CN101697476B - 变频器装置和射频调谐器 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于射频调谐器的变频器装置。该装置包括第一正交变频器(3-8)，用于将期望输入信道转换为近零中频同相和正交信号。一种相移装置，如第二正交变频器(14-19)，使同相和正交近零中频信号中的至少一个的相位发生偏移，以形成同相和正交中频信号I和Q。一种结合器(20)，形成线性组合aI+bQ，这里a和b为参数。一种调谐装置(6，8)，将期望信道调谐到换向信号的高频率边带或低频率边带。一种控制器(9)，其根据至少一个相邻非期望信号的电平来选择期望信道位于换向信号的哪一个频率边带，以及参数a和b具有相同符号还是相反符号。

Description

变频器装置和射频调谐器

本申请是申请号为200610091270.3，申请日为2006年6月8日，发明名称为“变频器装置和射频调谐器”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种变频器装置和一种射频(RF)调谐器。这种调谐器例如可用于从地面或卫星天线系统或电缆分线系统接收电视(TV)信号、数字音频广播(DAB)信号或数据信号。

背景技术

一种已知的用于接收如地面或电缆广播信号的调谐器是单一转换类型，其中所选定的期望信道由具有单一混频级的单一变频器转换为所需的输出中频(IF)。变频器是可调谐的，从而在例如从50到860MHz的输入频率范围内选择期望信道。输出中频的一个典型例子是36MHz。

在这种调谐器中，变频器典型地是执行高边带混频，使得在变频器中换向信号发生器的频率要比期望信道频率高出一个中频。这种变频器将期望信道转换为中频，但同时也将其频率比期望信道的频率高出两倍中频的像频干扰信道转换为中频。因此，必须提供像频干扰信道消除或衰减，这典型地通过在变频器的混频级之前提供一个跟踪滤波器来实现。滤波器装置通常被划分为三级，以实现所需的调谐范围，并且该滤波器是带通结构的形式，其中心频率被设置为用等于中频的频率偏移量来跟踪换向信号发生器输出信号的频率。

另一种已知的用于这类应用的调谐器是双转换类型，其中期望信道由两个变频器转换为期望输出中频，每个变频器都具有一个混频级。第一个变频器是上变频器，它将期望信道的频率转换为大于输入频率范围的最大频率的相对较高的中频。第二个变频器将处于高中频的期望信道转换为所需的输出中频。像频干扰消除或衰减通过第一和第二个变频器之间的中频滤波器来提供，该中频滤波器典型地是固定带宽的表面声波(SAW)类型。

在这两种调谐器中，输出中频上的期望信道被提供给一个中频级，其典型地包括一个SAW类型的固定频率信道滤波器和一个可变增益IF放大器。调谐器的输出端通常被连接到一个解调器。

不同的调谐器应用需要不同的中频和/或不同带宽。例如，欧洲使用的调谐器通常需要提供一个36MHz的输出中频，而用于美国的调谐器通常需要提供一个44MHz的输出中频。同时，根据所需的工作频带，输出中频带宽可以在6MHz至8MHz之间变化。

如上所述，由于在两种已知类型调谐器中都使用了固定IF滤波，每个调谐器不得不为每种要求不同IF特性的应用而专门设计和制造。SAW滤波器的使用阻碍了对IF特性的调节，因此不得不为不同应用制造不同的调谐器，并且不可能提供能够在一定应用范围中使用的足以满足所有要求的单一调谐器。

除了与IF滤波有关的问题之外，为了允许改变或调节输出中频以适应不同的应用，这些已知的调谐器还需要进一步的改进，例如在硬件和/或固件结合上的改进。在单一转换调谐器的情况下，跟踪滤波器用一个等于输出中频的偏移量来跟踪换向信号频率。如果改变输出中频，就不得不调节跟踪滤波器的校准。

在双转换调谐器的情况下，与两个变频器相关的两个本地振荡器相互作用，导致了例如由本地振荡器谐波混频造成的带内伪信号。众所周知，通过调节高中频可以实现带内伪信号的补偿。然而，本振频率取决于中频，因此任何调节都会造成“拍频波形图”的变化。因此，固件的改进也需要提供一个可变的中频。

US4653117、GB2236225、US5584066、EP0782249和US6233431公开了像频干扰抑制变频装置，其包括第一和第二正交变频器。第一正交变频器将输入的信号转换为零中频同相和正交信号，该信号经过低通滤波器被送至第二正交变频器。第二正交变频器将滤波后的信号转换为有限中频信号，该信号被相加从而抑制像频干扰信号。

EP1182775公开了双转换调谐器，包括上变频器，随后是零中频下变频器。零中频同相和正交信号通过可变截止频率的低通滤波器滤波。第二正交变频器的换向信号频率是可变的，以允许调谐或调节。

发明内容

根据本发明的第一个方面，提供了一种用于射频调谐器的变频器装置，包括用于将输入信号转换为零和近零中频同相和正交信号的第一正交变频器，用于分别对同相和正交信号进行滤波的第一和第二滤波器，用于将滤波后的同相和正交信号转换为有限中频同相和正交信号的第二正交变频器，以及用于形成有限中频同相和正交信号的线性组合的结合器，其中第二正交变频器是可调的，用以选择有限中频。

这里用到的术语“有限中频”是指大于所接收的信号或信道的一半带宽的频率。

这里用到的术语“线性组合”是指aI+bQ形式的组合，其中I和Q分别是有限中频同相和正交信号，而a和b是正或负的非零参数。

第一正交变频器可以包括第一和第二混频器以及第一正交换向信号发生器。

第二正交变频器可包括第三和第四混频器以及第二正交换向信号发生器。

第一和第二滤波器可具有用于选择中频通带的可调节的翻转频率。

第一和第二滤波器可具有相同的翻转频率。

第一和第二滤波器可具有基本相同的结构。

第一和第二滤波器可以是低通滤波器。

所述结合器可包括一个加法器。

所述装置可包括一个位于结合器之后的抗混叠(anti-alias)滤波器。

所述装置可包括一个位于结合器之后的可变增益放大器。

所述装置可包括使像频干扰消除最大化的相位和/或幅度调节装置。

根据本发明的第二个方面，提供了一种射频调谐器，其包括根据本发明第一个方面所述的装置。

该调谐器可以是单一转换类型，并且第一正交变频器是可调谐的，用于选择接收信道。调谐器可包括至少一个位于第一正交变频器之前的跟踪滤波器。

该调谐器可以是双转换类型，并且在第一正交变频器之前可包括一个第三变频器。第三变频器可以是上变频器。第一正交变频器和第三变频器中的至少一个是可调谐的，用于选择接收信道。该调谐器可包括位于第一正交变频器和第三变频器之间的中频滤波器。

该调谐器可包括位于第一正交变频器之前的自动增益控制装置。

根据本发明的第三个方面，提供了一种射频调谐器，包括：正交近零中频变频器，其包括用于提供同相和正交近零中频信号的混频器装置和用于将换向信号提供给混频器装置的本地振荡器装置；用于将同相和正交近零中频信号中的至少一个的相位进行偏移的相移装置，以形成同相和正交中频信号I和Q；用于形成线性组合aI+bQ的结合器，这里a和b为参数；用于将期望信道调谐至换向信号的高或低边带的调谐装置；以及一个控制器，用于根据至少一个相邻的非期望信道的电平来选择期望信道位于换向信号的哪个频率边带，以及参数a和b是具有相同符号还是相反符号。

当期望信道位于换向信号的高频率边带时，参数a和b可具有相同的符号；当期望信道位于换向信号的低频率边带时，参数a和b可具有相反的符号。

调谐装置可包括本地振荡器装置。

参数a和b可以大致等于1。

参数a和b是可调节的，用以使像频干扰消除最大化。

混频器装置可包括第一和第二混频器，且本地振荡器装置可包括第一正交换向信号发生器。

调谐器在混频器装置和结合器之间可包括第一和第二滤波器。第一和第二滤波器可具有可调节的翻转频率，用于选择中频通带。第一和第二滤波器可具有相同的翻转频率。第一和第二滤波器可以是低通滤波器。

相移装置可包括第一和第二滤波器中的至少一个。

相移装置可包括正交上变频器，用于形成作为有限中频信号的信号I和Q。上变频器可包括第三和第四混频器以及第二正交换向信号发生器。上变频器可以被调节，用以选择有限中频。

控制器可被设置用于实现所述选择，从而使干扰减到最小。

控制器可被设置用于从映射确定至少一个相邻信道的电平，该映射是通过使处于打开状态的调谐器扫描所有信道、测量信道电平并将其作为映射存储而得到的。

控制器可被设置用于响应信道选择请求，通过在调谐到期望信道之前使调谐器调谐到至少一个相邻信道并测量该信道电平，来确定至少一个相邻信道的电平。

至少一个相邻信道可包括紧挨着的相邻上下信道。

因此，可以提供一种变频器装置和调谐器，它们可以用于提供任何期望的输出中频和中频带宽。例如，通过形成作为集成有源滤波器的零或近零中频信道滤波器，这些滤波器易于被控制或调节，从而为任何应用提供任何所需的带宽，或者提供可变带宽以根据调谐器使用过程中的要求来选择带宽。同样，第二正交变频器中的本地振荡器可以具有可调或可变频率，从而为不同应用提供任何所需的输出中频，或者在调谐器使用过程中根据接收信号的要求改变输出中频。为了改进或优化该装置内的正交发生器的平衡而提供某种形式的校准是可能的，并且是所期望的。如果提供了这种校准，为了补偿任何级引起的正交失衡，调节正交转换器其中之一就足够了。

这种装置可以是结合了整个调谐器的大部分元件或全部元件的一个单片集成电路。可以提供单个调谐器“结构”，它适用于大范围应用，并且为了使这种结构适应任何特定要求，在生产或使用过程中，这种结构所要求的调节或适应最少。通过在输出中频和带宽中提供“无限可变性”，这种调谐器结构可用于除了现有大范围应用之外的还未定义的未来应用。

还可以提供一种基于近零中频技术的调谐器，它能够减小来自相邻信道的干扰。调谐器性能从而得到改进。

附图说明

参考附图，本发明将以示例的方式进一步描述，其中：

图1为包括本发明一种实施例的变频器装置和调谐器的电路框图；

图2为图1的调谐器的第一种类型的前置IF级的电路框图；

图3为图1的调谐器的第二种类型的前置IF级的电路框图；

图4所示为图1的调谐器的不同点的信号频谱；

图5为构成本发明的另一种实施例的调谐器的电路框图；以及

图6和7所示为在图5的调谐器的工作过程中的频谱。

在整个附图中，相同附图标记表示相同部件。

具体实施方式

如图1所示的射频调谐器具有一个输入端1，用于例如从地面天线、卫星天线装置或电缆分线网络的广播或分线装置接收TV、DAB或数字数据信号。输入端1连接到一个前置IF级2的输入端，该前置IF级2的结构取决于特定调谐器类型。级2的例子将在下面说明。

级2的输出端连接到混频级3，包括I和Q混频器4和5。混频器4和5具有连接到级2的输出端的信号输入端和换向信号输入端。换向信号由本地振荡器6和正交信号发生器7生成，其输出端将同相正交信号提供给混频器4和5的换向信号输入端。本地振荡器6由锁相环(PLL)合成器8来控制，PLL合成器8依次由控制器9来控制。级3至8构成了第一正交变频器，它将输入信号转换为零或近零中频同相和正交信号I和Q。

混频器4和5的输出被提供给一个正交滤波器级10，其包括I和Q信道低通滤波器11和12。滤波器11和12的翻转频率由一个带宽校准级13来控制，该带宽校准级13由控制器9来控制。

来自级10的滤波输出信号被提供给一个第二混频器级14，包括I和Q混频器15和16。用于混频器15和16的换向信号由本地振荡器17生成并由正交信号生成器18提供。本地振荡器17由PLL合成器19来控制，该PLL合成器19由控制器9来控制。级15至19构成了第二正交变频器，它提供有限输出中频的I和Q输出信号。

第二正交变频器的输出信号被提供给一个加法器20，它形成线性组合I+Q，作为第二正交变频器输出信号之和。加法器20的输出被提供给抗混叠滤波器21，它的输出被提供给一个自动增益控制(AGC)级22，AGC级22包括一个可变增益放大器。级22的输出被提供给调谐器的输出端23，调谐器可连接到一个或多个用于从期望信道提取期望信号的解调器。

在第一正交变频器将期望信道转换为零中频的情况下，非常精确地完成转换并不是很重要。特别是，如果与零频率之间存在小偏移量，无论正负，这个偏移量能够由第一和第二正交变频器所体现的矢量数学关系所校正。

对于零中频来说，低通滤波器11和12被控制或配置以具有位于所选期望信道的一半带宽或刚好在其之上的翻转频率。尽管实际的翻转频率主要取决于所期望的信道带宽，但它也可能取决于其它因素，如最大相邻信道功率与期望信道功率的比率，以及在例如一个相关解调器中的任何下行方向上的模/数转换器(ADC)的尺寸。由滤波器11和12实现的滤波有效地提供了信道滤波，用以通过期望信道，同时充分抑制或大大衰减了至少相邻信道。这些滤波器还为与第二正交变频器14-19相关的像频干扰信道提供了衰减。

根据调谐器的特定类型，控制器9可以控制合成器8，使得第一正交变频器3-8执行某些或全部的调谐，以选择期望的接收信道。控制器9向合成器8提供了适当的控制信号，例如基于对接收信道用户的选择。

所示控制器9在控制合成器19时，它设置或调节本地振荡器17的频率以及提供给混频器级14的换向信号的频率。在第一正交变频器3-8将期望信道转换为零中频的情况下，第二正交变频器14-19中的换向信号的频率等于输出中频，因此仅仅通过设置本地振荡器17就可以将输出中频设置为一个适当的频率(如果级18执行分频是作为生成正交换向信号的过程的一部分，这一适当的频率可以是输出中频的倍数)。输出中频因此可以由控制器9来选择或改变。变频器装置3-8、10-19的操作取决于第一和第二正交变频器中正交混频的精确度，从而通过提供用于测量任何通过双转换变频器装置引起的正交失衡的便利，并且为了对失衡进行校正而调节正交信号发生器7和18中的至少一个，来改善装置性能。同样，加法器20可以被调节，以形成线性组合aI+bQ，其中a和b是可调的参数或不等于1的“恒量”，以减少任何失衡。

图2示出了在图1的调谐器为单一转换类型的情况下级2的实施例。级2具有连接到第一跟踪滤波器装置31的输入端30。例如，滤波器装置31可包括一个带通滤波器，其中心频率通过控制输入端32来控制，以跟踪或跟随第一正交变频器3-8的换向信号的频率。由于在上述实施例中第一正交变频器3-8为零中频类型，滤波器中心频率被设置为尽可能合理地接近换向信号的频率。输入端32例如可连接到合成器8的控制电压输出端，该合成器8连接到本地振荡器6的压控谐振器“储能”电路。

滤波器装置31的输出端被连接到一个可变增益放大器33的输入端，可变增益放大器33的增益由输入端34处的自动增益控制(AGC)信号来控制。级33通常需要具有很宽的动态范围，它的增益可根据接收到的包括期望信道在内的频谱的一部分的信号强度来控制，从而在级2的输出端36提供一个期望的信号电平。级33的输出端连接到一个第二跟踪滤波器35，其可具有与第一滤波器装置34类似的特性。跟踪滤波器装置31和35的组合用来为潜在干扰信号提供一个期望水平的衰减。

图3所示的级2适合于双转换型的调谐器。该级包括一个连接到可变增益级41的输入端，该可变增益级41具有参照图2所述的相同类型的AGC控制信号输入端42。级41的输出被提供给一个混频器43，该混频器43提供有一个本地振荡器44和一个PLL合成器45，构成了上变频器类型的变频器。混频器43的输出端提供了第一个相对较高的中频信号，特别地，其频率位于输入频带的最高频率之上。这个IF信号由带通滤波器46滤波，并被提供到级2的输出端47。

变频器3-8和43-45中的任一组或者这两者都被控制以选择期望的接收信道。例如，调谐可以至少主要在变频器43-45中执行，例如通过由控制器9向合成器45提供一个合适的控制信号。在这种情况下，期望信道被转换为高中频，合成器8被控制以提供固定的下变频，或者为微调或避免产生干扰而允许一些变化。在这种情况下，带通滤波器46具有相对较窄的通带，其中心位于高中频，从而使期望信道和其任一侧的一个或多个信道通过，同时在混频器43的输出端处衰减所有其它信道。

在另一个实施例中，变频器43-45可被设置用于执行基本上固定的上变频，使得输入信号频带被转换为更高的频带。然后合成器8由控制器9来控制，以选择期望的信道并将其转换为零(或近零)中频。由变频器43-45执行的基本固定的上变频再次为了微调或者减少干扰而允许一些变化。在这种情况下，滤波器46可以被省略或者可具有很宽的通带。

图4示出了图1所示的调谐器的频率转换图。假设调谐器的输入端1的输入宽带信号包括多个均匀间隔的、基本上连续的信道，其中期望信道标记为“N”，其它信道相对N被编号。

提供到第一正交变频器3-8的输入端的信道被转换为基本上为零的中频，使得期望信道N的中心恰好位于零Hz之上。所得到的频谱被表示为“I&Q频谱”，位于图4上部，其具有至少一些存在于转换后的信号中的相邻信道N±1、N±2。来自混频器4和5的I和Q信号分别由低通滤波器11和12滤波，从而在图4的第二个图中示出了“I&Q频谱后置滤波器”。滤波使得期望信道N通过，没有发生衰减或者只有极少的衰减，而所有其它相邻信道被大大衰减或者被消除。图4示出了滤波器11和12去除了大部分相邻信道N±1并去除了所有其它非期望信道的情况。

滤波后的信号然后在变频器14-19中被上变频，并在加法器20中被相加，从而得到在图4的第三个图中所示的“上变频频谱”。I和Q信道之间的矢量关系为：(i)将开始于正频率平面的载波的和结果与开始于负频率平面的载波的差结果构造相加；以及(ii)消除了开始于正频率平面的差结果和开始于负频率平面的和结果。在这个例子中，输出中频为8MHz，并且两个变频步骤得到了中心位于8MHz中频处的期望信道N。

由变频器14-19执行的上变频可导致中心位于24MHz的三次谐波的产生。这些混叠分量被滤波器21去除或者大大衰减，从而使调谐器的输出端23处的“输出频谱”如图4底部的图所示。

从而可以提供一种调谐器，它能够提供连续变化IF带宽和输出中频。这样的调谐器可以通过高度集成来体现。例如，这种调谐器的全部或者基本上全部可以通过单片集成电路来体现。

如图5所示的调谐器与图1所示的调谐器不同之处在于，提供了电平检测器50，用于测量结合器20的输出端处的信号电平，并将该信号电平提供给控制器9。同时，控制器9控制结合器20是否分别构成来自混频器15和16的I和Q信号之和或之差。此外，在一些实施例中，控制器可将线路51上的控制信号提供给级2中的一个变频器。

在这种实施例中，变频器3-8是近零中频类型。特别是，提供给混频器4和5的换向信号的频率能够被选择在期望信道的上端或下端。图6示出了有效地将期望信道N转换为近零中频的频率Fcon在期望信道频率范围的下端的情况下的频谱。这在图6的上部图中示出。

在第一正交变频器3-8中进行转换之后，所得到的“I+Q频谱”如图6的第二个图中所示。8MHz带宽的期望信道的中心位于正频率平面中的4MHz处，且从零延伸到8MHz。相邻信道相对于期望信道在频域中保持其相同的位置。

由滤波器11和12进行滤波之后，所得到的“I+Q频谱后滤波器”如图6的第三个图所示。这种滤波基本上滤除了信道N+1之上和信道N-2之下的不希望的相邻信道，并大大衰减了信道N+1和N-2。

图6底部的图示出了由变频器14-19上变频之后、并通过加法器20将上变频信号相加(或者在由滤波器21滤波之后)的“输出频谱”。如图4中的频谱所示，输出中频在这个例子中为8MHz。用加法器20形成来自混频器15和16的I和Q信号之和的同时，正频率平面内的载波被相加，而负频率平面内的载波被基本上消除。因此，通过在加法器20中来自混频器15和16的I和Q信号的矢量相加，相邻信道N-1和下一个相邻信道N-2的残余被消除或者被大大衰减。

图7示出了当有效转换频率Fcon位于期望信道N的上端、且加法器20形成I-Q(或Q-I)的差时出现的频谱。在这种情况下，控制器9控制合成器8，可能是级2中的合成器，从而为了下变频到近零中频而选择本振频率，使得期望信道N的中心位于负频率平面中的4MHz处，如图7的第二幅图所示。第三幅图示出了由滤波器11和12滤波后的效果，底部的图示出了在加法器20中形成滤波I和Q信号之差的矢量“相加”的结果。

在这种情况下，矢量相加使得负频率平面中的载波相加，并使正频率平面中的载波基本上被消除。这样，相邻信道N+1和下一个相邻信道N+2的残余基本上被消除或者被大大衰减。

为了接收期望信道N，调谐器可在图6和7所示的任一模式下工作。然而，这些模式之间的差别在于，当使用图6所示的模式时，传递给调谐器输出端的不希望的能量主要对应于非期望信道N+1，而在图7所示模式下，不希望的能量主要对应于非期望信道N-1。在图6所示的模式下，由滤波器15和16来提供对减少信道N+1中的不希望的能量的抑制。相反，在图7所示模式下，来自信道N-1的不希望的能量主要由滤波器15和16所提供的滤波来抑制。

因此，为了将干扰最小化，可以通过选择经过滤波而衰减的相邻信道和经过相位消除而衰减的相邻信道在各个模式之间进行选择。例如，在非期望的紧挨着的相邻信道N+1和N-1具有不同幅度的接收条件下，就可以选择图6和7所示的转换模式中较好的一种，例如使得具有较低能量的临信道位于与期望信道相同的频率平面内，而较高幅度的另一个紧挨着的相邻信道通过滤波被衰减。这样就降低了所要求的消除精度，同时也为较高幅度的相邻信道降低了对信道处理的要求。

可以采用任何一种合适的技术用于在图6和7所示的两种转换模式之中做出选择。例如，每次调谐器被打开，控制器9可以被设置使得调谐器扫描输入信号频谱，从而依次调谐至每个可用的信道，同时监控由检测器50检测到的信道电平。这样可以形成信道中电平的映射，并且当接收到期望信道接收请求时，控制器9参考该映射，从而为接收该信道选择是采用图6所示的模式还是采用图7所示的模式。映射最好是在调谐器打开时创建，而不依赖先前已创建的映射，从而估计普遍接收条件，进而使干扰变得最小。如果符合且受到由扫描所导致的、且在使用者可接受的水平上的任何非期望的影响，则在调谐器使用过程中可以更频繁地执行扫描和映射创建，从而当普遍接收条件改变时为每个期望信道选择更好的工作模式。

作为替代或者附加地，控制器9可以被设置为响应使用者的信道选择请求，调谐到至少每个紧挨着的相邻非期望信道，从而在调谐至期望信道之前测量它们的信号电平。作为结果，控制器9确定图6和7所示的哪一种模式对于普遍条件较好，并采用较好的模式来接收期望信道。

为了使消除技术更有效，第一正交变频器3-8必须是近零中频类型和正交类型的。第二正交变频器14-19执行两个主要功能，即把信号转换为期望的有限输出中频，并改变I和Q信号的相对相位，从而使加法器20中形成的线性组合提供所期望的像频干扰消除。然而，变频器14-19可以由任何其它合适的装置来代替，该装置用于提供送至加法器20的信号之间所需的相位差。例如，在输出信号必须是近零中频的情况下，没有必要为送至加法器20的信号提供任何频率变化。因此，变频器14-19可以由信号通路中的一条通路或全部两条通路中的相位改变网络所代替。这种相位改变功能例如可以在滤波器11和12的任一个或两者中执行。

Claims (19)

1.一种射频调谐器，包括：正交近零中频变频器，其包括用于提供同相和正交近零中频信号的混频器装置和用于向所述混频器装置提供换向信号的本地振荡器装置；相移装置，用于使同相和正交近零中频信号中的至少一个的相位发生偏移，以形成同相和正交中频信号I和Q；结合器，用于构成线性组合aI+bQ，这里a和b为参数；调谐装置，用于将期望信道调谐到换向信号的高频率边带或低频率边带；以及控制器，用于根据至少一个相邻非期望信道的电平来选择期望信道位于换向信号的哪一个频率边带，以及参数a和b具有相同符号还是相反符号。

2.根据权利要求1的调谐器，其中当期望信道位于换向信号的高频率边带时，参数a和b具有相同的符号，而当期望信道位于换向信号的低频率边带时，参数a和b具有相反的符号。

3.根据权利要求1的调谐器，其中调谐装置包括本地振荡器装置。

4.根据权利要求1的调谐器，其中参数a和b大致等于1。

5.根据权利要求1的调谐器，其中参数a和b是不等于1的恒量。

6.根据权利要求1的调谐器，其中参数a和b能够被调节用于使像频干扰消除最大化。

7.根据权利要求1的调谐器，其中混频器装置包括第一和第二混频器，本地振荡器装置包括第一正交换向信号发生器。

8.根据权利要求1的调谐器，包括位于混频器装置和结合器之间的第一和第二滤波器。

9.根据权利要求8的调谐器，其中第一和第二滤波器具有用于选择中频通带的可调节的翻转频率。

10.根据权利要求8的调谐器，其中第一和第二滤波器具有相同的翻转频率。

11.根据权利要求8的调谐器，其中第一和第二滤波器是低通滤波器。

12.根据权利要求8的调谐器，其中相移装置包括第一和第二滤波器中的至少一个。

13.根据权利要求1的调谐器，其中相移装置包括用于将信号I和信号Q形成为大于所接收的信号或信道的一半带宽的频率的信号的正交上变频器。

14.根据权利要求13的调谐器，其中正交上变频器包括第三和第四混频器，以及第二正交换向信号发生器。

15.根据权利要求13的调谐器，其中正交上变频器能够被调节用于选择大于所接收的信号或信道的一半带宽的频率。

16.根据权利要求1的调谐器，其中控制器被设置为执行选择以使干扰变得最小。

17.根据权利要求1的调谐器，其中控制器被设置为从一个映射确定至少一个相邻信道的电平，该映射是通过使调谐器在打开状态时扫描所有信道，以及通过测量信道电平并将其作为映射存储而得到的。

18.根据权利要求1的调谐器，其中控制器被设置为响应信道选择请求，通过在调谐至期望信道之前使调谐器调谐到至少一个相邻信道并测量该信道电平，来确定至少一个相邻信道的电平。

19.根据权利要求1的调谐器，其中至少一个相邻信道包括紧挨着相邻的上下信道。

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