
電子情報通信学会春季全国大会 B-188）。そこで、
位相雑音の少ない局部発振信号を実現できる受信装置が
必要である。
の実用化検討が通信や放送の分野で盛んに行われてい
る。多値ＱＡＭ変調や多相ＰＳＫ変調などのディジタル
変調された信号を受信する受信装置では、周波数変換や
検波に用いる局部発振器の位相雑音の影響による誤り率
の劣化が問題になっている（例えば、「ミリ波パーソナ
ル通信衛星搭載中継器用発振器の検討」、泉他、1989年
電子情報通信学会春季全国大会 B-188）。そこで、
位相雑音の少ない局部発振信号を実現できる受信装置が
必要である。
【０００３】以下に従来の受信装置について説明する。
図１３は従来の受信装置のブロック図の一例（「ダブル
コンバータ方式チューナ」例えば、特開昭61-57134号公
報を参照）である。図１３において、１３０１は、受信
信号を第１の局部発振器の出力信号と混合し、第１の中
間周波信号に変換する第１のミキサ、１３０２は、第１
の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混合
し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキサ、１３
０３は第２の中間周波信号を復調する復調回路、１３０
４は第１の局部発振器、１３０５は、第１の局部発振器
の出力信号が入力され、固定比 1/16 で分周される固定
分周器、１３０６は、固定分周器の出力信号が入力さ
れ、分周比設定端子に入力されたデータに応じた分周比
で分周される可変分周器、１３０７は発振周波数 15.62
5 (KHz) の基準発振器、１３０８は、可変分周器と基準
発振器１３０７の出力信号が入力され、その位相差を検
出する位相比較器、１３０９は位相比較器の出力信号を
入力とし、局部発振器を制御するための制御電圧を出力
する第１のローパスフィルタ、１３１０は、復調回路か
らの出力信号が入力され、第２の中間周波信号の周波数
を一定に制御するよう、第２の局部発振器に制御信号を
与えるＡＦＣ回路、１３１１は第２の局部発振器であ
る。
図１３は従来の受信装置のブロック図の一例（「ダブル
コンバータ方式チューナ」例えば、特開昭61-57134号公
報を参照）である。図１３において、１３０１は、受信
信号を第１の局部発振器の出力信号と混合し、第１の中
間周波信号に変換する第１のミキサ、１３０２は、第１
の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混合
し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキサ、１３
０３は第２の中間周波信号を復調する復調回路、１３０
４は第１の局部発振器、１３０５は、第１の局部発振器
の出力信号が入力され、固定比 1/16 で分周される固定
分周器、１３０６は、固定分周器の出力信号が入力さ
れ、分周比設定端子に入力されたデータに応じた分周比
で分周される可変分周器、１３０７は発振周波数 15.62
5 (KHz) の基準発振器、１３０８は、可変分周器と基準
発振器１３０７の出力信号が入力され、その位相差を検
出する位相比較器、１３０９は位相比較器の出力信号を
入力とし、局部発振器を制御するための制御電圧を出力
する第１のローパスフィルタ、１３１０は、復調回路か
らの出力信号が入力され、第２の中間周波信号の周波数
を一定に制御するよう、第２の局部発振器に制御信号を
与えるＡＦＣ回路、１３１１は第２の局部発振器であ
る。
【０００４】以上のように構成された受信装置につい
て、以下、図面を参照し、アメリカチャネルを受信する
場合を例に動作の説明を行う。
て、以下、図面を参照し、アメリカチャネルを受信する
場合を例に動作の説明を行う。
【０００５】受信信号の存在する周波数は 54 〜 890
(MHz)であり、第１の中間周波信号は受信信号の存在す
る周波数帯域より高い周波数（例えば 960.5 〜 966.5
(MHz)）に選ばれる。
(MHz)であり、第１の中間周波信号は受信信号の存在す
る周波数帯域より高い周波数（例えば 960.5 〜 966.5
(MHz)）に選ばれる。
【０００６】今、２ｃｈ（54 〜 60 (MHz)）を受信する
場合、分周比設定端子に入力したデータより分周比を 8
164 に設定する。可変分周器１３０６の出力信号と基準
発振器１３０７の出力信号の位相誤差を位相比較器１３
０８で検出し、ローパスフィルタ１３０９で高周波成分
を除去する。
場合、分周比設定端子に入力したデータより分周比を 8
164 に設定する。可変分周器１３０６の出力信号と基準
発振器１３０７の出力信号の位相誤差を位相比較器１３
０８で検出し、ローパスフィルタ１３０９で高周波成分
を除去する。
【０００７】第１の局部発振器１３０４の発振周波数ｆ
Lo1は（数１）となる。第１の局部発振器１３０４の出
力信号と２ｃｈの受信信号は、第１のミキサ１３０１で
混合され、周波数が 960.5 〜 966.5 (MHz) の第１の中
間周波信号に周波数変換される。
Lo1は（数１）となる。第１の局部発振器１３０４の出
力信号と２ｃｈの受信信号は、第１のミキサ１３０１で
混合され、周波数が 960.5 〜 966.5 (MHz) の第１の中
間周波信号に周波数変換される。
【０００８】
【数１】
【０００９】第１の中間周波信号は第２のミキサ１３０
２で第２の局部発振器１３１１の出力信号（919.5 (MH
z)）と混合され、周波数が 44 〜 47 (MHz) の第２の中
間周波信号に周波数変換される。そして、第２の中間周
波信号は復調回路１３０３で復調され復調信号となる。
また、ＡＦＣ回路１３１０では、復調回路１３０３から
の出力信号が入力され第２の中間周波信号の周波数を一
定に制御するよう第２の局部発振器に制御信号を与え
る。
２で第２の局部発振器１３１１の出力信号（919.5 (MH
z)）と混合され、周波数が 44 〜 47 (MHz) の第２の中
間周波信号に周波数変換される。そして、第２の中間周
波信号は復調回路１３０３で復調され復調信号となる。
また、ＡＦＣ回路１３１０では、復調回路１３０３から
の出力信号が入力され第２の中間周波信号の周波数を一
定に制御するよう第２の局部発振器に制御信号を与え
る。
【００１０】このように、受信信号を一旦受信信号の周
波数帯域より高い周波数に周波数変換する構成にするこ
とにより、広帯域で低歪な受信を可能としている（詳し
くは「ダブルスーパーヘテロダイン方式テレビジョン受
信機開発研究報告書」ダブルスーパー受信機開発研究
会、電波技術協会 を参照）。
波数帯域より高い周波数に周波数変換する構成にするこ
とにより、広帯域で低歪な受信を可能としている（詳し
くは「ダブルスーパーヘテロダイン方式テレビジョン受
信機開発研究報告書」ダブルスーパー受信機開発研究
会、電波技術協会 を参照）。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来のダブルスーパー方式受信装置の構成では、帯域内
振幅特性の広帯域化は可能となるが、シングルスーパー
方式受信装置に比べ、第１の局部発振信号の発振周波数
が高くなる。
従来のダブルスーパー方式受信装置の構成では、帯域内
振幅特性の広帯域化は可能となるが、シングルスーパー
方式受信装置に比べ、第１の局部発振信号の発振周波数
が高くなる。
【００１２】発振器の発振信号と位相雑音の比は（数
２）で表わされる。
２）で表わされる。
【００１３】
【数２】
【００１４】ここで、fmは発振周波数からの離調周波
数、f0は発振周波数、QLは共振器の負荷Q、NFは発振器
に使用しているトランジスタの雑音指数、Kはボルツマ
ン定数、Tは温度、P0は発振出力電力、C/Nは１Hzに換算
した発振信号に対する位相雑音の比である（例えば、
「高周波回路の設計と実装」宮本他、日本放送出版協会
を参照）。（数２）より、f0が高くなるほど、また、QL
が小さくなるほど発振信号の対する位相雑音量が多くな
る。
数、f0は発振周波数、QLは共振器の負荷Q、NFは発振器
に使用しているトランジスタの雑音指数、Kはボルツマ
ン定数、Tは温度、P0は発振出力電力、C/Nは１Hzに換算
した発振信号に対する位相雑音の比である（例えば、
「高周波回路の設計と実装」宮本他、日本放送出版協会
を参照）。（数２）より、f0が高くなるほど、また、QL
が小さくなるほど発振信号の対する位相雑音量が多くな
る。
【００１５】従って、第１の局部発振器の発振周波数が
高くなると、発振信号に対する位相雑音量が多くなり、
また、高い周波数では共振器の高Ｑ化が困難であるの
で、さらに位相雑音量が多くなり、特に多値ＱＡＭ信
号、多相ＰＳＫ信号を受信したときに誤り率が増加する
という問題点を有している。
高くなると、発振信号に対する位相雑音量が多くなり、
また、高い周波数では共振器の高Ｑ化が困難であるの
で、さらに位相雑音量が多くなり、特に多値ＱＡＭ信
号、多相ＰＳＫ信号を受信したときに誤り率が増加する
という問題点を有している。
【００１６】本発明は上記の問題点を解決するもので、
広帯域・低歪かつ低位相雑音な受信装置を簡単な構成で
提供することを目的とする。
広帯域・低歪かつ低位相雑音な受信装置を簡単な構成で
提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、第１の解決手段として、低位
相雑音の発振信号（第２,第３の局部発振器の出力信
号、第２の基準発振器の出力信号）と第１の局部発振器
の出力信号を混合し加算した第１の局部発振信号を得る
構成を有している。
に、本発明の受信装置は、第１の解決手段として、低位
相雑音の発振信号（第２,第３の局部発振器の出力信
号、第２の基準発振器の出力信号）と第１の局部発振器
の出力信号を混合し加算した第１の局部発振信号を得る
構成を有している。
【００１８】また、第２の解決手段として、低位相雑音
の発振信号（第２,第３の局部発振器の出力信号、第２
の基準発振器の出力信号）のある高調波と第１の局部発
振器の出力信号を混合し加算した第１の局部発振信号を
得る構成を有している。
の発振信号（第２,第３の局部発振器の出力信号、第２
の基準発振器の出力信号）のある高調波と第１の局部発
振器の出力信号を混合し加算した第１の局部発振信号を
得る構成を有している。
【００１９】さらに、第３の解決手段として、ディジタ
ル処理回路の基準発振器、及び、ＰＬＬ回路の位相比較
器に入力する基準発振器と、上記第１、第２の解決手段
中に述べた低位相雑音の発振器を共有する構成を有して
いる。
ル処理回路の基準発振器、及び、ＰＬＬ回路の位相比較
器に入力する基準発振器と、上記第１、第２の解決手段
中に述べた低位相雑音の発振器を共有する構成を有して
いる。
【００２０】
【作用】本発明によれば、上記第１の構成により、第１
の局部発振器の発振周波数を低くすることができるの
で、低位相雑音化が可能になる。
の局部発振器の発振周波数を低くすることができるの
で、低位相雑音化が可能になる。
【００２１】また、上記第２の構成により、第１の局部
発振器の発振周波数を低くするとともに、発振周波数範
囲を狭くすることが可能となり、共振器の高Ｑ化が実現
でき、低位相雑音化が可能になる。
発振器の発振周波数を低くするとともに、発振周波数範
囲を狭くすることが可能となり、共振器の高Ｑ化が実現
でき、低位相雑音化が可能になる。
【００２２】また、第３の構成により、部品点数の拡大
を最小に抑えた上で、低位相雑音化が可能になる。
を最小に抑えた上で、低位相雑音化が可能になる。
【００２３】
（実施例１）以下、本発明の第１の実施例について、図
面を参照しながら説明する。
面を参照しながら説明する。
【００２４】図１は本発明の受信装置の第１の実施例に
おけるブロック図である。図１において、１０１は、受
信信号を第３のミキサ１１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１０２は、第
１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発振
器１１１の出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変
換する第２のミキサ、１０４は第１の局部発振器、１０
５は第１の局部発振器１０４の出力が入力され固定分周
比で分周する固定分周器、１０６は固定分周器１０５の
出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変分周
器、１０７は基準発振器、１０８は、可変分周器１０６
と基準発振器１０７の出力信号の位相誤差を検出する位
相比較器、１０９は、位相比較器の出力信号から第１の
局部発振器１０４を制御するための制御電圧を出力する
ローパスフィルタ、１１０は、第１の局部発振器１０４
と第２の局部発振器１１１の出力信号の加算を行い、そ
の出力を第１のミキサ１０１へ入力する第３のミキサ、
１０３は第２の中間周波信号を復調する復調回路であ
る。
おけるブロック図である。図１において、１０１は、受
信信号を第３のミキサ１１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１０２は、第
１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発振
器１１１の出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変
換する第２のミキサ、１０４は第１の局部発振器、１０
５は第１の局部発振器１０４の出力が入力され固定分周
比で分周する固定分周器、１０６は固定分周器１０５の
出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変分周
器、１０７は基準発振器、１０８は、可変分周器１０６
と基準発振器１０７の出力信号の位相誤差を検出する位
相比較器、１０９は、位相比較器の出力信号から第１の
局部発振器１０４を制御するための制御電圧を出力する
ローパスフィルタ、１１０は、第１の局部発振器１０４
と第２の局部発振器１１１の出力信号の加算を行い、そ
の出力を第１のミキサ１０１へ入力する第３のミキサ、
１０３は第２の中間周波信号を復調する復調回路であ
る。
【００２５】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、受信信号と第３のミキ
サ１１０の出力信号を第１のミキサ１０１で混合し、受
信信号が存在する周波数帯域より高い周波数の第１の中
間周波信号に変換する（例えば受信信号が 54 〜 890
(MHz)、第１の中間周波信号 960.5 〜 966.5 (MHz)）。
第１の局部発振器１０４の出力信号が固定分周器１０５
に入力され、分周された出力信号が可変分周器１０６に
入力され、受信チャネルに応じて基準発振器１０７の出
力信号周波数と可変分周器１０６の出力信号周波数が同
じになるように分周されて、可変分周器１０６の出力信
号と基準発振器１０７の出力信号の位相差を位相比較器
１０８で検出し、その検出信号を基にローパスフィルタ
１０９で第１の局部発振器１０３を制御する制御電圧を
出力するＰＬＬ回路を構成している。次に、第１の中間
周波信号と第２の局部発振器１１１の出力信号を第２の
ミキサ１０２で混合し、第２の中間周波信号に変換す
る。そして、第２の中間周波信号は復調回路１０３で復
調され復調信号となる。
て、その動作を説明する。まず、受信信号と第３のミキ
サ１１０の出力信号を第１のミキサ１０１で混合し、受
信信号が存在する周波数帯域より高い周波数の第１の中
間周波信号に変換する（例えば受信信号が 54 〜 890
(MHz)、第１の中間周波信号 960.5 〜 966.5 (MHz)）。
第１の局部発振器１０４の出力信号が固定分周器１０５
に入力され、分周された出力信号が可変分周器１０６に
入力され、受信チャネルに応じて基準発振器１０７の出
力信号周波数と可変分周器１０６の出力信号周波数が同
じになるように分周されて、可変分周器１０６の出力信
号と基準発振器１０７の出力信号の位相差を位相比較器
１０８で検出し、その検出信号を基にローパスフィルタ
１０９で第１の局部発振器１０３を制御する制御電圧を
出力するＰＬＬ回路を構成している。次に、第１の中間
周波信号と第２の局部発振器１１１の出力信号を第２の
ミキサ１０２で混合し、第２の中間周波信号に変換す
る。そして、第２の中間周波信号は復調回路１０３で復
調され復調信号となる。
【００２６】以上のように、本発明の第１の実施例によ
れば、第３のミキサ１１０を設けることにより、第１の
局部発振器１０４と第２の局部発振器１１１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１０１に入力す
るので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号
の発振周波数を第２の局部発振器の出力信号の発振周波
数だけ低くすることができるので、Ｃ／Ｎ比を改善で
き、共振器の高Ｑ化が容易となる。次に、具体例を考え
る。 ［中心周波数がｆRF(MHz)の受信信号を受信する場合］
第１の局部発振器１０４の発振周波数ｆLo1が（数３）
となるようにＰＬＬ回路の分周比ａが設定される。ここ
で、ｆRFは受信信号の周波数、ｆIF1は第１の中間周波
信号の周波数、ｆLo2は第２の局部発振器１１１の発振
周波数である。このとき、固定分周比をｂ、基準発振器
の発振周波数をｆRとすると、可変分周比ｃは（数４）
で表わされる。
れば、第３のミキサ１１０を設けることにより、第１の
局部発振器１０４と第２の局部発振器１１１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１０１に入力す
るので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号
の発振周波数を第２の局部発振器の出力信号の発振周波
数だけ低くすることができるので、Ｃ／Ｎ比を改善で
き、共振器の高Ｑ化が容易となる。次に、具体例を考え
る。 ［中心周波数がｆRF(MHz)の受信信号を受信する場合］
第１の局部発振器１０４の発振周波数ｆLo1が（数３）
となるようにＰＬＬ回路の分周比ａが設定される。ここ
で、ｆRFは受信信号の周波数、ｆIF1は第１の中間周波
信号の周波数、ｆLo2は第２の局部発振器１１１の発振
周波数である。このとき、固定分周比をｂ、基準発振器
の発振周波数をｆRとすると、可変分周比ｃは（数４）
で表わされる。
【００２７】
【数３】
【００２８】
【数４】
【００２９】この（数３）より、従来例では、第１の局
部発振器の発振周波数はｆLo1＝ｆRF＋ｆIF1であったの
に対して、本実施例によれば、第２の局部発振器の発振
周波数ｆLo2だけ低くすることができることがわかる。
部発振器の発振周波数はｆLo1＝ｆRF＋ｆIF1であったの
に対して、本実施例によれば、第２の局部発振器の発振
周波数ｆLo2だけ低くすることができることがわかる。
【００３０】以上の構成により、従来例に比べて発振周
波数を低くすることができ、また、共振器は低い周波数
になるほど高Ｑ化が容易なので、（数２）により位相雑
音が低減できることがわかる。
波数を低くすることができ、また、共振器は低い周波数
になるほど高Ｑ化が容易なので、（数２）により位相雑
音が低減できることがわかる。
【００３１】このようにして、高Ｃ／Ｎ化された第１の
局部発振器の出力信号と固定発振器として十分高Ｑ化さ
れたＣ／Ｎ比の高い第２の局部発振器の出力信号とを第
３のミキサで混合し第１のミキサに入力するので、受信
信号は第３のミキサからの高Ｃ／Ｎ比の信号と混合さ
れ、第１の中間周波信号は位相雑音の少ない信号とな
る。さらに、第２のミキサでも十分高Ｃ／Ｎな第２の局
部発振器と混合されるので、第２の中間周波信号も高Ｃ
／Ｎな信号が得られ、位相雑音が少ない信号となる。ま
た、第１の局部発振器の発振周波数が低くなるので共振
器の高Ｑ化が容易となる。
局部発振器の出力信号と固定発振器として十分高Ｑ化さ
れたＣ／Ｎ比の高い第２の局部発振器の出力信号とを第
３のミキサで混合し第１のミキサに入力するので、受信
信号は第３のミキサからの高Ｃ／Ｎ比の信号と混合さ
れ、第１の中間周波信号は位相雑音の少ない信号とな
る。さらに、第２のミキサでも十分高Ｃ／Ｎな第２の局
部発振器と混合されるので、第２の中間周波信号も高Ｃ
／Ｎな信号が得られ、位相雑音が少ない信号となる。ま
た、第１の局部発振器の発振周波数が低くなるので共振
器の高Ｑ化が容易となる。
【００３２】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べ低く、多値ＱＡＭ変調方式や
多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のビット誤
り率（以下、B.E.Rと記す）は従来に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べ低く、多値ＱＡＭ変調方式や
多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のビット誤
り率（以下、B.E.Rと記す）は従来に比べて低くなる。
【００３３】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００３４】図２は本発明の受信装置の第２の実施例に
おけるブロック図である。図２において、２０１は、受
信信号を第３のミキサ２１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、２０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器２１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、２０４は第１の局部発振器、２０５は第１の局部発
振器２０４の出力が入力され、固定分周比で分周する第
１の固定分周器、２０６は第１の固定分周器２０５の出
力信号が入力され、可変な分周比で分周する第１の可変
分周器、２０７は基準発振器、２０８は、第１の可変分
周器２０６と基準発振器２０７の出力信号の位相誤差を
検出する第１の位相比較器、２０９は、第１の位相比較
器の出力信号から第１の局部発振器２０４を制御するた
めの制御電圧を出力する第１のローパスフィルタ、２１
０は、第１の局部発振器２０４と第２の局部発振器２１
１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキサに
入力する第３のミキサ、２１２は、第２の局部発振器２
１１の出力信号が入力され、固定分周比で分周する第２
の固定分周器、２１３は第２の固定分周器の出力信号が
入力され、可変な分周比で分周する第２の可変分周器、
２１４は、第２の可変分周器２１３と基準発振器２０７
の出力信号の位相誤差を検出する第２の位相比較器、２
１５は、第１の位相比較器の出力信号から、第１の局部
発振器２０４を制御するための制御電圧を出力する第１
のローパスフィルタ、２０３は第２の中間周波信号を復
調する復調回路である。
おけるブロック図である。図２において、２０１は、受
信信号を第３のミキサ２１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、２０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器２１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、２０４は第１の局部発振器、２０５は第１の局部発
振器２０４の出力が入力され、固定分周比で分周する第
１の固定分周器、２０６は第１の固定分周器２０５の出
力信号が入力され、可変な分周比で分周する第１の可変
分周器、２０７は基準発振器、２０８は、第１の可変分
周器２０６と基準発振器２０７の出力信号の位相誤差を
検出する第１の位相比較器、２０９は、第１の位相比較
器の出力信号から第１の局部発振器２０４を制御するた
めの制御電圧を出力する第１のローパスフィルタ、２１
０は、第１の局部発振器２０４と第２の局部発振器２１
１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキサに
入力する第３のミキサ、２１２は、第２の局部発振器２
１１の出力信号が入力され、固定分周比で分周する第２
の固定分周器、２１３は第２の固定分周器の出力信号が
入力され、可変な分周比で分周する第２の可変分周器、
２１４は、第２の可変分周器２１３と基準発振器２０７
の出力信号の位相誤差を検出する第２の位相比較器、２
１５は、第１の位相比較器の出力信号から、第１の局部
発振器２０４を制御するための制御電圧を出力する第１
のローパスフィルタ、２０３は第２の中間周波信号を復
調する復調回路である。
【００３５】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、本第２の実施例の受信
装置では、第１の実施例と比べると、発振周波数が固定
の第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第２
の局部発振器２１１を使用している点が違うところで、
それ以外の動作については第１の実施例と同じなので、
説明を省略する。
て、その動作を説明する。まず、本第２の実施例の受信
装置では、第１の実施例と比べると、発振周波数が固定
の第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第２
の局部発振器２１１を使用している点が違うところで、
それ以外の動作については第１の実施例と同じなので、
説明を省略する。
【００３６】第２のＰＬＬ回路では、第２の局部発振器
２１１の出力信号が第２の固定分周器２１２に入力さ
れ、分周された出力信号が第２の可変分周器２１３に入
力され、受信チャネルに応じて基準発振器２０７の出力
信号周波数と第２の可変分周器２１３の出力信号周波数
が同じになるように分周されて、第２の可変分周器２１
３の出力信号と基準発振器２０７の出力信号の位相差を
第２の位相比較器２１４で検出し、その検出信号を基に
第２のローパスフィルタ２１５で第２の局部発振器２１
１を制御する制御電圧を出力する構成している。
２１１の出力信号が第２の固定分周器２１２に入力さ
れ、分周された出力信号が第２の可変分周器２１３に入
力され、受信チャネルに応じて基準発振器２０７の出力
信号周波数と第２の可変分周器２１３の出力信号周波数
が同じになるように分周されて、第２の可変分周器２１
３の出力信号と基準発振器２０７の出力信号の位相差を
第２の位相比較器２１４で検出し、その検出信号を基に
第２のローパスフィルタ２１５で第２の局部発振器２１
１を制御する制御電圧を出力する構成している。
【００３７】以上のように、本発明の第２の実施例によ
れば、第３のミキサ２１０を設けることにより、第１の
局部発振器２０４と第２の局部発振器２１１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ２０１に入力す
るので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号
の発振周波数を第２の局部発振器の出力信号の発振周波
数だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。加えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の
基準発振器を共用化することにより、部品点数を少なく
している。さらに、第２のＰＬＬ回路を用いることによ
り、第２の中間周波信号の周波数が異なる場合でも容易
に変更できる。
れば、第３のミキサ２１０を設けることにより、第１の
局部発振器２０４と第２の局部発振器２１１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ２０１に入力す
るので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号
の発振周波数を第２の局部発振器の出力信号の発振周波
数だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。加えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の
基準発振器を共用化することにより、部品点数を少なく
している。さらに、第２のＰＬＬ回路を用いることによ
り、第２の中間周波信号の周波数が異なる場合でも容易
に変更できる。
【００３８】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は従来例に比べて低くなる。
【００３９】（実施例３）以下、本発明の第３の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００４０】図２は本発明の受信装置の第２の実施例に
おけるブロック図である。図３において、３０１は、受
信信号を第３のミキサ３１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、３０２は第１
の中間周波信号を第２の局部発振器３１１の出力信号と
混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキサ、
３０４は第１の局部発振器、３０５は第１の局部発振器
３０４の出力が入力され、固定分周比で分周する固定分
周器、３０６は固定分周器３０５の出力信号が入力さ
れ、可変な分周比で分周する可変分周器、３０７は基準
発振器、３０８は、可変分周器３０６と基準発振器３０
７の出力信号の位相誤差を検出する位相比較器、３０９
は、位相比較器の出力信号から局部発振器３０４を制御
するための制御電圧を出力するローパスフィルタ、３１
０は、第１の局部発振器３０４と第２の局部発振器３１
１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキサ３
０１に入力する第３のミキサ、３０３は第２の中間周波
信号を復調する復調回路、３１２は復調回路３０３から
の出力信号で第２の中間周波信号の周波数を一定に制御
し、第２の局部発振器３１１に制御信号を与えるＡＦＣ
回路である。
おけるブロック図である。図３において、３０１は、受
信信号を第３のミキサ３１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、３０２は第１
の中間周波信号を第２の局部発振器３１１の出力信号と
混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキサ、
３０４は第１の局部発振器、３０５は第１の局部発振器
３０４の出力が入力され、固定分周比で分周する固定分
周器、３０６は固定分周器３０５の出力信号が入力さ
れ、可変な分周比で分周する可変分周器、３０７は基準
発振器、３０８は、可変分周器３０６と基準発振器３０
７の出力信号の位相誤差を検出する位相比較器、３０９
は、位相比較器の出力信号から局部発振器３０４を制御
するための制御電圧を出力するローパスフィルタ、３１
０は、第１の局部発振器３０４と第２の局部発振器３１
１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキサ３
０１に入力する第３のミキサ、３０３は第２の中間周波
信号を復調する復調回路、３１２は復調回路３０３から
の出力信号で第２の中間周波信号の周波数を一定に制御
し、第２の局部発振器３１１に制御信号を与えるＡＦＣ
回路である。
【００４１】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、本第３の実施例の受信
装置では、第１の実施例と比べると、発振周波数が固定
の第２の局部発振器の代わりに、ＡＦＣ回路の出力信号
により制御される第２の局部発振器を使用している点が
違うところで、それ以外の動作については第１の実施例
と同じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路３１２で
は、復調回路３０３からの出力信号が入力され、第２の
中間周波信号の周波数を一定に制御するように第２の局
部発振器３１１に制御電圧を与える。
て、その動作を説明する。まず、本第３の実施例の受信
装置では、第１の実施例と比べると、発振周波数が固定
の第２の局部発振器の代わりに、ＡＦＣ回路の出力信号
により制御される第２の局部発振器を使用している点が
違うところで、それ以外の動作については第１の実施例
と同じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路３１２で
は、復調回路３０３からの出力信号が入力され、第２の
中間周波信号の周波数を一定に制御するように第２の局
部発振器３１１に制御電圧を与える。
【００４２】以上のように、本発明の第３の実施例によ
れば、第３のミキサ３１０を設けることにより、第１の
局部発振器３０４と第２の局部発振器３１１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ３０１に入力す
るので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号
の発振周波数を第２の局部発振器の出力信号の発振周波
数だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。また、第１の実施例に比べて、ＡＦＣ回路を備え
ているので、受信信号に変動があった場合にも第２の中
間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能である。
れば、第３のミキサ３１０を設けることにより、第１の
局部発振器３０４と第２の局部発振器３１１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ３０１に入力す
るので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号
の発振周波数を第２の局部発振器の出力信号の発振周波
数だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。また、第１の実施例に比べて、ＡＦＣ回路を備え
ているので、受信信号に変動があった場合にも第２の中
間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能である。
【００４３】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式や
多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.Rは
従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式や
多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.Rは
従来例に比べて低くなる。
【００４４】（実施例４）以下、本発明の第４の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００４５】図４は本発明の受信装置の第４の実施例に
おけるブロック図である。図４において、４０１は、受
信信号を第４のミキサ４１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、４０２は、第
１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発振
器４１１の出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変
換する第２のミキサ、４０４は第１の局部発振器、４０
５は第１の局部発振器４０４の出力が入力され固定分周
比で分周する固定分周器、４０６は固定分周器４０５か
らの出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変
分周器、４０７は基準発振器、４０８は、可変分周器４
０６と基準発振器４０７の出力信号の位相誤差を検出す
る位相比較器、４０９は、位相比較器の出力信号から第
１の局部発振器４０４を制御するための制御電圧を出力
するローパスフィルタ、４０３は、第２の中間周波信号
を第３の局部発振器４１２を乗じて復調する第３のミキ
サ、４１３は、復調回路の出力信号であるアナログ信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、４１４
はＡ／Ｄコンバータ４１３の出力信号であるディジタル
信号を復号するディジタル処理回路、４１５は第３の局
部発振器４１２の出力信号の高調波を発生させる高調波
発生回路、４１６は高調波発生回路４１５から出力され
る２３次高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、
４１８は高調波発生回路４１５から出力される３３次高
調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、４１７は、
バンドパスフィルタ４１６の出力信号かバンドパスフィ
ルタ４１８の出力信号のうち一方を切り換え信号に応じ
て選択し、出力するための切り換え回路、４１０は第１
の局部発振器４０４と切り換え回路４１７の出力信号の
加算を行い、その出力を第１のミキサ４０１に入力する
第４のミキサである。
おけるブロック図である。図４において、４０１は、受
信信号を第４のミキサ４１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、４０２は、第
１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発振
器４１１の出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変
換する第２のミキサ、４０４は第１の局部発振器、４０
５は第１の局部発振器４０４の出力が入力され固定分周
比で分周する固定分周器、４０６は固定分周器４０５か
らの出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変
分周器、４０７は基準発振器、４０８は、可変分周器４
０６と基準発振器４０７の出力信号の位相誤差を検出す
る位相比較器、４０９は、位相比較器の出力信号から第
１の局部発振器４０４を制御するための制御電圧を出力
するローパスフィルタ、４０３は、第２の中間周波信号
を第３の局部発振器４１２を乗じて復調する第３のミキ
サ、４１３は、復調回路の出力信号であるアナログ信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、４１４
はＡ／Ｄコンバータ４１３の出力信号であるディジタル
信号を復号するディジタル処理回路、４１５は第３の局
部発振器４１２の出力信号の高調波を発生させる高調波
発生回路、４１６は高調波発生回路４１５から出力され
る２３次高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、
４１８は高調波発生回路４１５から出力される３３次高
調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、４１７は、
バンドパスフィルタ４１６の出力信号かバンドパスフィ
ルタ４１８の出力信号のうち一方を切り換え信号に応じ
て選択し、出力するための切り換え回路、４１０は第１
の局部発振器４０４と切り換え回路４１７の出力信号の
加算を行い、その出力を第１のミキサ４０１に入力する
第４のミキサである。
【００４６】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、本第４の実施例の受信
装置では、第１の実施例と比べると、第４のミキサに入
力される信号が第２の局部発振器の出力信号である代わ
りに、第３の局部発振器の高調波信号である点が違うと
ころで、それ以外の動作については第１の実施例と同じ
なので、説明を省略する。
て、その動作を説明する。まず、本第４の実施例の受信
装置では、第１の実施例と比べると、第４のミキサに入
力される信号が第２の局部発振器の出力信号である代わ
りに、第３の局部発振器の高調波信号である点が違うと
ころで、それ以外の動作については第１の実施例と同じ
なので、説明を省略する。
【００４７】復調回路の出力信号であるアナログ信号
を、Ａ／Ｄコンバータ４１３でディジタル信号に変換し
て、変換されたディジタル信号はディジタル処理回路４
１４で復号される。
を、Ａ／Ｄコンバータ４１３でディジタル信号に変換し
て、変換されたディジタル信号はディジタル処理回路４
１４で復号される。
【００４８】高周波信号が存在する周波数が54 〜 890
(MHz)で、第１の中間周波信号が960.5 〜 966.5 (MHz)
にとき、第４のミキサ４１０の出力信号の周波数は102
0.5 〜1850.5 (MHz)になる。まず、第４のミキサ４１０
の出力信号の周波数が1020.5〜 1552.0 (MHz)のとき、
切り換え回路４１７はバンドパスフィルタ４１６の出力
（1012.0 (MHz)）を選択し、第１の局部発振器４０４の
発振周波数は8.5 〜 540 (MHz)となる。次に、第４のミ
キサ４１０の出力が1552.0 〜 1850.5 (MHz)のとき、切
り換え回路４１７はバンドパスフィルタ４１８の出力
（1452.0 (MHz)）を選択し、第１の局部発振器４０４は
100.0 〜 398.5 (MHz)となる。
(MHz)で、第１の中間周波信号が960.5 〜 966.5 (MHz)
にとき、第４のミキサ４１０の出力信号の周波数は102
0.5 〜1850.5 (MHz)になる。まず、第４のミキサ４１０
の出力信号の周波数が1020.5〜 1552.0 (MHz)のとき、
切り換え回路４１７はバンドパスフィルタ４１６の出力
（1012.0 (MHz)）を選択し、第１の局部発振器４０４の
発振周波数は8.5 〜 540 (MHz)となる。次に、第４のミ
キサ４１０の出力が1552.0 〜 1850.5 (MHz)のとき、切
り換え回路４１７はバンドパスフィルタ４１８の出力
（1452.0 (MHz)）を選択し、第１の局部発振器４０４は
100.0 〜 398.5 (MHz)となる。
【００４９】このように、第４のミキサ４１０の出力信
号の周波数が1020.5 〜 1850.5 (MHz)のとき、本実施例
の構成によれば、第１の局部発振器の発振周波数は8.5
〜 540 (MHz)となるので、従来例に比べて発振周波数が
低く、しかも周波数可変範囲が狭くて良い。
号の周波数が1020.5 〜 1850.5 (MHz)のとき、本実施例
の構成によれば、第１の局部発振器の発振周波数は8.5
〜 540 (MHz)となるので、従来例に比べて発振周波数が
低く、しかも周波数可変範囲が狭くて良い。
【００５０】以上のように、本発明の第４の実施例によ
れば、第４のミキサ４１０を設けることにより、第１の
局部発振器４０４と第３の局部発振器４１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路４１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ４０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。
れば、第４のミキサ４１０を設けることにより、第１の
局部発振器４０４と第３の局部発振器４１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路４１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ４０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。
【００５１】また、第３の局部発振器の高調波信号を切
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第３の局部発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第３の局部発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
【００５２】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は従来例に比べて低くなる。
【００５３】（実施例５）以下、本発明の第５の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００５４】図５は本発明の受信装置の第５の実施例に
おけるブロック図である。図５において、５０１は、受
信信号を第４のミキサ５１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、５０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器５１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、５０４は第１の局部発振器、５０５は第１の局部発
振器５０４の出力が入力され固定分周比で分周する第１
の固定分周器、５０６は第１の固定分周器５０５の出力
信号が入力され、可変な分周比で分周する第１の可変分
周器、５０７は基準発振器、５０８は、第１の可変分周
器５０６と基準発振器５０７の出力信号の位相誤差を検
出する第１の位相比較器、５０９は、第１の位相比較器
の出力信号から第１の局部発振器５０４を制御するため
の制御電圧を出力する第１のローパスフィルタ、５１２
は第２の局部発振器５１１の出力が入力され、固定分周
比で分周する第２の固定分周器、５１３は第２の固定分
周器５１２の出力信号が入力され、可変な分周比で分周
する第２の可変分周器、５１４は、第２の可変分周器５
１３と基準発振器５０７の出力信号の位相誤差を検出す
る第２の位相比較器、５１５は、第２の位相比較器の出
力信号から第２の局部発振器５１１を制御するための制
御電圧を出力する第２のローパスフィルタ、５０３は、
第２の中間周波信号を第３の局部発振器５１６を乗じて
復調する第３のミキサ、５１７は、復調回路の出力信号
であるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
コンバータ、５１８はＡ／Ｄコンバータ４１３の出力信
号であるディジタル信号を復号するディジタル処理回
路、５１９は第３の局部発振器５１６の出力信号の高調
波を発生させる高調波発生回路、５２０は高調波発生回
路５１９から出力される２３次高調波信号を通過させる
バンドパスフィルタ、５２２は高調波発生回路５１９か
ら出力される３３次高調波信号を通過させるバンドパス
フィルタ、５２１は、バンドパスフィルタ５２０の出力
信号かバンドパスフィルタ５２２の出力信号のうち一方
を切り換え信号に応じて選択し、出力するための切り換
え回路、５１０は、第１の局部発振器５０４と切り換え
回路５２１の出力信号の加算を行い、その出力を第１の
ミキサ５０１に入力する第４のミキサである。
おけるブロック図である。図５において、５０１は、受
信信号を第４のミキサ５１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、５０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器５１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、５０４は第１の局部発振器、５０５は第１の局部発
振器５０４の出力が入力され固定分周比で分周する第１
の固定分周器、５０６は第１の固定分周器５０５の出力
信号が入力され、可変な分周比で分周する第１の可変分
周器、５０７は基準発振器、５０８は、第１の可変分周
器５０６と基準発振器５０７の出力信号の位相誤差を検
出する第１の位相比較器、５０９は、第１の位相比較器
の出力信号から第１の局部発振器５０４を制御するため
の制御電圧を出力する第１のローパスフィルタ、５１２
は第２の局部発振器５１１の出力が入力され、固定分周
比で分周する第２の固定分周器、５１３は第２の固定分
周器５１２の出力信号が入力され、可変な分周比で分周
する第２の可変分周器、５１４は、第２の可変分周器５
１３と基準発振器５０７の出力信号の位相誤差を検出す
る第２の位相比較器、５１５は、第２の位相比較器の出
力信号から第２の局部発振器５１１を制御するための制
御電圧を出力する第２のローパスフィルタ、５０３は、
第２の中間周波信号を第３の局部発振器５１６を乗じて
復調する第３のミキサ、５１７は、復調回路の出力信号
であるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
コンバータ、５１８はＡ／Ｄコンバータ４１３の出力信
号であるディジタル信号を復号するディジタル処理回
路、５１９は第３の局部発振器５１６の出力信号の高調
波を発生させる高調波発生回路、５２０は高調波発生回
路５１９から出力される２３次高調波信号を通過させる
バンドパスフィルタ、５２２は高調波発生回路５１９か
ら出力される３３次高調波信号を通過させるバンドパス
フィルタ、５２１は、バンドパスフィルタ５２０の出力
信号かバンドパスフィルタ５２２の出力信号のうち一方
を切り換え信号に応じて選択し、出力するための切り換
え回路、５１０は、第１の局部発振器５０４と切り換え
回路５２１の出力信号の加算を行い、その出力を第１の
ミキサ５０１に入力する第４のミキサである。
【００５５】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、本第５の実施例の受信
装置では、第４の実施例と比べると、発振周波数が固定
の第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第２
の局部発振器を使用している点が違うところで、それ以
外の動作については第４の実施例と同じなので、説明を
省略する。
て、その動作を説明する。まず、本第５の実施例の受信
装置では、第４の実施例と比べると、発振周波数が固定
の第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第２
の局部発振器を使用している点が違うところで、それ以
外の動作については第４の実施例と同じなので、説明を
省略する。
【００５６】第２のＰＬＬ回路では、第２の局部発振器
５１１の出力信号が第２の固定分周器５１２に入力さ
れ、分周された出力信号が第２の可変分周器５１３に入
力され、受信チャネルに応じて、基準発振器５０７の出
力信号周波数と第２の可変分周器５１３の出力信号周波
数が同じになるように分周されて、第２の可変分周器５
１３の出力信号と基準発振器５０７の出力信号の位相差
を第２の位相比較器５１４で検出し、その検出信号を基
に第２のローパスフィルタ５１５で第２の局部発振器５
１１を制御する制御電圧を出力する構成している。
５１１の出力信号が第２の固定分周器５１２に入力さ
れ、分周された出力信号が第２の可変分周器５１３に入
力され、受信チャネルに応じて、基準発振器５０７の出
力信号周波数と第２の可変分周器５１３の出力信号周波
数が同じになるように分周されて、第２の可変分周器５
１３の出力信号と基準発振器５０７の出力信号の位相差
を第２の位相比較器５１４で検出し、その検出信号を基
に第２のローパスフィルタ５１５で第２の局部発振器５
１１を制御する制御電圧を出力する構成している。
【００５７】以上のように、本発明の第５の実施例によ
れば、第４のミキサ５１０を設けることにより、第１の
局部発振器５０４と第３の局部発振器５１６の出力信号
の高調波信号である切り換え回路５２１の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ５０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。加
えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の基準発振
器を共用化することにより、部品点数を少なくしてい
る。さらに、第２のＰＬＬ回路を用いることにより、第
２の中間周波信号の周波数が異なる場合でも容易に変更
できる。
れば、第４のミキサ５１０を設けることにより、第１の
局部発振器５０４と第３の局部発振器５１６の出力信号
の高調波信号である切り換え回路５２１の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ５０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。加
えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の基準発振
器を共用化することにより、部品点数を少なくしてい
る。さらに、第２のＰＬＬ回路を用いることにより、第
２の中間周波信号の周波数が異なる場合でも容易に変更
できる。
【００５８】また、第３の局部発振器の高調波信号を切
り換えて第４のミキサに入力されるので、第１のＰＬＬ
回路の第１の局部発振器の周波数可変範囲が第３の局部
発振器の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部
発振器の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくな
り、位相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さく
なる。
り換えて第４のミキサに入力されるので、第１のＰＬＬ
回路の第１の局部発振器の周波数可変範囲が第３の局部
発振器の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部
発振器の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくな
り、位相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さく
なる。
【００５９】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は従来例に比べて低くなる。
【００６０】（実施例６）以下、本発明の第６の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００６１】図６は本発明の受信装置の第６の実施例に
おけるブロック図である。図６において、６０１は、受
信信号を第４のミキサ６１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、６０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器６１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、６０４は第１の局部発振器、６０５は第１の局部発
振器６０４の出力が入力され固定分周比で分周する固定
分周器、６０６は固定分周器６０５の出力信号が入力さ
れ、可変な分周比で分周する可変分周器、６０７は基準
発振器、６０８は可変分周器６０６と基準発振器６０７
の出力信号の位相誤差を検出する位相比較器、６０９は
位相比較器の出力信号から第１の局部発振器６０４を制
御するための制御電圧を出力するローパスフィルタ、６
０３は第２の中間周波信号を第３の局部発振器６１２を
乗じて復調する第３のミキサ、６１３は復調回路の出力
信号であるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄコンバータ、６１４はＡ／Ｄコンバータ４１３の出
力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処理
回路、６１５は第３の局部発振器６１２の出力信号の高
調波を発生させる高調波発生回路、６１６は高調波発生
回路６１５から出力される２３次高調波信号を通過させ
るバンドパスフィルタ、６１８は高調波発生回路６１５
から出力される３３次高調波信号を通過させるバンドパ
スフィルタ、６１７は、バンドパスフィルタ６１６の出
力信号かバンドパスフィルタ６１８の出力信号のうち一
方を切り換え信号に応じて選択し、出力するための切り
換え回路、６１０は第１の局部発振器６０４と切り換え
回路６１７の出力信号の加算を行い、その出力を第１の
ミキサ６０１に入力する第４のミキサ、６１８は復調回
路からの出力信号で第２の中間周波信号の周波数を一定
に制御し、第２の局部発振器６１１に制御信号を与える
ＡＦＣ回路である。
おけるブロック図である。図６において、６０１は、受
信信号を第４のミキサ６１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、６０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器６１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、６０４は第１の局部発振器、６０５は第１の局部発
振器６０４の出力が入力され固定分周比で分周する固定
分周器、６０６は固定分周器６０５の出力信号が入力さ
れ、可変な分周比で分周する可変分周器、６０７は基準
発振器、６０８は可変分周器６０６と基準発振器６０７
の出力信号の位相誤差を検出する位相比較器、６０９は
位相比較器の出力信号から第１の局部発振器６０４を制
御するための制御電圧を出力するローパスフィルタ、６
０３は第２の中間周波信号を第３の局部発振器６１２を
乗じて復調する第３のミキサ、６１３は復調回路の出力
信号であるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄコンバータ、６１４はＡ／Ｄコンバータ４１３の出
力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処理
回路、６１５は第３の局部発振器６１２の出力信号の高
調波を発生させる高調波発生回路、６１６は高調波発生
回路６１５から出力される２３次高調波信号を通過させ
るバンドパスフィルタ、６１８は高調波発生回路６１５
から出力される３３次高調波信号を通過させるバンドパ
スフィルタ、６１７は、バンドパスフィルタ６１６の出
力信号かバンドパスフィルタ６１８の出力信号のうち一
方を切り換え信号に応じて選択し、出力するための切り
換え回路、６１０は第１の局部発振器６０４と切り換え
回路６１７の出力信号の加算を行い、その出力を第１の
ミキサ６０１に入力する第４のミキサ、６１８は復調回
路からの出力信号で第２の中間周波信号の周波数を一定
に制御し、第２の局部発振器６１１に制御信号を与える
ＡＦＣ回路である。
【００６２】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第６の実施例の受信装
置では、第４の実施例と比べると、発振周波数が固定の
第２の局部発振器の代わりにＡＦＣ回路の出力信号によ
り制御される第２の局部発振器を使用している点が違う
ところで、それ以外の動作については第４の実施例と同
じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路６１８では、復
調回路からの出力信号が入力され、第２の中間周波信号
の周波数を一定に制御するように第２の局部発振器６１
１に制御電圧を与える。
て、その動作を説明する。まず、第６の実施例の受信装
置では、第４の実施例と比べると、発振周波数が固定の
第２の局部発振器の代わりにＡＦＣ回路の出力信号によ
り制御される第２の局部発振器を使用している点が違う
ところで、それ以外の動作については第４の実施例と同
じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路６１８では、復
調回路からの出力信号が入力され、第２の中間周波信号
の周波数を一定に制御するように第２の局部発振器６１
１に制御電圧を与える。
【００６３】以上のように、本発明の第６の実施例によ
れば、第４のミキサ６１０を設けることにより、第１の
局部発振器６０４と第３の局部発振器６１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路６１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ６０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。
れば、第４のミキサ６１０を設けることにより、第１の
局部発振器６０４と第３の局部発振器６１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路６１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ６０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。
【００６４】また、第３の局部発振器の高調波信号を切
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第３の局部発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第３の局部発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
【００６５】更に、第４の実施例に比べてＡＦＣ回路を
備えているので、受信信号に変動があった場合にも第２
の中間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能であ
る。
備えているので、受信信号に変動があった場合にも第２
の中間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能であ
る。
【００６６】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
【００６７】（実施例７）以下、本発明の第７の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００６８】図７は本発明の受信装置の第７の実施例に
おけるブロック図である。図７において、７０１は、受
信信号を第４のミキサ７１０の出力信号と混合し第１の
中間周波信号に変換する第１のミキサ、７０２は、第１
の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発振器
７１１の出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変換
する第２のミキサ、７０４は第１の局部発振器、７０５
は第１の局部発振器７０４の出力が入力され、固定分周
比で分周する固定分周器、７０６は固定分周器７０５の
出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変分周
器、７０７は第１の基準発振器、７０８は可変分周器７
０６と第１の基準発振器７０７の出力信号の位相誤差を
検出する位相比較器、７０９は位相比較器の出力信号か
ら第１の局部発振器７０４を制御するための制御電圧を
出力するローパスフィルタ、７０３は第２の中間周波信
号を復調する復調回路、７１３は復調回路７０３の出力
信号であるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄコンバータ、７１４は、Ａ／Ｄコンバータ７１３の
出力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処
理回路、７１５は、ディジタル処理回路でディジタル信
号を復号するのに用いる第２の基準発振器７１２の出力
信号の高調波を発生させる高調波発生回路、７１６は高
調波発生回路７１５から出力されるｋ次（ｋ＝1,2,3,・・
・）高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、７１
８は高調波発生回路７１５から出力されるｌ次（ｌ＝1,
2,3,・・・ ｌ≠ｋ）高調波信号を通過させるバンドパスフ
ィルタ、７１７は、バンドパスフィルタ７１６の出力信
号かバンドパスフィルタ７１８の出力信号のうち一方を
切り換え信号に応じて選択し、出力するための切り換え
回路、７１０は、第１の局部発振器７０４と切り換え回
路７１７の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミ
キサ７０１に入力する第４のミキサである。
おけるブロック図である。図７において、７０１は、受
信信号を第４のミキサ７１０の出力信号と混合し第１の
中間周波信号に変換する第１のミキサ、７０２は、第１
の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発振器
７１１の出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変換
する第２のミキサ、７０４は第１の局部発振器、７０５
は第１の局部発振器７０４の出力が入力され、固定分周
比で分周する固定分周器、７０６は固定分周器７０５の
出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変分周
器、７０７は第１の基準発振器、７０８は可変分周器７
０６と第１の基準発振器７０７の出力信号の位相誤差を
検出する位相比較器、７０９は位相比較器の出力信号か
ら第１の局部発振器７０４を制御するための制御電圧を
出力するローパスフィルタ、７０３は第２の中間周波信
号を復調する復調回路、７１３は復調回路７０３の出力
信号であるアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄコンバータ、７１４は、Ａ／Ｄコンバータ７１３の
出力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処
理回路、７１５は、ディジタル処理回路でディジタル信
号を復号するのに用いる第２の基準発振器７１２の出力
信号の高調波を発生させる高調波発生回路、７１６は高
調波発生回路７１５から出力されるｋ次（ｋ＝1,2,3,・・
・）高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、７１
８は高調波発生回路７１５から出力されるｌ次（ｌ＝1,
2,3,・・・ ｌ≠ｋ）高調波信号を通過させるバンドパスフ
ィルタ、７１７は、バンドパスフィルタ７１６の出力信
号かバンドパスフィルタ７１８の出力信号のうち一方を
切り換え信号に応じて選択し、出力するための切り換え
回路、７１０は、第１の局部発振器７０４と切り換え回
路７１７の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミ
キサ７０１に入力する第４のミキサである。
【００６９】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第７の実施例の受信装
置では、第４の実施例と比べると、第４のミキサに入力
される信号が第３の局部発振器の出力信号である代わり
に第２の基準発振器の高調波信号である点が違うところ
で、それ以外の動作については第４の実施例と同じなの
で、説明を省略する。
て、その動作を説明する。まず、第７の実施例の受信装
置では、第４の実施例と比べると、第４のミキサに入力
される信号が第３の局部発振器の出力信号である代わり
に第２の基準発振器の高調波信号である点が違うところ
で、それ以外の動作については第４の実施例と同じなの
で、説明を省略する。
【００７０】復調回路７０３の出力信号であるアナログ
信号をＡ／Ｄコンバータ７１３でディジタル信号に変換
して、変換されたディジタル信号はディジタル処理回路
７１４で復号される。
信号をＡ／Ｄコンバータ７１３でディジタル信号に変換
して、変換されたディジタル信号はディジタル処理回路
７１４で復号される。
【００７１】また、高調波発生回路７１５ではディジタ
ル処理回路でディジタル信号を復号するのに用いる第２
の基準発振器７１２の出力信号の高調波を発生させて、
バンドパスフィルタ７１６,７１８でそれぞれ高調波が
分けられる。そして、必要な高調波を切り換え回路７１
７で選択して、第１の局部発振器７０４の出力信号と第
４のミキサ７１０で混合する。
ル処理回路でディジタル信号を復号するのに用いる第２
の基準発振器７１２の出力信号の高調波を発生させて、
バンドパスフィルタ７１６,７１８でそれぞれ高調波が
分けられる。そして、必要な高調波を切り換え回路７１
７で選択して、第１の局部発振器７０４の出力信号と第
４のミキサ７１０で混合する。
【００７２】以上のように、本発明の第７の実施例によ
れば、第４のミキサ７１０を設けることにより、第１の
局部発振器７０４と第２の基準発振器７１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路７１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ７０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。
れば、第４のミキサ７１０を設けることにより、第１の
局部発振器７０４と第２の基準発振器７１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路７１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ７０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。
【００７３】また、第２の基準発振器の高調波信号を切
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第２の基準発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第２の基準発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
【００７４】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
【００７５】（実施例８）以下、本発明の第８の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００７６】図８は本発明の受信装置の第８の実施例に
おけるブロック図である。図８において、８０１は受信
信号を第４のミキサ８１０の出力信号と混合し第１の中
間周波信号に変換する第１のミキサ、８０２は第１の中
間周波信号を第２の局部発振器８１１の出力信号と混合
し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキサ、８０
４は第１の局部発振器、８０５は第１の局部発振器８０
４の出力が入力され、固定分周比で分周する第１の固定
分周器、８０６は第１の固定分周器８０５の出力信号が
入力され、可変な分周比で分周する第１の可変分周器、
８０７は第１の基準発振器、８０８は第１の可変分周器
８０６と第１の基準発振器８０７の出力信号の位相誤差
を検出する第１の位相比較器、８０９は、第１の位相比
較器の出力信号から第１の局部発振器８０４を制御する
ための制御電圧を出力する第１のローパスフィルタ、８
１２は第２の局部発振器８１１の出力が入力され、固定
分周比で分周する第２の固定分周器、８１３は第２の固
定分周器の出力信号が入力され、可変な分周比で分周す
る第２の可変分周器、８１４は第２の可変分周器８１３
と第１の基準発振器８０７の出力信号の位相誤差を検出
する第２の位相比較器、８１５は、第２の位相比較器の
出力信号から第２の局部発振器８１１を制御するための
制御電圧を出力する第２のローパスフィルタ、８０３は
第２の中間周波信号を復調する復調回路、８１７は復調
回路８０３の出力信号であるアナログ信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、８１８はＡ／Ｄコン
バータ８１７の出力信号であるディジタル信号を復号す
るディジタル処理回路、８１９は、ディジタル処理回路
８１８で使われている第２の基準発振器８１６の出力信
号の高調波を発生させる高調波発生回路、８２０は高調
波発生回路８１９から出力されるｋ次（ｋ＝1,2,3,・・
・）高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、８２
２は高調波発生回路８１９から出力されるｌ次（ｌ＝1,
2,3,・・・ ｌ≠ｋ）高調波信号を通過させるバンドパスフ
ィルタ、８２１はバンドパスフィルタ８２０の出力信号
かバンドパスフィルタ８２２の出力信号のうち一方を切
り換え信号に応じて選択し、出力するための切り換え回
路、８１０は、第１の局部発振器８０４と切り換え回路
８２１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキ
サ８０１に入力する第４のミキサである。
おけるブロック図である。図８において、８０１は受信
信号を第４のミキサ８１０の出力信号と混合し第１の中
間周波信号に変換する第１のミキサ、８０２は第１の中
間周波信号を第２の局部発振器８１１の出力信号と混合
し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキサ、８０
４は第１の局部発振器、８０５は第１の局部発振器８０
４の出力が入力され、固定分周比で分周する第１の固定
分周器、８０６は第１の固定分周器８０５の出力信号が
入力され、可変な分周比で分周する第１の可変分周器、
８０７は第１の基準発振器、８０８は第１の可変分周器
８０６と第１の基準発振器８０７の出力信号の位相誤差
を検出する第１の位相比較器、８０９は、第１の位相比
較器の出力信号から第１の局部発振器８０４を制御する
ための制御電圧を出力する第１のローパスフィルタ、８
１２は第２の局部発振器８１１の出力が入力され、固定
分周比で分周する第２の固定分周器、８１３は第２の固
定分周器の出力信号が入力され、可変な分周比で分周す
る第２の可変分周器、８１４は第２の可変分周器８１３
と第１の基準発振器８０７の出力信号の位相誤差を検出
する第２の位相比較器、８１５は、第２の位相比較器の
出力信号から第２の局部発振器８１１を制御するための
制御電圧を出力する第２のローパスフィルタ、８０３は
第２の中間周波信号を復調する復調回路、８１７は復調
回路８０３の出力信号であるアナログ信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、８１８はＡ／Ｄコン
バータ８１７の出力信号であるディジタル信号を復号す
るディジタル処理回路、８１９は、ディジタル処理回路
８１８で使われている第２の基準発振器８１６の出力信
号の高調波を発生させる高調波発生回路、８２０は高調
波発生回路８１９から出力されるｋ次（ｋ＝1,2,3,・・
・）高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、８２
２は高調波発生回路８１９から出力されるｌ次（ｌ＝1,
2,3,・・・ ｌ≠ｋ）高調波信号を通過させるバンドパスフ
ィルタ、８２１はバンドパスフィルタ８２０の出力信号
かバンドパスフィルタ８２２の出力信号のうち一方を切
り換え信号に応じて選択し、出力するための切り換え回
路、８１０は、第１の局部発振器８０４と切り換え回路
８２１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキ
サ８０１に入力する第４のミキサである。
【００７７】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第８の実施例の受信装
置では、第７の実施例と比べると、発振周波数が固定の
第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第２の
局部発振器を使用している点が違うところで、それ以外
の動作については第７の実施例と同じなので、説明を省
略する。
て、その動作を説明する。まず、第８の実施例の受信装
置では、第７の実施例と比べると、発振周波数が固定の
第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第２の
局部発振器を使用している点が違うところで、それ以外
の動作については第７の実施例と同じなので、説明を省
略する。
【００７８】第２のＰＬＬ回路では、第２の局部発振器
８１１の出力信号が第２の固定分周器８１２に入力さ
れ、分周された出力信号が第２の可変分周器８１３に入
力され、受信チャネルに応じて第１の基準発振器８０７
の出力信号周波数と第２の可変分周器８１３の出力信号
周波数が同じになるように分周されて、第２の可変分周
器８１３の出力信号と第１の基準発振器８０７の出力信
号の位相差を第２の位相比較器８１４で検出し、その検
出信号を基に第２のローパスフィルタ８１５で第２の局
部発振器８１１を制御する制御電圧を出力する構成して
いる。
８１１の出力信号が第２の固定分周器８１２に入力さ
れ、分周された出力信号が第２の可変分周器８１３に入
力され、受信チャネルに応じて第１の基準発振器８０７
の出力信号周波数と第２の可変分周器８１３の出力信号
周波数が同じになるように分周されて、第２の可変分周
器８１３の出力信号と第１の基準発振器８０７の出力信
号の位相差を第２の位相比較器８１４で検出し、その検
出信号を基に第２のローパスフィルタ８１５で第２の局
部発振器８１１を制御する制御電圧を出力する構成して
いる。
【００７９】以上のように、本発明の第８の実施例によ
れば、第４のミキサ８１０を設けることにより、第１の
局部発振器８０４と第２の基準発振器８１６の出力信号
の高調波信号である切り換え回路８２１の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ８０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。加
えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の基準発振
器を共用化することにより、部品点数を少なくしてい
る。さらに、第２のＰＬＬ回路を用いることにより、第
２の中間周波信号の周波数が異なる場合でも容易に変更
できる。
れば、第４のミキサ８１０を設けることにより、第１の
局部発振器８０４と第２の基準発振器８１６の出力信号
の高調波信号である切り換え回路８２１の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ８０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。加
えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の基準発振
器を共用化することにより、部品点数を少なくしてい
る。さらに、第２のＰＬＬ回路を用いることにより、第
２の中間周波信号の周波数が異なる場合でも容易に変更
できる。
【００８０】また、第２の基準発振器の高調波信号を切
り換えて第４のミキサに入力されるので、第１のＰＬＬ
回路の第１の局部発振器の周波数可変範囲が第２の基準
発振器の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部
発振器の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくな
り、位相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さく
なる。
り換えて第４のミキサに入力されるので、第１のＰＬＬ
回路の第１の局部発振器の周波数可変範囲が第２の基準
発振器の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部
発振器の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくな
り、位相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さく
なる。
【００８１】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
【００８２】（実施例９）以下、本発明の第９の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００８３】図９は本発明の受信装置の第９の実施例に
おけるブロック図である。図９において、９０１は、受
信信号を第４のミキサ９１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、９０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器９１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、９０４は第１の局部発振器、９０５は第１の局部発
振器９０４の出力が入力され固定分周比で分周する固定
分周器、９０６は固定分周器９０５の出力信号が入力さ
れ、可変な分周比で分周する可変分周器、９０７は第１
の基準発振器、９０８は可変分周器９０６と第１の基準
発振器９０７の出力信号の位相誤差を検出する位相比較
器、９０９は位相比較器の出力信号から第１の局部発振
器９０４を制御するための制御電圧を出力するローパス
フィルタ、９０３は第２の中間周波信号を復調する復調
回路、９１３は復調回路９０３の出力信号であるアナロ
グ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、
９１４はＡ／Ｄコンバータ９１３の出力信号であるディ
ジタル信号を復号するディジタル処理回路、９１５はデ
ィジタル処理回路９１４で使われている第２の基準発振
器９１２の出力信号の高調波を発生させる高調波発生回
路、９１６は高調波発生回路９１５から出力されるｋ次
（ｋ＝1,2,3,・・・）高調波信号を通過させるバンドパス
フィルタ、９１８は高調波発生回路７１５から出力され
るｌ次（ｌ＝1,2,3,・・・ ｌ≠ｋ）高調波信号を通過させ
るバンドパスフィルタ、９１７はバンドパスフィルタ９
１６の出力信号かバンドパスフィルタ９１８の出力信号
のうち一方を切り換え信号に応じて選択し、出力するた
めの切り換え回路、９１０は第１の局部発振器９０４と
切り換え回路９１７の出力信号の加算を行い、その出力
を第１のミキサ９０１に入力する第４のミキサ、９１８
は復調回路９０３から出力信号で第２の中間周波信号の
周波数を一定に制御し、第２の局部発振器９１１に制御
信号を与えるＡＦＣ回路である。
おけるブロック図である。図９において、９０１は、受
信信号を第４のミキサ９１０の出力信号と混合し、第１
の中間周波信号に変換する第１のミキサ、９０２は、第
１の中間周波信号を第２の局部発振器９１１の出力信号
と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２のミキ
サ、９０４は第１の局部発振器、９０５は第１の局部発
振器９０４の出力が入力され固定分周比で分周する固定
分周器、９０６は固定分周器９０５の出力信号が入力さ
れ、可変な分周比で分周する可変分周器、９０７は第１
の基準発振器、９０８は可変分周器９０６と第１の基準
発振器９０７の出力信号の位相誤差を検出する位相比較
器、９０９は位相比較器の出力信号から第１の局部発振
器９０４を制御するための制御電圧を出力するローパス
フィルタ、９０３は第２の中間周波信号を復調する復調
回路、９１３は復調回路９０３の出力信号であるアナロ
グ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、
９１４はＡ／Ｄコンバータ９１３の出力信号であるディ
ジタル信号を復号するディジタル処理回路、９１５はデ
ィジタル処理回路９１４で使われている第２の基準発振
器９１２の出力信号の高調波を発生させる高調波発生回
路、９１６は高調波発生回路９１５から出力されるｋ次
（ｋ＝1,2,3,・・・）高調波信号を通過させるバンドパス
フィルタ、９１８は高調波発生回路７１５から出力され
るｌ次（ｌ＝1,2,3,・・・ ｌ≠ｋ）高調波信号を通過させ
るバンドパスフィルタ、９１７はバンドパスフィルタ９
１６の出力信号かバンドパスフィルタ９１８の出力信号
のうち一方を切り換え信号に応じて選択し、出力するた
めの切り換え回路、９１０は第１の局部発振器９０４と
切り換え回路９１７の出力信号の加算を行い、その出力
を第１のミキサ９０１に入力する第４のミキサ、９１８
は復調回路９０３から出力信号で第２の中間周波信号の
周波数を一定に制御し、第２の局部発振器９１１に制御
信号を与えるＡＦＣ回路である。
【００８４】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第９の実施例の受信装
置では、第７の実施例と比べると、発振周波数が固定の
第２の局部発振器の代わりにＡＦＣ回路の出力信号によ
り制御される第２の局部発振器を使用している点が違う
ところで、それ以外の動作については第７の実施例と同
じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路９１８では、復
調回路からの出力信号が入力され第２の中間周波信号の
周波数を一定に制御するように第２の局部発振器９１１
に制御電圧を与える。
て、その動作を説明する。まず、第９の実施例の受信装
置では、第７の実施例と比べると、発振周波数が固定の
第２の局部発振器の代わりにＡＦＣ回路の出力信号によ
り制御される第２の局部発振器を使用している点が違う
ところで、それ以外の動作については第７の実施例と同
じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路９１８では、復
調回路からの出力信号が入力され第２の中間周波信号の
周波数を一定に制御するように第２の局部発振器９１１
に制御電圧を与える。
【００８５】以上のように、本発明の第９の実施例によ
れば、第４のミキサ９１０を設けることにより、第１の
局部発振器９０４と第２の基準発振器９１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路９１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ９０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので共振器の高Ｑ化が容易となる。
れば、第４のミキサ９１０を設けることにより、第１の
局部発振器９０４と第２の基準発振器９１２の出力信号
の高調波信号である切り換え回路９１７の出力信号の加
算を行い、その出力を第１のミキサ９０１に入力するの
で、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信号の発
振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数だけ低
くすることができるので、第１の実施例と同様に、第２
の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相雑音の少
ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周
波数が低くなるので共振器の高Ｑ化が容易となる。
【００８６】また、第２の基準発振器の高調波信号を切
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第２の基準発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
り換えて第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が第２の基準発振器
の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器
の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位
相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
【００８７】更に、第７の実施例に比べて、ＡＦＣ回路
を備えているので受信信号に変動があった場合も、第２
の中間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能であ
る。
を備えているので受信信号に変動があった場合も、第２
の中間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能であ
る。
【００８８】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
【００８９】（実施例１０）以下、本発明の第１０の実
施例について、図面を参照しながら説明する。
施例について、図面を参照しながら説明する。
【００９０】図１０は本発明の受信装置の第１０の実施
例におけるブロック図である。図１０において、１００
１は、受信信号を第４のミキサの出力信号と混合し、第
１の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１００２
は、第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局
部発振器１０１１の出力信号と混合して、第２の中間周
波信号に変換する第２のミキサ、１００４は第１の局部
発振器、１００５は第１の局部発振器１００４の出力が
入力され、固定分周比で分周する固定分周器、１００６
は固定分周器１００５の出力信号が入力され、可変な分
周比で分周する可変分周器、１００７は基準発振器、１
００８は可変分周器１００６と基準発振器１００７の出
力信号の位相誤差を検出する位相比較器、１００９は、
位相比較器の出力信号から第１の局部発振器１００４を
制御するための制御電圧を出力するローパスフィルタ、
１００３は第２の中間周波信号を復調する復調回路、１
０１３は、復調回路の出力信号であるアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１０１４
は、基準発振器１００７の出力信号を分周器１０１２で
分周した信号を用いて、Ａ／Ｄコンバータ１０１３の出
力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処理
回路、１０１５は、ディジタル処理回路１０１４で分周
して使われている基準発振器１００７の出力信号の高調
波を発生させる高調波発生回路、１０１６は高調波発生
回路１０１５から出力されるｐ次（ｐ＝1,2,3,・・・）高
調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、１０１８は
高調波発生回路１０１５から出力されるｑ次（ｑ＝1,2,
3,・・・ ｑ≠ｐ）高調波信号を通過させるバンドパスフィ
ルタ、１０１７はバンドパスフィルタ１０１６の出力信
号かバンドパスフィルタ１０１８の出力信号のいずれか
一方を切り換え信号に応じて選択し出力するための切り
換え回路、１０１０は第１の局部発振器１００４と切り
換え回路１０１７の出力信号の加算を行い、その出力を
第１のミキサ１００１に入力する第４のミキサである。
例におけるブロック図である。図１０において、１００
１は、受信信号を第４のミキサの出力信号と混合し、第
１の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１００２
は、第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局
部発振器１０１１の出力信号と混合して、第２の中間周
波信号に変換する第２のミキサ、１００４は第１の局部
発振器、１００５は第１の局部発振器１００４の出力が
入力され、固定分周比で分周する固定分周器、１００６
は固定分周器１００５の出力信号が入力され、可変な分
周比で分周する可変分周器、１００７は基準発振器、１
００８は可変分周器１００６と基準発振器１００７の出
力信号の位相誤差を検出する位相比較器、１００９は、
位相比較器の出力信号から第１の局部発振器１００４を
制御するための制御電圧を出力するローパスフィルタ、
１００３は第２の中間周波信号を復調する復調回路、１
０１３は、復調回路の出力信号であるアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１０１４
は、基準発振器１００７の出力信号を分周器１０１２で
分周した信号を用いて、Ａ／Ｄコンバータ１０１３の出
力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処理
回路、１０１５は、ディジタル処理回路１０１４で分周
して使われている基準発振器１００７の出力信号の高調
波を発生させる高調波発生回路、１０１６は高調波発生
回路１０１５から出力されるｐ次（ｐ＝1,2,3,・・・）高
調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、１０１８は
高調波発生回路１０１５から出力されるｑ次（ｑ＝1,2,
3,・・・ ｑ≠ｐ）高調波信号を通過させるバンドパスフィ
ルタ、１０１７はバンドパスフィルタ１０１６の出力信
号かバンドパスフィルタ１０１８の出力信号のいずれか
一方を切り換え信号に応じて選択し出力するための切り
換え回路、１０１０は第１の局部発振器１００４と切り
換え回路１０１７の出力信号の加算を行い、その出力を
第１のミキサ１００１に入力する第４のミキサである。
【００９１】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第１０の実施例の受信
装置では、第７の実施例と比べると、第４のミキサに入
力される信号が第２の基準発振器の出力信号である代わ
りに基準発振器の高調波信号である点が違うところで、
それ以外の動作については第７の実施例と同じなので、
説明を省略する。高調波発生回路１０１５では、ディジ
タル処理回路でディジタル信号を復号するのに用いる基
準発振器１００７の出力信号の高調波を発生させて、バ
ンドパスフィルタ１０１６,１０１８でそれぞれ高調波
が分けられる。そして、必要な高調波を切り換え回路１
０１７で選択して、第１の局部発振器１００４の出力信
号と第４のミキサ１０１０で混合する。
て、その動作を説明する。まず、第１０の実施例の受信
装置では、第７の実施例と比べると、第４のミキサに入
力される信号が第２の基準発振器の出力信号である代わ
りに基準発振器の高調波信号である点が違うところで、
それ以外の動作については第７の実施例と同じなので、
説明を省略する。高調波発生回路１０１５では、ディジ
タル処理回路でディジタル信号を復号するのに用いる基
準発振器１００７の出力信号の高調波を発生させて、バ
ンドパスフィルタ１０１６,１０１８でそれぞれ高調波
が分けられる。そして、必要な高調波を切り換え回路１
０１７で選択して、第１の局部発振器１００４の出力信
号と第４のミキサ１０１０で混合する。
【００９２】以上のように、本発明の第１０の実施例に
よれば、第４のミキサ１０１０を設けることにより、第
１の局部発振器１００４と基準発振器１００７の出力信
号の高調波信号である切り換え回路１０１７の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１００１に入力
するので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信
号の発振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数
だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。
よれば、第４のミキサ１０１０を設けることにより、第
１の局部発振器１００４と基準発振器１００７の出力信
号の高調波信号である切り換え回路１０１７の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１００１に入力
するので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信
号の発振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数
だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。
【００９３】また、基準発振器の高調波信号を切り換え
て第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の第１の
局部発振器の周波数可変範囲が基準発振器の発振周波数
となり狭くてすむので、第１の局部発振器の中心周波数
と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位相雑音が少な
くなるので受信信号の劣化が小さくなる。
て第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の第１の
局部発振器の周波数可変範囲が基準発振器の発振周波数
となり狭くてすむので、第１の局部発振器の中心周波数
と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位相雑音が少な
くなるので受信信号の劣化が小さくなる。
【００９４】さらに、ＰＬＬ回路に用いた基準発振器の
出力信号を分周してディジタル処理回路で用いているの
で、部品点数を少なくしている。
出力信号を分周してディジタル処理回路で用いているの
で、部品点数を少なくしている。
【００９５】以上のように、基準発振器１００７の出力
信号をＰＬＬ回路の基準信号に用いるだけでなく、基準
発振器１００７の出力信号を分周することによりディジ
タル処理回路１０１４のクロックを得て、更に、基準発
振器１００７の出力信号の高調波を生成し第４のミキサ
１０１０で第１の局部発振器の出力信号１００４と混合
し、第４のミキサ１００１における受信信号と混合する
信号を得ることにより構成を簡素化している。
信号をＰＬＬ回路の基準信号に用いるだけでなく、基準
発振器１００７の出力信号を分周することによりディジ
タル処理回路１０１４のクロックを得て、更に、基準発
振器１００７の出力信号の高調波を生成し第４のミキサ
１０１０で第１の局部発振器の出力信号１００４と混合
し、第４のミキサ１００１における受信信号と混合する
信号を得ることにより構成を簡素化している。
【００９６】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
【００９７】（実施例１１）以下、本発明の第１１の実
施例について、図面を参照しながら説明する。
施例について、図面を参照しながら説明する。
【００９８】図１１は本発明の受信装置の第１１の実施
例におけるブロック図である。図１１において、１１０
１は、受信信号を第４のミキサの出力信号と混合し、第
１の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１１０２
は、第１の中間周波信号を第２の局部発振器１１１１の
出力信号と混合して、第２の中間周波信号に変換する第
２のミキサ、１１０４は第１の局部発振器、１１０５は
第１の局部発振器１１０４の出力が入力され、固定分周
比で分周する第１の固定分周器、１１０６は第１の固定
分周器１１０５の出力信号が入力され、可変な分周比で
分周する第１の可変分周器、１１０７は基準発振器、１
１０８は第１の可変分周器１１０６と基準発振器１１０
７の出力信号の位相誤差を検出する第１の位相比較器、
１１０９は、第１の位相比較器の出力信号から第１の局
部発振器１１０４を制御するための制御電圧を出力する
第１のローパスフィルタ、１１１２は第２の局部発振器
１１１１の出力が入力され、固定分周比で分周する第２
の固定分周器、１１１３は第２の固定分周器の出力信号
が入力され、可変な分周比で分周する第２の可変分周
器、１１１４は、第２の可変分周器１１１３と基準発振
器１１０７の出力信号の位相誤差を検出する第２の位相
比較器、１１１５は、第２の位相比較器の出力信号から
第２の局部発振器１１１１を制御するための制御電圧を
出力する第２のローパスフィルタ、１１０３は第２の中
間周波信号を復調する復調回路、１１１７は、復調回路
１１０３の出力信号であるアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１１１８は基準発振器
１１０７の出力信号を分周器１１２２で分周した信号を
用いて、Ａ／Ｄコンバータ１１１７の出力信号であるデ
ィジタル信号を復号するディジタル処理回路、１１１９
は、ディジタル処理回路１１１８で分周して使われてい
る基準発振器１１０７の出力信号の高調波を発生させる
高調波発生回路、１１２０は高調波発生回路１１１９か
ら出力されるｐ次（ｐ＝1,2,3,・・・）高調波信号を通過
させるバンドパスフィルタ、１１２２は高調波発生回路
１１１９から出力されるｑ次（ｑ＝1,2,3,・・・ ｑ≠ｐ）
高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、１１２１
は、バンドパスフィルタ１１２０の出力信号かバンドパ
スフィルタ１１２２の出力信号のいずれか一方を切り換
え信号に応じて選択し、出力するための切り換え回路、
１１１０は、第１の局部発振器１１０４と切り換え回路
１１２１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミ
キサ１１０１に入力する第４のミキサである。
例におけるブロック図である。図１１において、１１０
１は、受信信号を第４のミキサの出力信号と混合し、第
１の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１１０２
は、第１の中間周波信号を第２の局部発振器１１１１の
出力信号と混合して、第２の中間周波信号に変換する第
２のミキサ、１１０４は第１の局部発振器、１１０５は
第１の局部発振器１１０４の出力が入力され、固定分周
比で分周する第１の固定分周器、１１０６は第１の固定
分周器１１０５の出力信号が入力され、可変な分周比で
分周する第１の可変分周器、１１０７は基準発振器、１
１０８は第１の可変分周器１１０６と基準発振器１１０
７の出力信号の位相誤差を検出する第１の位相比較器、
１１０９は、第１の位相比較器の出力信号から第１の局
部発振器１１０４を制御するための制御電圧を出力する
第１のローパスフィルタ、１１１２は第２の局部発振器
１１１１の出力が入力され、固定分周比で分周する第２
の固定分周器、１１１３は第２の固定分周器の出力信号
が入力され、可変な分周比で分周する第２の可変分周
器、１１１４は、第２の可変分周器１１１３と基準発振
器１１０７の出力信号の位相誤差を検出する第２の位相
比較器、１１１５は、第２の位相比較器の出力信号から
第２の局部発振器１１１１を制御するための制御電圧を
出力する第２のローパスフィルタ、１１０３は第２の中
間周波信号を復調する復調回路、１１１７は、復調回路
１１０３の出力信号であるアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄコンバータ、１１１８は基準発振器
１１０７の出力信号を分周器１１２２で分周した信号を
用いて、Ａ／Ｄコンバータ１１１７の出力信号であるデ
ィジタル信号を復号するディジタル処理回路、１１１９
は、ディジタル処理回路１１１８で分周して使われてい
る基準発振器１１０７の出力信号の高調波を発生させる
高調波発生回路、１１２０は高調波発生回路１１１９か
ら出力されるｐ次（ｐ＝1,2,3,・・・）高調波信号を通過
させるバンドパスフィルタ、１１２２は高調波発生回路
１１１９から出力されるｑ次（ｑ＝1,2,3,・・・ ｑ≠ｐ）
高調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、１１２１
は、バンドパスフィルタ１１２０の出力信号かバンドパ
スフィルタ１１２２の出力信号のいずれか一方を切り換
え信号に応じて選択し、出力するための切り換え回路、
１１１０は、第１の局部発振器１１０４と切り換え回路
１１２１の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミ
キサ１１０１に入力する第４のミキサである。
【００９９】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第１１の実施例の受信
装置では、第１０の実施例と比べると、発振周波数が固
定の第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第
２の局部発振器を使用している点が違うところで、それ
以外の動作については第１０の実施例と同じなので、説
明を省略する。
て、その動作を説明する。まず、第１１の実施例の受信
装置では、第１０の実施例と比べると、発振周波数が固
定の第２の局部発振器の代わりに第２のＰＬＬ回路の第
２の局部発振器を使用している点が違うところで、それ
以外の動作については第１０の実施例と同じなので、説
明を省略する。
【０１００】第２のＰＬＬ回路では、第２の局部発振器
１１１１の出力信号が第２の固定分周器１１１２に入力
され、分周された出力信号が第２の可変分周器１１１３
に入力され、受信チャネルに応じて基準発振器１１０７
の出力信号周波数と第２の可変分周器１１１３の出力信
号周波数が同じになるように分周されて、第２の可変分
周器１１１３の出力信号と基準発振器１１０７の出力信
号の位相差を第２の位相比較器１１１４で検出し、その
検出信号を基に第２のローパスフィルタ１１１５で第２
の局部発振器１１１１を制御する制御電圧を出力する構
成している。
１１１１の出力信号が第２の固定分周器１１１２に入力
され、分周された出力信号が第２の可変分周器１１１３
に入力され、受信チャネルに応じて基準発振器１１０７
の出力信号周波数と第２の可変分周器１１１３の出力信
号周波数が同じになるように分周されて、第２の可変分
周器１１１３の出力信号と基準発振器１１０７の出力信
号の位相差を第２の位相比較器１１１４で検出し、その
検出信号を基に第２のローパスフィルタ１１１５で第２
の局部発振器１１１１を制御する制御電圧を出力する構
成している。
【０１０１】以上のように、本発明の第１１の実施例に
よれば、第４のミキサ１１１０を設けることにより、第
１の局部発振器１１０４と基準発振器１１０７の出力信
号の高調波信号である切り換え回路１１２１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１１０１に入力
するので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信
号の発振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数
だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ位相雑
音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の
発振周波数が低くなるので共振器の高Ｑ化が容易とな
る。加えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の基
準発振器を共用化し、また、ＰＬＬ回路に用いた基準発
振器の出力信号を分周してディジタル処理回路で用いる
ことにより、部品点数を少なくしている。さらに、第２
のＰＬＬ回路を用いることにより、第２の中間周波信号
の周波数が異なる場合でも容易に変更できる。
よれば、第４のミキサ１１１０を設けることにより、第
１の局部発振器１１０４と基準発振器１１０７の出力信
号の高調波信号である切り換え回路１１２１の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１１０１に入力
するので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信
号の発振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数
だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ位相雑
音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器の
発振周波数が低くなるので共振器の高Ｑ化が容易とな
る。加えて、第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路の基
準発振器を共用化し、また、ＰＬＬ回路に用いた基準発
振器の出力信号を分周してディジタル処理回路で用いる
ことにより、部品点数を少なくしている。さらに、第２
のＰＬＬ回路を用いることにより、第２の中間周波信号
の周波数が異なる場合でも容易に変更できる。
【０１０２】以上のように、基準発振器１１０７の出力
信号をＰＬＬ回路の基準信号に用いるだけでなく、基準
発振器１１０７の出力信号を分周することによりディジ
タル処理回路１１１８のクロックを得て、更に、基準発
振器１１０７の出力信号の高調波を生成し第４のミキサ
１１１０で第１の局部発振器の出力信号１１０４と混合
し、第４のミキサ１１０１における受信信号と混合する
信号を得ることにより構成を簡素化している。
信号をＰＬＬ回路の基準信号に用いるだけでなく、基準
発振器１１０７の出力信号を分周することによりディジ
タル処理回路１１１８のクロックを得て、更に、基準発
振器１１０７の出力信号の高調波を生成し第４のミキサ
１１１０で第１の局部発振器の出力信号１１０４と混合
し、第４のミキサ１１０１における受信信号と混合する
信号を得ることにより構成を簡素化している。
【０１０３】また、基準発振器の高調波信号を切り換え
て第４のミキサに入力されるので、第１のＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が基準発振器の発振
周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器の中心
周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり位相雑音が
少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
て第４のミキサに入力されるので、第１のＰＬＬ回路の
第１の局部発振器の周波数可変範囲が基準発振器の発振
周波数となり狭くてすむので、第１の局部発振器の中心
周波数と周波数可変範囲の割合が小さくなり位相雑音が
少なくなるので受信信号の劣化が小さくなる。
【０１０４】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は、従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方
式や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.
Rは、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は、従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方
式や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.
Rは、従来例に比べて低くなる。
【０１０５】（実施例１２）以下、本発明の第１２の実
施例について、図面を参照しながら説明する。
施例について、図面を参照しながら説明する。
【０１０６】図１２は本発明の受信装置の第１２の実施
例におけるブロック図である。図１２において、１２０
１は、受信信号を第４のミキサの出力信号と混合し、第
１の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１２０２
は、第１の中間周波信号を第２の局部発振器１２１１の
出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２
のミキサ、１２０４は第１の局部発振器、１２０５は第
１の局部発振器１２０４の出力が入力され、固定分周比
で分周する固定分周器、１２０６は固定分周器１２０５
の出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変分
周器、１２０７は基準発振器、１２０８は可変分周器９
０６と基準発振器１２０７の出力信号の位相誤差を検出
する位相比較器、１２０９は位相比較器の出力信号から
第１の局部発振器１２０４を制御するための制御電圧を
出力するローパスフィルタ、１２０３は第２の中間周波
信号を復調する復調回路、１２１３は復調回路１２０３
の出力信号であるアナログ信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄコンバータ、１２１４は、基準発振器１２０
７の出力信号を分周器１２１９で分周した信号を用い
て、Ａ／Ｄコンバータ１２１３の出力信号であるディジ
タル信号を復号するディジタル処理回路、１２１５は、
ディジタル処理回路１２１４で分周して使われている基
準発振器１２０７の出力信号の高調波を発生させる高調
波発生回路、１２１６は、高調波発生回路１２１５から
出力されるｐ次（ｐ＝1,2,3,・・・）高調波信号を通過さ
せるバンドパスフィルタ、１２１８は高調波発生回路１
２１５から出力されるｑ次（ｑ＝1,2,3,・・・ ｑ≠ｐ）高
調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、１２１７は
バンドパスフィルタ１２１６の出力信号かバンドパスフ
ィルタ１２１８の出力信号のいずれか一方を切り換え信
号に応じて選択し、出力するための切り換え回路、１２
１０は、第１の局部発振器１２０４と切り換え回路１２
１７の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキサ
１２０１に入力する第４のミキサ、１２１８は復調回路
から出力信号で第２の中間周波信号の周波数を一定に制
御し、第２の局部発振器１２１１に制御信号を与えるＡ
ＦＣ回路である。
例におけるブロック図である。図１２において、１２０
１は、受信信号を第４のミキサの出力信号と混合し、第
１の中間周波信号に変換する第１のミキサ、１２０２
は、第１の中間周波信号を第２の局部発振器１２１１の
出力信号と混合し、第２の中間周波信号に変換する第２
のミキサ、１２０４は第１の局部発振器、１２０５は第
１の局部発振器１２０４の出力が入力され、固定分周比
で分周する固定分周器、１２０６は固定分周器１２０５
の出力信号が入力され、可変な分周比で分周する可変分
周器、１２０７は基準発振器、１２０８は可変分周器９
０６と基準発振器１２０７の出力信号の位相誤差を検出
する位相比較器、１２０９は位相比較器の出力信号から
第１の局部発振器１２０４を制御するための制御電圧を
出力するローパスフィルタ、１２０３は第２の中間周波
信号を復調する復調回路、１２１３は復調回路１２０３
の出力信号であるアナログ信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄコンバータ、１２１４は、基準発振器１２０
７の出力信号を分周器１２１９で分周した信号を用い
て、Ａ／Ｄコンバータ１２１３の出力信号であるディジ
タル信号を復号するディジタル処理回路、１２１５は、
ディジタル処理回路１２１４で分周して使われている基
準発振器１２０７の出力信号の高調波を発生させる高調
波発生回路、１２１６は、高調波発生回路１２１５から
出力されるｐ次（ｐ＝1,2,3,・・・）高調波信号を通過さ
せるバンドパスフィルタ、１２１８は高調波発生回路１
２１５から出力されるｑ次（ｑ＝1,2,3,・・・ ｑ≠ｐ）高
調波信号を通過させるバンドパスフィルタ、１２１７は
バンドパスフィルタ１２１６の出力信号かバンドパスフ
ィルタ１２１８の出力信号のいずれか一方を切り換え信
号に応じて選択し、出力するための切り換え回路、１２
１０は、第１の局部発振器１２０４と切り換え回路１２
１７の出力信号の加算を行い、その出力を第１のミキサ
１２０１に入力する第４のミキサ、１２１８は復調回路
から出力信号で第２の中間周波信号の周波数を一定に制
御し、第２の局部発振器１２１１に制御信号を与えるＡ
ＦＣ回路である。
【０１０７】以上のように構成された受信装置につい
て、その動作を説明する。まず、第１２の実施例の受信
装置では、第１０の実施例と比べると、発振周波数が固
定の第２の局部発振器の代わりに、ＡＦＣ回路の出力信
号により制御される第２の局部発振器を使用している点
が違うところで、それ以外の動作については第１０の実
施例と同じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路１２１
８では、復調回路からの出力信号が入力され、第２の中
間周波信号の周波数を一定に制御するように、第２の局
部発振器１２１１に制御電圧を与える。
て、その動作を説明する。まず、第１２の実施例の受信
装置では、第１０の実施例と比べると、発振周波数が固
定の第２の局部発振器の代わりに、ＡＦＣ回路の出力信
号により制御される第２の局部発振器を使用している点
が違うところで、それ以外の動作については第１０の実
施例と同じなので、説明を省略する。ＡＦＣ回路１２１
８では、復調回路からの出力信号が入力され、第２の中
間周波信号の周波数を一定に制御するように、第２の局
部発振器１２１１に制御電圧を与える。
【０１０８】以上のように、本発明の第１２の実施例に
よれば、第４のミキサ１２１０を設けることにより、第
１の局部発振器１２０４と基準発振器１２０７の出力信
号の高調波信号である切り換え回路１２１７の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１２０１に入力
するので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信
号の発振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数
だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。
よれば、第４のミキサ１２１０を設けることにより、第
１の局部発振器１２０４と基準発振器１２０７の出力信
号の高調波信号である切り換え回路１２１７の出力信号
の加算を行い、その出力を第１のミキサ１２０１に入力
するので、従来例に比べて、第１の局部発振器の出力信
号の発振周波数を切り換え回路の出力信号の発振周波数
だけ低くすることができるので、第１の実施例と同様
に、第２の中間周波信号のＣ／Ｎ比の改善ができ、位相
雑音の少ない信号が実現でき、また、第１の局部発振器
の発振周波数が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易と
なる。
【０１０９】また、基準発振器の高調波信号を切り換え
て第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の第１の
局部発振器の周波数可変範囲が基準発振器の発振周波数
となり狭くてすむので、第１の局部発振器の中心周波数
と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位相雑音が少な
くなるので、受信信号の劣化が小さくなる。
て第４のミキサに入力されるので、ＰＬＬ回路の第１の
局部発振器の周波数可変範囲が基準発振器の発振周波数
となり狭くてすむので、第１の局部発振器の中心周波数
と周波数可変範囲の割合が小さくなり、位相雑音が少な
くなるので、受信信号の劣化が小さくなる。
【０１１０】更に、基準発振器１２０７の出力信号をＰ
ＬＬ回路の基準信号に用いるだけでなく、基準発振器１
２０７の出力信号を分周することによりディジタル処理
回路１２１４のクロックを得て、また、基準発振器１２
０７の出力信号の高調波を生成し、第４のミキサ１２１
０で第１の局部発振器の出力信号１２０４と混合し、第
４のミキサ１２０１における受信信号と混合する信号を
得ることにより部品点数を少なくし、構成を簡素化して
いる。
ＬＬ回路の基準信号に用いるだけでなく、基準発振器１
２０７の出力信号を分周することによりディジタル処理
回路１２１４のクロックを得て、また、基準発振器１２
０７の出力信号の高調波を生成し、第４のミキサ１２１
０で第１の局部発振器の出力信号１２０４と混合し、第
４のミキサ１２０１における受信信号と混合する信号を
得ることにより部品点数を少なくし、構成を簡素化して
いる。
【０１１１】また、第１０の実施例に比べてＡＦＣ回路
を備えているので、受信信号に変動があった場合も、第
２の中間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能で
ある。
を備えているので、受信信号に変動があった場合も、第
２の中間周波信号の周波数は一定となり、復調が可能で
ある。
【０１１２】このようにして、復調器に入力される信号
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
の位相雑音は従来例に比べて低く、多値ＱＡＭ変調方式
や多相ＰＳＫ変調方式の信号に対する復調回路のB.E.R
は、従来例に比べて低くなる。
【０１１３】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば次の効果
が得られる。 （１）低位相雑音の発振信号（第２,第３の局部発振器
の出力信号、第２の基準発振器の出力信号）と第１の局
部発振器の出力信号を混合し加算を行い、その出力を第
１のミキサに入力するので、従来例に比べて、第１の局
部発振器の出力信号の発振周波数を低位相雑音の発振信
号（第２,第３の局部発振器の出力信号、第２の基準発
振器の出力信号）の出力信号の発振周波数だけ低くする
ことができるので、第１の中間周波信号は位相雑音の少
ない信号となる。更に、第２のミキサでも十分高Ｃ／Ｎ
比な第２の局部発振器と混合されるので、第２の中間周
波信号も高Ｃ／Ｎ比な信号が得られ、位相雑音の少ない
信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周波数
が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。 （２）基準発振器,第２の基準発振器,第３の局部発振器
の高調波信号を切り換えて第４のミキサに入力するの
で、ＰＬＬ回路の第１の局部発振器の周波数可変範囲が
基準発振器,第２の基準発振器,第３の局部発振器の高調
波信号の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部
発振器の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくな
り、位相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さく
なる。 （３）ディジタル処理回路の基準発振器、及び、ＰＬＬ
回路の位相比較器に入力する基準発振器と、上記に述べ
た低位相雑音の発振器（第２,第３の局部発振器、第２
の基準発振器）を共有することにより、部品点数が少な
くなり、構成を簡素化できる。 （４）第２のＰＬＬ回路を用いることにより、第２の中
間周波信号の周波数が異なる場合でも容易に変更でき
る。 （５）ＡＦＣ回路を備えているので、受信信号に変動が
あった場合も第２の中間周波信号の周波数は一定とな
り、復調が可能となる。
が得られる。 （１）低位相雑音の発振信号（第２,第３の局部発振器
の出力信号、第２の基準発振器の出力信号）と第１の局
部発振器の出力信号を混合し加算を行い、その出力を第
１のミキサに入力するので、従来例に比べて、第１の局
部発振器の出力信号の発振周波数を低位相雑音の発振信
号（第２,第３の局部発振器の出力信号、第２の基準発
振器の出力信号）の出力信号の発振周波数だけ低くする
ことができるので、第１の中間周波信号は位相雑音の少
ない信号となる。更に、第２のミキサでも十分高Ｃ／Ｎ
比な第２の局部発振器と混合されるので、第２の中間周
波信号も高Ｃ／Ｎ比な信号が得られ、位相雑音の少ない
信号が実現でき、また、第１の局部発振器の発振周波数
が低くなるので、共振器の高Ｑ化が容易となる。 （２）基準発振器,第２の基準発振器,第３の局部発振器
の高調波信号を切り換えて第４のミキサに入力するの
で、ＰＬＬ回路の第１の局部発振器の周波数可変範囲が
基準発振器,第２の基準発振器,第３の局部発振器の高調
波信号の発振周波数となり狭くてすむので、第１の局部
発振器の中心周波数と周波数可変範囲の割合が小さくな
り、位相雑音が少なくなるので受信信号の劣化が小さく
なる。 （３）ディジタル処理回路の基準発振器、及び、ＰＬＬ
回路の位相比較器に入力する基準発振器と、上記に述べ
た低位相雑音の発振器（第２,第３の局部発振器、第２
の基準発振器）を共有することにより、部品点数が少な
くなり、構成を簡素化できる。 （４）第２のＰＬＬ回路を用いることにより、第２の中
間周波信号の周波数が異なる場合でも容易に変更でき
る。 （５）ＡＦＣ回路を備えているので、受信信号に変動が
あった場合も第２の中間周波信号の周波数は一定とな
り、復調が可能となる。
【図１】本発明の第１の実施例に係る、第１の局部発振
器と周波数が固定な第２の局部発振器を混合した受信装
置のブロック図
器と周波数が固定な第２の局部発振器を混合した受信装
置のブロック図
【図２】本発明の第２の実施例に係る、第１の局部発振
器と第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を混合した受
信装置のブロック図
器と第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を混合した受
信装置のブロック図
【図３】本発明の第３の実施例に係る、第１の局部発振
器とＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を混合し
た受信装置のブロック図
器とＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を混合し
た受信装置のブロック図
【図４】本発明の第４の実施例に係る、第２の局部発振
信号に周波数が固定な第２の局部発振器を用いて第１の
局部発振器と第３の局部発振器の高調波を混合した受信
装置のブロック図
信号に周波数が固定な第２の局部発振器を用いて第１の
局部発振器と第３の局部発振器の高調波を混合した受信
装置のブロック図
【図５】本発明の第５の実施例に係る、第２の局部発振
信号に第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を用いて第
１の局部発振器と第３の局部発振器の高調波を混合した
受信装置のブロック図
信号に第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を用いて第
１の局部発振器と第３の局部発振器の高調波を混合した
受信装置のブロック図
【図６】本発明の第６の実施例に係る、第２の局部発振
信号にＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を用い
て第１の局部発振器と第３の局部発振器の高調波を混合
した受信装置のブロック図
信号にＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を用い
て第１の局部発振器と第３の局部発振器の高調波を混合
した受信装置のブロック図
【図７】本発明の第７の実施例に係る、第２の局部発振
信号に周波数が固定な第２の局部発振器を用いて第１の
局部発振器と第２の基準発振器の高調波を混合した受信
装置のブロック図
信号に周波数が固定な第２の局部発振器を用いて第１の
局部発振器と第２の基準発振器の高調波を混合した受信
装置のブロック図
【図８】本発明の第８の実施例に係る、第２の局部発振
信号に第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を用いて第
１の局部発振器と第２の基準発振器の高調波を混合した
受信装置のブロック図
信号に第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を用いて第
１の局部発振器と第２の基準発振器の高調波を混合した
受信装置のブロック図
【図９】本発明の第９の実施例に係る、第２の局部発振
信号にＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を用い
て第１の局部発振器と第２の基準発振器の高調波を混合
した受信装置のブロック図
信号にＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を用い
て第１の局部発振器と第２の基準発振器の高調波を混合
した受信装置のブロック図
【図１０】本発明の第１０の実施例に係る、第２の局部
発振信号に周波数が固定な第２の局部発振器を用いて第
１の局部発振器と基準発振器の高調波を混合した受信装
置のブロック図
発振信号に周波数が固定な第２の局部発振器を用いて第
１の局部発振器と基準発振器の高調波を混合した受信装
置のブロック図
【図１１】本発明の第１１の実施例に係る、第２の局部
発振信号に第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を用い
て第１の局部発振器と基準発振器の高調波を混合した受
信装置のブロック図
発振信号に第２のＰＬＬ回路の第２の局部発振器を用い
て第１の局部発振器と基準発振器の高調波を混合した受
信装置のブロック図
【図１２】本発明の第１２の実施例に係る、第２の局部
発振信号にＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を
用いて第１の局部発振器と基準発振器の高調波を混合し
た受信装置のブロック図
発振信号にＡＦＣ回路で制御された第２の局部発振器を
用いて第１の局部発振器と基準発振器の高調波を混合し
た受信装置のブロック図
【図１３】従来の受信装置のブロック図
101,201,301,401,501,601,701,801,901,1001,1101,120
1,1301 第１のミキサ 102,202,302,402,502,602,702,802,902,1002,1102,120
2,1302 第２のミキサ 103,203,303,703,803,903,1003,1103,1203,1303 復調
回路 104,204,304,404,504,604,704,804,904,1004,1104,120
4,1304 第１の局部発振器 105,305,405,605,705,905,1005,1205,1305 固定分周器 106,306,406,606,706,906,1006,1206,1306 可変分周器 107,207,307,407,507,607,1007,1107,1207,1307 基準
発振器 108,308,408,608,708,908,1008,1208,1308 位相比較器 109,309,409,609,709,909,1009,1209,1309 ローパスフ
ィルタ 110,210,310,403,503,603 第３のミキサ 111,211,311,411,511,611,711,811,911,1011,1111,121
1,1311 第２の局部発振器 205,505,805,1105 第１の固定分周器 206,506,806,1106 第１の可変分周器 208,508,808,1108 第１の位相比較器 209,509,809,1109 第１のローパスフィルタ 212,512,812,1112 第２の固定分周器 213,513,813,1113 第２の可変分周器 214,514,814,1114 第２の位相比較器 215,515,815,1115 第２のローパスフィルタ 312,619,919,1219,1310 ＡＦＣ回路 410,510,610,710,810,910,1010,1110,1210 第４のミキ
サ 412,516,612 第３の局部発振器 413,517,613,713,817,913,1013,1117,1213 Ａ／Ｄコン
バータ 414,518,614,714,818,914,1014,1118,1214 ディジタル
処理回路 415,519,615,715,819,915,1015,1119,1215 高調波発生
回路 416,418,520,522,616,618,716,718,820,822,916,918,10
16,1018,1120,1122,1216,1218 バンドパスフィルタ 417,521,617,717,821,917,1017,1121,1217 切り換え回
路 707,807,907 第１の基準発振器 712,816,912 第２の基準発振器 1012,1116,1212 分周器
1,1301 第１のミキサ 102,202,302,402,502,602,702,802,902,1002,1102,120
2,1302 第２のミキサ 103,203,303,703,803,903,1003,1103,1203,1303 復調
回路 104,204,304,404,504,604,704,804,904,1004,1104,120
4,1304 第１の局部発振器 105,305,405,605,705,905,1005,1205,1305 固定分周器 106,306,406,606,706,906,1006,1206,1306 可変分周器 107,207,307,407,507,607,1007,1107,1207,1307 基準
発振器 108,308,408,608,708,908,1008,1208,1308 位相比較器 109,309,409,609,709,909,1009,1209,1309 ローパスフ
ィルタ 110,210,310,403,503,603 第３のミキサ 111,211,311,411,511,611,711,811,911,1011,1111,121
1,1311 第２の局部発振器 205,505,805,1105 第１の固定分周器 206,506,806,1106 第１の可変分周器 208,508,808,1108 第１の位相比較器 209,509,809,1109 第１のローパスフィルタ 212,512,812,1112 第２の固定分周器 213,513,813,1113 第２の可変分周器 214,514,814,1114 第２の位相比較器 215,515,815,1115 第２のローパスフィルタ 312,619,919,1219,1310 ＡＦＣ回路 410,510,610,710,810,910,1010,1110,1210 第４のミキ
サ 412,516,612 第３の局部発振器 413,517,613,713,817,913,1013,1117,1213 Ａ／Ｄコン
バータ 414,518,614,714,818,914,1014,1118,1214 ディジタル
処理回路 415,519,615,715,819,915,1015,1119,1215 高調波発生
回路 416,418,520,522,616,618,716,718,820,822,916,918,10
16,1018,1120,1122,1216,1218 バンドパスフィルタ 417,521,617,717,821,917,1017,1121,1217 切り換え回
路 707,807,907 第１の基準発振器 712,816,912 第２の基準発振器 1012,1116,1212 分周器
Claims (12)
- 【請求項１】受信信号を第３のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発
振器の出力信号と混合し第２の中間周波信号に変換する
第２のミキサと、第１の局部発振器の出力信号を固定分
周比で分周する固定分周器と、前記固定分周器の出力信
号を可変な分周比で分周する可変分周器と、前記可変分
周器の出力信号と基準発振器の出力信号とが入力される
位相比較器と、前記位相比較器の出力信号を入力とし前
記第１の局部発振器の周波数を制御する制御電圧を出力
するローパスフィルタと、前記第１の局部発振器と前記
第２の局部発振器の出力信号を混合し、それぞれの周波
数和の信号を作成する第３のミキサとを備えた受信装
置。 - 【請求項２】受信信号を第３のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混
合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、第
１の局部発振器の出力信号を固定分周比で分周する第１
の固定分周器と、前記第１の固定分周器の出力信号を可
変な分周比で分周する第１の可変分周器と、前記第１の
可変分周器の出力信号と基準発振器の出力信号とが入力
される第１の位相比較器と、前記第１の位相比較器の出
力信号を入力とし前記第１の局部発振器の周波数を制御
する制御電圧を出力する第１のローパスフィルタと、前
記第２の局部発振器の出力信号を固定分周比で分周する
第２の固定分周器と、前記第２の固定分周器の出力信号
を可変な分周比で分周する第２の可変分周器と、前記第
２の可変分周器の出力信号と前記基準発振器の出力信号
とが入力される第２の位相比較器と、前記第２の位相比
較器の出力信号を入力とし前記第２の局部発振器の周波
数を制御する制御電圧を出力する第２のローパスフィル
タと、前記第１の局部発振器と前記第２の局部発振器の
出力信号を混合し、それぞれの周波数和の信号を作成す
る第３のミキサとを備えた受信装置。 - 【請求項３】受信信号を第３のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混
合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、前
記第２の中間周波信号を復調する復調回路と、第１の局
部発振器の出力信号を固定分周比で分周する固定分周器
と、前記固定分周器の出力信号を可変な分周比で分周す
る可変分周器と、前記可変分周器の出力信号と基準発振
器の出力信号とが入力される位相比較器と、前記位相比
較器の出力信号を入力とし前記第１の局部発振器の周波
数を制御する制御電圧を出力するローパスフィルタと、
前記復調回路からの出力信号が入力され第２の中間周波
信号の周波数を一定に制御するように、前記第２の局部
発振器に制御信号を与えるＡＦＣ回路と、前記第１の局
部発振器と前記第２の局部発振器の出力信号を混合し、
それぞれの周波数和の信号を作成する第３のミキサとを
備えた受信装置。 - 【請求項４】受信信号を第４のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発
振器の出力信号と混合し第２の中間周波信号に変換する
第２のミキサと、前記第２の中間周波信号を第３の局部
発振器の出力信号を乗じて復調する第３のミキサからな
る復調回路と、前記復調回路の出力信号であるアナログ
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号であるディジタル信号
を復号するディジタル処理回路と、第１の局部発振器の
出力信号を固定分周比で分周する固定分周器と、前記固
定分周器の出力信号を可変な分周比で分周する可変分周
器と、前記可変分周器の出力信号と基準発振器の出力信
号とが入力される位相比較器と、前記位相比較器の出力
信号を入力とし前記第１の局部発振器の周波数を制御す
る制御電圧を出力するローパスフィルタと、前記第３の
局部発振器の出力信号から高調波を発生させる高調波発
生回路と、前記高調波発生回路から出力される高調波を
通過させるバンドパスフィルタと、切り換え信号に応じ
て前記バンドパスフィルタの出力信号のうち１つを選択
し出力する切り換え回路と、前記第１の局部発振器の出
力信号と前記切り替え回路の出力信号を混合し、それぞ
れの周波数和の信号を作成する第４のミキサとを備えた
受信装置。 - 【請求項５】受信信号を第４のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混
合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、前
記第２の中間周波信号を第３の局部発振器の出力信号を
乗じて復調する第３のミキサからなる復調回路と、前記
復調回路の出力信号であるアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバー
タの出力信号であるディジタル信号を復号するディジタ
ル処理回路と、第１の局部発振器の出力信号を固定分周
比で分周する第１の固定分周器と、前記第１の固定分周
器の出力信号を可変な分周比で分周する第１の可変分周
器と、前記第１の可変分周器の出力信号と基準発振器の
出力信号が入力される第１の位相比較器と、前記第１の
位相比較器の出力信号を入力とし前記第１の局部発振器
そ周波数を制御する制御電圧を出力する第１のローパス
フィルタと、前記第２の局部発振器の出力信号を固定分
周比で分周する第２の固定分周器と、前記第２の固定分
周器の出力信号を可変な分周比で分周する第２の可変分
周器と、前記第２の可変分周器の出力信号と前記基準発
振器の出力信号とが入力される第２の位相比較器と、前
記第２の位相比較器の出力信号を入力とし前記第２の局
部発振器の周波数を制御する制御電圧を出力する第２の
ローパスフィルタと、前記第３の局部発振器の出力信号
から高調波を発生させる高調波発生回路と、前記高調波
発生回路から出力される高調波を通過させるバンドパス
フィルタと、切り換え信号に応じて前記バンドパスフィ
ルタの出力信号のうち１つを選択し出力する切り換え回
路と、前記第１の局部発振器の出力信号と前記切り替え
回路の出力信号を混合し、それぞれの周波数和の信号を
作成する第４のミキサを備えた受信装置。 - 【請求項６】受信信号を第４のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混
合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、前
記第２の中間周波信号を第３の局部発振器の出力信号を
乗じて復調する第３のミキサからなる復調回路と、前記
復調回路の出力信号であるアナログ信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバー
タの出力信号であるディジタル信号を復号するディジタ
ル処理回路と、第１の局部発振器の出力信号を固定分周
比で分周する固定分周器と、前記固定分周器の出力信号
を可変な分周比で分周する可変分周器と、前記可変分周
器の出力信号と基準発振器の出力信号とが入力される位
相比較器と、前記位相比較器の出力信号を入力とし前記
第１の局部発振器の周波数を制御する制御電圧を出力す
るローパスフィルタと、前記復調回路からの出力信号が
入力され第２の中間周波信号の周波数を一定に制御する
ように、前記第２の局部発振器に制御信号を与えるＡＦ
Ｃ回路と、前記第３の局部発振器の出力信号から高調波
を発生させる高調波発生回路と、前記高調波発生回路か
ら出力される高調波を通過させるバンドパスフィルタ
と、切り換え信号に応じて前記バンドパスフィルタの出
力信号のうち１つを選択し出力する切り換え回路と、前
記第１の局部発振器の出力信号と前記切り替え回路の出
力信号を混合し、それぞれの周波数和の信号を作成する
第４のミキサとを備えた受信装置。 - 【請求項７】受信信号を第４のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部発
振器の出力信号と混合し第２の中間周波信号に変換する
第２のミキサと、前記第２の中間周波信号を復調する復
調回路と、前記復調回路の出力信号であるアナログ信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記
Ａ／Ｄコンバータの出力信号であるディジタル信号を復
号するディジタル処理回路と、第１の局部発振器の出力
信号を固定分周比で分周する固定分周器と、前記固定分
周器の出力信号を可変な分周比で分周する可変分周器
と、前記可変分周器の出力信号と第１の基準発振器の出
力信号とが入力される位相比較器と、前記位相比較器の
出力信号を入力とし前記第１の局部発振器の周波数を制
御する制御電圧を出力するローパスフィルタと、前記デ
ィジタル処理回路でディジタル信号を復号するのに用い
る第２の基準発振器と、前記第２の基準発振器の出力信
号から高調波を発生させる高調波発生回路と、前記高調
波発生回路から出力される高調波を通過させるバンドパ
スフィルタと、切り換え信号に応じて前記バンドパスフ
ィルタの出力信号のうち１つを選択し出力する切り換え
回路と、前記第１の局部発振器と前記切り替え回路の出
力信号を混合し、それぞれの周波数和の信号を作成する
第４のミキサとを備えた受信装置。 - 【請求項８】受信信号を第４のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混
合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、前
記第２の中間周波信号を復調する復調回路と、前記復調
回路の出力信号であるアナログ信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの
出力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処
理回路と、第１の局部発振器の出力信号を固定分周比で
分周する第１の固定分周器と、前記第１の固定分周器の
出力信号を可変な分周比で分周する第１の可変分周器
と、前記第１の可変分周器の出力信号と第１の基準発振
器の出力信号とが入力される第１の位相比較器と、前記
第１の位相比較器の出力信号を入力とし前記第１の局部
発振器の周波数を制御する制御電圧を出力する第１のロ
ーパスフィルタと、前記第２の局部発振器の出力信号を
固定分周比で分周する第２の固定分周器と、前記第２の
固定分周器の出力信号を可変な分周比で分周する第２の
可変分周器と、前記第２の可変分周器の出力信号と前記
第１の基準発振器の出力信号とが入力される第２の位相
比較器と、前記第２の位相比較器の出力信号を入力とし
前記第２の局部発振器の周波数を制御する制御電圧を出
力する第２のローパスフィルタと、前記ディジタル処理
回路でディジタル信号を復号するのに用いる第２の基準
発振器と、前記第２の基準発振器の出力信号から高調波
を発生させる高調波発生回路と、前記高調波発生回路か
ら出力される高調波を通過させるバンドパスフィルタ
と、切り換え信号に応じて前記バンドパスフィルタの出
力信号のうち１つを選択し出力する切り換え回路と、前
記第１の局部発振器と前記切り替え回路の出力信号を混
合し、それぞれの周波数和の信号を作成する第４のミキ
サとを備えた受信装置。 - 【請求項９】受信信号を第４のミキサの出力信号と混合
し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記
第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と混
合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、前
記第２の中間周波信号を復調する復調回路と、前記復調
回路の出力信号であるアナログ信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの
出力信号であるディジタル信号を復号するディジタル処
理回路と、第１の局部発振器の出力信号を固定分周比で
分周する固定分周器と、前記固定分周器の出力信号を可
変な分周比で分周する可変分周器と、前記可変分周器の
出力信号と第１の基準発振器の出力信号とが入力される
位相比較器と、前記位相比較器の出力信号を入力とし前
記第１の局部発振器の周波数を制御する制御電圧を出力
するローパスフィルタと、前記復調回路から出力信号が
入力され第２の中間周波信号の周波数を一定に制御する
ように、前記第２の局部発振器に制御信号を与えるＡＦ
Ｃ回路と、前記ディジタル処理回路でディジタル信号を
復号するのに用いる第２の基準発振器と、前記第２の基
準発振器の出力信号から高調波を発生させる高調波発生
回路と、前記高調波発生回路から出力される高調波を通
過させるバンドパスフィルタと、切り換え信号に応じて
前記バンドパスフィルタの出力信号のうち１つを選択し
出力する切り換え回路と、前記第１の局部発振器と前記
切り替え回路の出力信号を混合し、それぞれの周波数和
の信号を作成する第４のミキサとを備えた受信装置。 - 【請求項１０】受信信号を第４のミキサの出力信号と混
合し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前
記第１の中間周波信号を発振周波数が固定の第２の局部
発振器の出力信号と混合し第２の中間周波信号に変換す
る第２のミキサと、前記第２の中間周波信号を復調する
復調回路と、前記復調回路の出力信号であるアナログ信
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前
記Ａ／Ｄコンバータの出力信号であるディジタル信号を
復号するディジタル処理回路と、第１の局部発振器の出
力信号を固定分周比で分周する固定分周器と、前記固定
分周器の出力信号を可変な分周比で分周する可変分周器
と、前記可変分周器の出力信号と基準発振器の出力信号
とが入力される位相比較器と、前記位相比較器の出力信
号を入力とし前記第１の局部発振器の周波数を制御する
制御電圧を出力するローパスフィルタと、前記基準発振
器の出力信号を分周して、前記Ａ／Ｄコンバータと前記
ディジタル処理回路にクロックとして与える分周器と、
前記基準発振器の出力信号から高調波を発生させる高調
波発生回路と、前記高調波発生回路から出力される高調
波を通過させるバンドパスフィルタと、切り換え信号に
応じて前記バンドパスフィルタの出力信号のうち１つを
選択し出力する切り換え回路と、前記第１の局部発振器
と前記切り替え回路の出力信号を混合し、それぞれの周
波数和の信号を作成する第４のミキサとを備えた受信装
置。 - 【請求項１１】受信信号を第４のミキサの出力信号と混
合し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前
記第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と
混合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、
前記第２の中間周波信号を復調する復調回路と、前記復
調回路の出力信号であるアナログ信号をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータ
の出力信号であるディジタル信号を復号するディジタル
処理回路と、第１の局部発振器の出力信号を固定分周比
で分周する第１の固定分周器と、前記第１の固定分周器
の出力信号を可変な分周比で分周する第１の可変分周器
と、前記第１の可変分周器の出力信号と基準発振器の出
力信号とが入力される第１の位相比較器と、前記第１の
位相比較器の出力信号を入力とし前記第１の局部発振器
の周波数を制御する制御電圧を出力する第１のローパス
フィルタと、前記第２の局部発振器の出力信号を固定分
周比で分周する第２の固定分周器と、前記第２の固定分
周器の出力信号を可変な分周比で分周する第２の可変分
周器と、前記第２の可変分周器の出力信号と前記基準発
振器の出力信号とが入力される第２の位相比較器と、前
記第２の位相比較器の出力信号を入力とし前記第２の局
部発振器の周波数を制御する制御電圧を出力する第２の
ローパスフィルタと、前記基準発振器の出力信号を分周
して、前記Ａ／Ｄコンバータと前記ディジタル処理回路
にクロックとして与える分周器と、前記基準発振器の出
力信号から高調波を発生させる高調波発生回路と、前記
高調波発生回路から出力される高調波を通過させるバン
ドパスフィルタと、切り換え信号に応じて前記バンドパ
スフィルタの出力信号のうち１つを選択し出力する切り
換え回路と、前記第１の局部発振器と前記切り替え回路
の出力信号を混合し、それぞれの周波数和の信号を作成
する第４のミキサとを備えた受信装置。 - 【請求項１２】受信信号を第４のミキサの出力信号と混
合し第１の中間周波信号に変換する第１のミキサと、前
記第１の中間周波信号を第２の局部発振器の出力信号と
混合し第２の中間周波信号に変換する第２のミキサと、
前記第２の中間周波信号を復調する復調回路と、前記復
調回路の出力信号であるアナログ信号をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータ
の出力信号であるディジタル信号を復号するディジタル
処理回路と、第１の局部発振器の出力信号を固定分周比
で分周する固定分周器と、前記固定分周器の出力信号を
可変な分周比で分周する可変分周器と、前記可変分周器
の出力信号と基準発振器の出力信号とが入力される位相
比較器と、前記位相比較器の出力信号を入力とし前記第
１の局部発振器の周波数を制御する制御電圧を出力する
ローパスフィルタと、前記復調回路から出力信号が入力
され第２の中間周波信号の周波数を一定に制御するよう
に、前記第２の局部発振器に制御信号を与えるＡＦＣ回
路と、前記基準発振器の出力信号を分周して、前記Ａ／
Ｄコンバータと前記ディジタル処理回路にクロックとし
て与える分周器と、前記基準発振器の出力信号から高調
波を発生させる高調波発生回路と、前記高調波発生回路
から出力される高調波を通過させるバンドパスフィルタ
と、切り換え信号に応じて前記バンドパスフィルタの出
力信号のうち１つを選択し出力する切り換え回路と、前
記第１の局部発振器と前記切り替え回路の出力信号を混
合し、それぞれの周波数和の信号を作成する第４のミキ
サとを備えた受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6158610A JPH0823290A (ja) | 1994-07-11 | 1994-07-11 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6158610A JPH0823290A (ja) | 1994-07-11 | 1994-07-11 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0823290A true JPH0823290A (ja) | 1996-01-23 |
Family
ID=15675475
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6158610A Pending JPH0823290A (ja) | 1994-07-11 | 1994-07-11 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0823290A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR980007061A (ko) * | 1996-06-04 | 1998-03-30 | 이형도 | 이동통신장치에 구비되는 업 컨버터 |
| WO1999041838A1 (fr) * | 1998-02-13 | 1999-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Type de circuit oscillant, type de modulation, type de demodulation, et systeme de modulation/demodulation qam multiniveau |
| JP2006229404A (ja) * | 2005-02-16 | 2006-08-31 | Nec Corp | 二重周波数変換器 |
| US8093943B2 (en) | 2007-02-14 | 2012-01-10 | Nec Corporation | Phase noise correction device and its method |
-
1994
- 1994-07-11 JP JP6158610A patent/JPH0823290A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR980007061A (ko) * | 1996-06-04 | 1998-03-30 | 이형도 | 이동통신장치에 구비되는 업 컨버터 |
| WO1999041838A1 (fr) * | 1998-02-13 | 1999-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Type de circuit oscillant, type de modulation, type de demodulation, et systeme de modulation/demodulation qam multiniveau |
| JP2006229404A (ja) * | 2005-02-16 | 2006-08-31 | Nec Corp | 二重周波数変換器 |
| US8093943B2 (en) | 2007-02-14 | 2012-01-10 | Nec Corporation | Phase noise correction device and its method |
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