JP2002517928A - 基準発振器調波干渉を抑制する方法および関連する受信機 - Google Patents
基準発振器調波干渉を抑制する方法および関連する受信機Info
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機が、基準周波数発生器、ダウンコンバータ、アナログ・デジタル・コンバータおよびプロセッサを含む。基準周波数発生器は、基準周波数信号を発生し、またダウンコンバータは、受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供する。更には、ダウンコンバータは、基準周波数信号に同期される。アナログ・デジタル・コンバータは、アナログ・デジタル・コンバータが基準周波数信号に同期される中間周波数信号に応答する干渉成分を含む受信信号を表す複数の複素数を発生する。プロセッサは、その複数の複素数について原点を推定し、その原点を複素数の各々から差し引いて、それによって内部発生した干渉の低減された受信信号を表す干渉の補償された複素数を生成する。更には、プロセッサは、干渉の補償された複素数を処理して、所望の信号情報を得る。関連する方法もまた記述される。
Description
【０００１】 （発明の技術分野） 本発明は、通信技術の分野に関し、さらに詳しくは、水晶制御受信機の受信感
度を低減する受信機および方法に関する。
度を低減する受信機および方法に関する。
【０００２】 （発明の背景） 無線受信機の分野において、受信機に用いられる同調回路の量を低減しようと
いう努力が集中的に行われている。同調回路の数を低減することによって、受信
機の大部分を一体化して、結果的により小さな受信機とすることができる。そし
てこれらのコンパクトな受信機は、無線電話機のような多くの領域で用いること
ができる。そのような受信機の設計において大きく進んだ技術が、「ゼロＩＦ」
技術として知られている。
いう努力が集中的に行われている。同調回路の数を低減することによって、受信
機の大部分を一体化して、結果的により小さな受信機とすることができる。そし
てこれらのコンパクトな受信機は、無線電話機のような多くの領域で用いること
ができる。そのような受信機の設計において大きく進んだ技術が、「ゼロＩＦ」
技術として知られている。
【０００３】 ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償が、例えば、「
ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米
国特許第５，５６８，５２０号において論じられている。更には、「ゼロＩＦ受
信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米国特許第５
，２４１，７０２号では、アナログ差分化回路を用いてデジタル化前にＩ，Ｑ信
号を差分化し、そしてデジタル化後に信号サンプルを数値的に再度積分して信号
の差分化されていない波形を回復することによって、ホモダイン（ゼロＩＦ）受
信機においてＤＣオフセットを低減することが論じられている。これらの特許の
各々は、参照することによってその全体が本明細に組み入れられる。更には、本
発明の発明者が、これら各々の特許の発明者である。
ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米
国特許第５，５６８，５２０号において論じられている。更には、「ゼロＩＦ受
信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米国特許第５
，２４１，７０２号では、アナログ差分化回路を用いてデジタル化前にＩ，Ｑ信
号を差分化し、そしてデジタル化後に信号サンプルを数値的に再度積分して信号
の差分化されていない波形を回復することによって、ホモダイン（ゼロＩＦ）受
信機においてＤＣオフセットを低減することが論じられている。これらの特許の
各々は、参照することによってその全体が本明細に組み入れられる。更には、本
発明の発明者が、これら各々の特許の発明者である。
【０００４】 ホモダイン受信機において、所望の受信チャンネルの中央に位置する局部発振
器に対して受信信号をミキシングすることによって、受信信号は直角位相ベース
バンドとも呼ばれるゼロ周波数ＩおよびＱ信号に直接ダウンコンバートされる。
局部発振器は、直接受信信号の上にあるので、それは受信に対する大きな干渉源
である。しかしながら、干渉信号が、ダウンコンバージョン発振器と同じである
ので、それはコヒーレントな干渉であって、Ｉ，Ｑ出力でのＤＣオフセットとし
て現れる。このＤＣオフセットは、受信機が受信しようとする最も弱い信号より
もずっと大きなものであり得、またＩ，Ｑアナログ・デジタル・コンバータを最
大限あるいはそれを超えて駆動し、信号の劣化を引き起こし得る。
器に対して受信信号をミキシングすることによって、受信信号は直角位相ベース
バンドとも呼ばれるゼロ周波数ＩおよびＱ信号に直接ダウンコンバートされる。
局部発振器は、直接受信信号の上にあるので、それは受信に対する大きな干渉源
である。しかしながら、干渉信号が、ダウンコンバージョン発振器と同じである
ので、それはコヒーレントな干渉であって、Ｉ，Ｑ出力でのＤＣオフセットとし
て現れる。このＤＣオフセットは、受信機が受信しようとする最も弱い信号より
もずっと大きなものであり得、またＩ，Ｑアナログ・デジタル・コンバータを最
大限あるいはそれを超えて駆動し、信号の劣化を引き起こし得る。
【０００５】 前述の特許は、このようにＩ，Ｑ信号のＤＣオフセットを低減して、ホモダイ
ン受信機内の局部発振器からの干渉を低減するやり方を提供する。周知のホモダ
イン受信機において、局部発振器は水晶を基準として用いるデジタル周波数シン
セサイザによってチャンネル周波数に同調されるので、局部発振器周波数は水晶
に関連する主要な干渉信号である。
ン受信機内の局部発振器からの干渉を低減するやり方を提供する。周知のホモダ
イン受信機において、局部発振器は水晶を基準として用いるデジタル周波数シン
セサイザによってチャンネル周波数に同調されるので、局部発振器周波数は水晶
に関連する主要な干渉信号である。
【０００６】 しかしながら、これらの特許は、受信信号が、チャンネル周波数に同調されず
、所望の第一中間周波数に等しい、チャンネル周波数プラス・マイナス一定のオ
フセットに同調される局部発振器とミキシングされるスーパーヘテロダイン受信
機に関する問題を解決するものではない。そのようなシステムにおいて、局部発
振器は、所望の信号に対する大きな干渉源ではなく、ＩおよびＱ信号におけるＤ
Ｃオフセットの問題は、明白なまたは自明なものではない。
、所望の第一中間周波数に等しい、チャンネル周波数プラス・マイナス一定のオ
フセットに同調される局部発振器とミキシングされるスーパーヘテロダイン受信
機に関する問題を解決するものではない。そのようなシステムにおいて、局部発
振器は、所望の信号に対する大きな干渉源ではなく、ＩおよびＱ信号におけるＤ
Ｃオフセットの問題は、明白なまたは自明なものではない。
【０００７】 しかしながら、水晶調波のようなその他の水晶に関連する周波数による所望の
信号に対する干渉もまた、ＩおよびＱ信号におけるＤＣオフセットに貢献する。
したがって、干渉を低減する受信機および方法を改良する技術上の必要性が存在
し続けている。
信号に対する干渉もまた、ＩおよびＱ信号におけるＤＣオフセットに貢献する。
したがって、干渉を低減する受信機および方法を改良する技術上の必要性が存在
し続けている。
【０００８】 （発明の概要） したがって、本発明の目的は、改良された受信機および方法を提供することで
ある。
ある。
【０００９】 本発明のその他の目的は、干渉が低減された受信機および関連する方法を提供
することである。
することである。
【００１０】 これらのおよびその他の目的は、本発明によって、基準周波数発生器を含む受
信機、ダウンコンバータ、位相デジタイザのようなアナログ・デジタル・コンバ
ータおよびダウンコンバータとアナログ・デジタル・コンバータが双方とも基準
周波数発生器によって発生される共通の基準周波数信号に同期されるプロセッサ
により提供される。より詳しくは、ダウンコンバータは、受信信号をダウンコン
バートして中間周波数信号を提供し、そしてアナログ・デジタル・コンバータが
、その中間周波数信号に応答する干渉成分を含む受信信号を表す複数の複素数を
発生する。更には、プロセッサは、その複素数を処理して所望の信号情報を得る
。
信機、ダウンコンバータ、位相デジタイザのようなアナログ・デジタル・コンバ
ータおよびダウンコンバータとアナログ・デジタル・コンバータが双方とも基準
周波数発生器によって発生される共通の基準周波数信号に同期されるプロセッサ
により提供される。より詳しくは、ダウンコンバータは、受信信号をダウンコン
バートして中間周波数信号を提供し、そしてアナログ・デジタル・コンバータが
、その中間周波数信号に応答する干渉成分を含む受信信号を表す複数の複素数を
発生する。更には、プロセッサは、その複素数を処理して所望の信号情報を得る
。
【００１１】 それによって、アナログ・デジタル変換処理によって導入される体系的な周波
数エラーを、デジタル化された信号サンプルを処理することによって低減するこ
とができる。更には、受信機が、基準周波数発生器の水晶の調波である周波数チ
ャンネルに同調されるとき、水晶に関連する干渉は、例えば、デジタル高域フィ
ルタを用いて、または一定のエラー成分を差分化するよう平均化して、低減する
ことができる。
数エラーを、デジタル化された信号サンプルを処理することによって低減するこ
とができる。更には、受信機が、基準周波数発生器の水晶の調波である周波数チ
ャンネルに同調されるとき、水晶に関連する干渉は、例えば、デジタル高域フィ
ルタを用いて、または一定のエラー成分を差分化するよう平均化して、低減する
ことができる。
【００１２】 更に詳しくは、本発明の実施例による受信機は、複数の周波数チャンネルに同
調可能である。受信機は、基準周波数発生器、ダウンコンバータ、アナログ・デ
ジタル・コンバータおよびプロセッサを含む。基準周波数発生器は、基準周波数
信号を発生し、またダウンコンバータは受信信号をダウンコンバートして、ダウ
ンコンバータが基準周波数信号に同期される中間周波数信号を提供する。アナロ
グ・デジタル・コンバータは、アナログ・デジタル・コンバータが基準周波数信
号に同期される基準周波数信号に関連する干渉成分を含む受信信号を表す複数の
複素数を発生する。プロセッサは、その複数の複素数について原点を推定し、そ
の原点を複素数の各々から差し引き、それによって内部発生した干渉が低減され
た受信信号を表す干渉補償の複素数を生成する。プロセッサはまた、その干渉補
償の複素数を処理して、所望の信号情報を得る。
調可能である。受信機は、基準周波数発生器、ダウンコンバータ、アナログ・デ
ジタル・コンバータおよびプロセッサを含む。基準周波数発生器は、基準周波数
信号を発生し、またダウンコンバータは受信信号をダウンコンバートして、ダウ
ンコンバータが基準周波数信号に同期される中間周波数信号を提供する。アナロ
グ・デジタル・コンバータは、アナログ・デジタル・コンバータが基準周波数信
号に同期される基準周波数信号に関連する干渉成分を含む受信信号を表す複数の
複素数を発生する。プロセッサは、その複数の複素数について原点を推定し、そ
の原点を複素数の各々から差し引き、それによって内部発生した干渉が低減され
た受信信号を表す干渉補償の複素数を生成する。プロセッサはまた、その干渉補
償の複素数を処理して、所望の信号情報を得る。
【００１３】 とりわけ、ダウンコンバータは、基準周波数信号に同期された局部発振器、そ
の発振器によって駆動される第一および第二のミキサーおよび結合ネットワーク
を含み、受信信号が、第一および第二のミキサーに提供され、その出力が、結合
ネットワークにおいて結合されて中間周波数信号を提供できるものとなる。基準
周波数発生器は、基準周波数発振器を含むことができる。更には、受信信号はア
ンテナで受信され、またフィルタは、そのアンテナとアナログ・デジタル・コン
バータとの間のダウンコンバータと直列に結合できる。更には、増幅器が、アン
テナとアナログ・デジタル・コンバータとの間のダウンコンバータと直列に結合
され、また推定された原点は、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含み得る
。
の発振器によって駆動される第一および第二のミキサーおよび結合ネットワーク
を含み、受信信号が、第一および第二のミキサーに提供され、その出力が、結合
ネットワークにおいて結合されて中間周波数信号を提供できるものとなる。基準
周波数発生器は、基準周波数発振器を含むことができる。更には、受信信号はア
ンテナで受信され、またフィルタは、そのアンテナとアナログ・デジタル・コン
バータとの間のダウンコンバータと直列に結合できる。更には、増幅器が、アン
テナとアナログ・デジタル・コンバータとの間のダウンコンバータと直列に結合
され、また推定された原点は、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含み得る
。
【００１４】 受信機はまた、基準周波数発生器と結合されるデジタル周波数シンセサイザを
含み、受信機が、二つの整数の比によって基準周波数に関連付けられるチャンネ
ル周波数に同調できるものとされる。更には、アナログ・デジタル・コンバータ
は、アナログＩおよびＱ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続い
て前記ＩおよびＱ信号の各々のアナログ・デジタル変換を、使用することができ
る。代わりに、アナログ・デジタル・コンバータは、中間周波数信号を、瞬間信
号位相および瞬間信号振幅を表す組になった値に変換することができるか、また
は、アナログ・デジタル・コンバータは、中間周波数信号の直角位相サンプリン
グを行うことができる。
含み、受信機が、二つの整数の比によって基準周波数に関連付けられるチャンネ
ル周波数に同調できるものとされる。更には、アナログ・デジタル・コンバータ
は、アナログＩおよびＱ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続い
て前記ＩおよびＱ信号の各々のアナログ・デジタル変換を、使用することができ
る。代わりに、アナログ・デジタル・コンバータは、中間周波数信号を、瞬間信
号位相および瞬間信号振幅を表す組になった値に変換することができるか、また
は、アナログ・デジタル・コンバータは、中間周波数信号の直角位相サンプリン
グを行うことができる。
【００１５】 複数の複素数は、受信機における体系的な周波数エラーの補償を含むことがで
き、また推定された原点は、複数の複素数の実成分の平均からおよび複数の複素
数の虚成分の平均から推定することができる。更には、原点は、複数の複素数が
存することが期待される円および弧の一方の中心を推定することによって、また
は受信信号に含まれる周知の信号パターンを用いることによって推定される。推
定される原点はまた、所望の信号情報を用いて再度推定することができる。
き、また推定された原点は、複数の複素数の実成分の平均からおよび複数の複素
数の虚成分の平均から推定することができる。更には、原点は、複数の複素数が
存することが期待される円および弧の一方の中心を推定することによって、また
は受信信号に含まれる周知の信号パターンを用いることによって推定される。推
定される原点はまた、所望の信号情報を用いて再度推定することができる。
【００１６】 本発明による受信機は、このようにＤＣを低減し、それによって水晶調波また
はその他の水晶に関連する周波数を包含するある周波数チャンネルへの干渉を低
減することができる。
はその他の水晶に関連する周波数を包含するある周波数チャンネルへの干渉を低
減することができる。
【００１７】 （発明の開示） ここで、発明の好ましい実施例が示されている添付の図面を参照して、本発明
は、以下でより完全に記述される。しかしながら、この発明は、多くの異なる形
態で実施され、ここで説明される実施例に制限されるものと解釈されるべきでは
なく、むしろ、これらの実施例は、この開示が完全で十分なものとなり、かつ完
全に本発明の範囲を当業者に伝えるように提供されている。全体を通して、同様
の番号は、同様の要素を参照する。
は、以下でより完全に記述される。しかしながら、この発明は、多くの異なる形
態で実施され、ここで説明される実施例に制限されるものと解釈されるべきでは
なく、むしろ、これらの実施例は、この開示が完全で十分なものとなり、かつ完
全に本発明の範囲を当業者に伝えるように提供されている。全体を通して、同様
の番号は、同様の要素を参照する。
【００１８】 本発明による無線受信機は、受信信号を第一の局部発振器からの信号とミキシ
ングすることによって、受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする
。局部発振器は、デジタル周波数シンセサイザ位相ロック・ループを用いて基準
水晶発振器に位相ロックされる。単一のダウンコンバージョン・ステップおよび
単一の局部発振器が提供され（単一スーパーヘテロダイン）、または代わりに、
第一および第二の局部発振器（ダブル・スーパーヘテロダイン）を用いて二つの
ステップのダウンコンバージョンが提供される。この場合、第一および第二の局
部発振器の双方は、同じ水晶基準発振器に位相ロックされる。各局部発振器が同
じ水晶基準発振器に位相ロックされている限り、更なるダウンコンバージョン・
ステップが用いられてもよい。
ングすることによって、受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする
。局部発振器は、デジタル周波数シンセサイザ位相ロック・ループを用いて基準
水晶発振器に位相ロックされる。単一のダウンコンバージョン・ステップおよび
単一の局部発振器が提供され（単一スーパーヘテロダイン）、または代わりに、
第一および第二の局部発振器（ダブル・スーパーヘテロダイン）を用いて二つの
ステップのダウンコンバージョンが提供される。この場合、第一および第二の局
部発振器の双方は、同じ水晶基準発振器に位相ロックされる。各局部発振器が同
じ水晶基準発振器に位相ロックされている限り、更なるダウンコンバージョン・
ステップが用いられてもよい。
【００１９】 そして、全てのダウンコンバージョン・ステップの後に得られる、最終的な中
間周波数が、振幅および位相情報の双方を保存するアナログ・デジタル・コンバ
ータを用いてデジタル化される。例えば、直角位相ダウンコンバータは、Ｉおよ
びＱ信号を得るために用いることができ、そしてそれらは別々にアナログからデ
ジタルに変換され、各々が実部と虚部を有する複素数のストリーム（ＩおよびＱ
ストリーム）を得る。代わりに、直角位相サンプリングを用いることもでき、最
終中間周波数信号がサンプルされ、ＩおよびＱに交互に関連するサンプルを得る
よう公称中間周波数の４分の１サイクルの奇数番号を分解するサンプルの組にお
いてデジタル化される。更には、ログポーラー（ｌｏｇｐｏｌａｒ）変換を用い
て、中間周波数信号位相および振幅に関する数値の組を得ることができる。後者
は、例えば、ルックアップ・テーブルを用いてデカルト変換へのログポーラーを
行うことにより、デジタル信号処理回路によって、ＩおよびＱサンプルに変換さ
れてもよい。
間周波数が、振幅および位相情報の双方を保存するアナログ・デジタル・コンバ
ータを用いてデジタル化される。例えば、直角位相ダウンコンバータは、Ｉおよ
びＱ信号を得るために用いることができ、そしてそれらは別々にアナログからデ
ジタルに変換され、各々が実部と虚部を有する複素数のストリーム（ＩおよびＱ
ストリーム）を得る。代わりに、直角位相サンプリングを用いることもでき、最
終中間周波数信号がサンプルされ、ＩおよびＱに交互に関連するサンプルを得る
よう公称中間周波数の４分の１サイクルの奇数番号を分解するサンプルの組にお
いてデジタル化される。更には、ログポーラー（ｌｏｇｐｏｌａｒ）変換を用い
て、中間周波数信号位相および振幅に関する数値の組を得ることができる。後者
は、例えば、ルックアップ・テーブルを用いてデカルト変換へのログポーラーを
行うことにより、デジタル信号処理回路によって、ＩおよびＱサンプルに変換さ
れてもよい。
【００２０】 アナログ・デジタル変換ステップは、例えば、水晶周波数を整数分割割合で割
って、アナログ・デジタル変換のためのサンプリング速度を得ることにより、水
晶基準周波数にロックされるサンプリング速度を用いることができる。ログポー
ラー変換処理における位相デジタル化でもまた、水晶基準発振器から得られる信
号が、位相を定義するための基準として用いられる。
って、アナログ・デジタル変換のためのサンプリング速度を得ることにより、水
晶基準周波数にロックされるサンプリング速度を用いることができる。ログポー
ラー変換処理における位相デジタル化でもまた、水晶基準発振器から得られる信
号が、位相を定義するための基準として用いられる。
【００２１】 アナログ・デジタル変換ステップによって導入される体系的な周波数エラーは
、このように低減できる。例えば、体系的な周波数エラーは、公称の最終中間周
波数に関する、一定の周波数の差または一定の位相傾斜を有する位相基準信号を
用いることから結果として生じ得る。体系的な周波数エラーはまた、公称の最終
中間周波数から一定の周波数オフセットを有する周波数で、コサインおよびサイ
ン信号と最終中間周波数信号をミキシングすることによって、ＩおよびＱ信号を
得るために、直角位相ダウンコンバータを使用することで結果として生じ得、こ
れらのエラーは、デジタル化された信号サンプルを処理することによって、ここ
で数字的に取り除くことができる。
、このように低減できる。例えば、体系的な周波数エラーは、公称の最終中間周
波数に関する、一定の周波数の差または一定の位相傾斜を有する位相基準信号を
用いることから結果として生じ得る。体系的な周波数エラーはまた、公称の最終
中間周波数から一定の周波数オフセットを有する周波数で、コサインおよびサイ
ン信号と最終中間周波数信号をミキシングすることによって、ＩおよびＱ信号を
得るために、直角位相ダウンコンバータを使用することで結果として生じ得、こ
れらのエラーは、デジタル化された信号サンプルを処理することによって、ここ
で数字的に取り除くことができる。
【００２２】 例えば、ログポーラー解決法において、体系的な周波数エラーは、位相サンプ
ルから位相累算器値を差し引くことによって、デカルト変換へのログポーラーの
前に、都合よく取り除かれ、ここで位相累算器値は、サンプリング期間ごとの位
相増加として表される周波数エラーに対応する増加によって、位相サンプリング
速度で増加される。既にデカルトまたはＩ，Ｑ形態にあるサンプルからの体系的
な周波数エラー低減は、各（Ｉ，Ｑ）値の複素数（ｃｏｓ（ｔｈｅｔａ）−ｊ・
ｓｉｎ（ｔｈｅｔａ））との複素積によって低減され、ここで、ｔｈｅｔａは前
述の位相累算器値に等しい。変わりに、デカルトからポーラーへの転換を行って
、既に記述された位相累算器とそれに続くポーラーからデカルトへ戻る転換を用
いて、周波数エラーが位相角値から取り除かれるようにすることができる。
ルから位相累算器値を差し引くことによって、デカルト変換へのログポーラーの
前に、都合よく取り除かれ、ここで位相累算器値は、サンプリング期間ごとの位
相増加として表される周波数エラーに対応する増加によって、位相サンプリング
速度で増加される。既にデカルトまたはＩ，Ｑ形態にあるサンプルからの体系的
な周波数エラー低減は、各（Ｉ，Ｑ）値の複素数（ｃｏｓ（ｔｈｅｔａ）−ｊ・
ｓｉｎ（ｔｈｅｔａ））との複素積によって低減され、ここで、ｔｈｅｔａは前
述の位相累算器値に等しい。変わりに、デカルトからポーラーへの転換を行って
、既に記述された位相累算器とそれに続くポーラーからデカルトへ戻る転換を用
いて、周波数エラーが位相角値から取り除かれるようにすることができる。
【００２３】 各場合において、最終結果は、受信機が同調されるチャンネルの中央にある変
調されていない信号を、受信機が公称的に正しく受信するものになっているなら
、サンプルからサンプルへの一定の値を示すデカルトＩおよびＱサンプルのスト
リームである。公称的に正しい信号は、周波数精度の標準と見なされる基準周波
数水晶に対して期待される関係を保つものとして定義され、その関係は、例えば
、二つの整数の比である。
調されていない信号を、受信機が公称的に正しく受信するものになっているなら
、サンプルからサンプルへの一定の値を示すデカルトＩおよびＱサンプルのスト
リームである。公称的に正しい信号は、周波数精度の標準と見なされる基準周波
数水晶に対して期待される関係を保つものとして定義され、その関係は、例えば
、二つの整数の比である。
【００２４】 従来技術による受信機が、前述した整数の一つが１（ｕｎｉｔｙ）であるよう
な水晶の調波である周波数チャンネルに同調されるとき、従来技術受信機は、水
晶発振器からの干渉によって感度を減じることができ、それは大きな力の調波を
生み出すことができ、その一つが受信機チャンネルに存在する。本発明による受
信機において、水晶関連の信号からのそのような干渉は、ＩおよびＱサンプルの
最終ストリームそれぞれへの定数ＩｏおよびＱｏの加算を生み出す。しかしなが
ら、その定数は、そのような干渉による加算エラーであるが、例えば、Ｉおよび
Ｑサンプル・ストリームのＤＣ成分を遮断するデジタル高域フィルタを用いて取
り除くことができる。代わりに、加算エラーＩｏおよびＱｏは、変化する変調成
分から一定のエラー成分を区別するのに十分長い時間に渡って、ＩおよびＱサン
プル・ストリームを平均することによって測定することができる。そして、この
ように測定されたＩｏおよびＱｏ値を、各Ｉ，Ｑサンプルから差し引いて、水晶
関係のスプリアス信号から干渉を低減することができる。
な水晶の調波である周波数チャンネルに同調されるとき、従来技術受信機は、水
晶発振器からの干渉によって感度を減じることができ、それは大きな力の調波を
生み出すことができ、その一つが受信機チャンネルに存在する。本発明による受
信機において、水晶関連の信号からのそのような干渉は、ＩおよびＱサンプルの
最終ストリームそれぞれへの定数ＩｏおよびＱｏの加算を生み出す。しかしなが
ら、その定数は、そのような干渉による加算エラーであるが、例えば、Ｉおよび
Ｑサンプル・ストリームのＤＣ成分を遮断するデジタル高域フィルタを用いて取
り除くことができる。代わりに、加算エラーＩｏおよびＱｏは、変化する変調成
分から一定のエラー成分を区別するのに十分長い時間に渡って、ＩおよびＱサン
プル・ストリームを平均することによって測定することができる。そして、この
ように測定されたＩｏおよびＱｏ値を、各Ｉ，Ｑサンプルから差し引いて、水晶
関係のスプリアス信号から干渉を低減することができる。
【００２５】 図１は、本発明による受信機を図示するブロック図である。このブロック図は
、本発明による受信機に備えることができる種々の構成部品を含む本発明の代表
的な実施例を図示する。しかしながら、これらの構成部品の全てが、本発明によ
る受信機を提供するのに必要な訳ではない。例えば、図１の受信機は、ダブル・
スーパーヘテロダイン受信機であるが、本発明はまた、シングル・スーパーヘテ
ロダイン受信機でも実現される。
、本発明による受信機に備えることができる種々の構成部品を含む本発明の代表
的な実施例を図示する。しかしながら、これらの構成部品の全てが、本発明によ
る受信機を提供するのに必要な訳ではない。例えば、図１の受信機は、ダブル・
スーパーヘテロダイン受信機であるが、本発明はまた、シングル・スーパーヘテ
ロダイン受信機でも実現される。
【００２６】 図１において、無線信号がアンテナ１０で受信され、受信バンド・バンドパス
・フィルタ１１（二重化または受信フィルタのような）によって濾過され、端末
の送信機によって発生される自身の送信信号のようなバンドからの信号を低減す
る。濾過された信号は、低雑音増幅器１２によって増幅され、更にバンドパス・
フィルタ１３によって濾過されて、送信信号のようなバンドからの信号および（
２，２）または半ＩＦスプリアス応答のようなミキサー・スプリアス応答周波数
をさらに抑制する。そして、その信号は、直角位相発振器１４ｃからのコサイン
およびサイン局部発振器信号によって駆動されるミキサー１４ａおよび１４ｂな
らびに中間周波数（ＩＦ）ヒルベルト・ネットワークを含む第一の画像拒絶ダウ
ンコンバータ１４を用いてダウンコンバートされる。ミキサーの出力は、ＩＦヒ
ルベルト・ネットワーク１４ｄによって結合される。画像拒絶ミキサー１４は更
に、画像周波数として知られる望ましくないミキサー・スプリアス周波数の受信
を抑制する。
・フィルタ１１（二重化または受信フィルタのような）によって濾過され、端末
の送信機によって発生される自身の送信信号のようなバンドからの信号を低減す
る。濾過された信号は、低雑音増幅器１２によって増幅され、更にバンドパス・
フィルタ１３によって濾過されて、送信信号のようなバンドからの信号および（
２，２）または半ＩＦスプリアス応答のようなミキサー・スプリアス応答周波数
をさらに抑制する。そして、その信号は、直角位相発振器１４ｃからのコサイン
およびサイン局部発振器信号によって駆動されるミキサー１４ａおよび１４ｂな
らびに中間周波数（ＩＦ）ヒルベルト・ネットワークを含む第一の画像拒絶ダウ
ンコンバータ１４を用いてダウンコンバートされる。ミキサーの出力は、ＩＦヒ
ルベルト・ネットワーク１４ｄによって結合される。画像拒絶ミキサー１４は更
に、画像周波数として知られる望ましくないミキサー・スプリアス周波数の受信
を抑制する。
【００２７】 直角位相の第一の局部発振器１４ｃは、二重デジタル周波数シンセサイザ２５
位相ロック・ループ（ＰＬＬ）を用いてチャンネル周波数に同調させられる。チ
ャンネル周波数は、例えば、（８×８１）によって分割される１９.４４ＭＨｚ
の基準周波数に等しい３０ＫＨｚの倍数であり得る。シンセサイザ２５は、この
ようにチャンネル選択ビットによってプログラムされ、発振器１４ｃを（８×８
１）によって分割される基準周波数の整数倍に制御することができる。第一の局
部発振器１４ｃの周波数は、実際に、所望の第一の中間周波数に等しい所望のチ
ャンネル周波数プラス、オフセットに制御することができ、それは、例えば、７
１．６４ＭＨｚである。これらの周波数の選択は、ゴア（Ｇｏｒｅ）らによる「
移動電話における簡易化された基準周波数分布」という名称で１９９７年１１月
１９日に出願された米国特許出願第０８／９７４，２２７号に論じられている。
この出願は、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れられ
る。
位相ロック・ループ（ＰＬＬ）を用いてチャンネル周波数に同調させられる。チ
ャンネル周波数は、例えば、（８×８１）によって分割される１９.４４ＭＨｚ
の基準周波数に等しい３０ＫＨｚの倍数であり得る。シンセサイザ２５は、この
ようにチャンネル選択ビットによってプログラムされ、発振器１４ｃを（８×８
１）によって分割される基準周波数の整数倍に制御することができる。第一の局
部発振器１４ｃの周波数は、実際に、所望の第一の中間周波数に等しい所望のチ
ャンネル周波数プラス、オフセットに制御することができ、それは、例えば、７
１．６４ＭＨｚである。これらの周波数の選択は、ゴア（Ｇｏｒｅ）らによる「
移動電話における簡易化された基準周波数分布」という名称で１９９７年１１月
１９日に出願された米国特許出願第０８／９７４，２２７号に論じられている。
この出願は、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れられ
る。
【００２８】 まず、ＩＦフィルタ１５は、第一の中間周波数、例えば、７１．６４ＭＨｚを
中心とし、望ましくない周波数チャンネルの信号を抑制するバンドパス・フィル
タである。増幅の各段階に２，３の段階のチャンネル濾過を点在させて、望まれ
る程度の他のチャンネル抑制を達成することは普通に行われている。しかしなが
ら、単一の周波数で十分な濾過と増幅を達成することは、印刷回路基板トラック
間での漏洩またはその他の望ましくないスプリアス結合のために困難である。し
たがって、二重スーパーヘテロダイン受信機においては、既に濾過された第一の
ＩＦ信号は、第一のＩＦ増幅器１６においての部分的な増幅の後、さらに第二の
ダウンコンバータ１７においてダウンコンバートされ、それはまた、好ましくは
、画像拒絶型のものである。第二のダウンコンバータは、基準水晶発振器３０か
らの基準周波数信号、例えば、１９．４４ＭＨｚにやはりデジタル的に位相ロッ
クされる第二の局部発振器１７ｃを含む。シンセサイザ２５として適切な二重周
波数シンセサイザ位相ロック・ループ回路が、フィリップス部品番号ＵＭ１００
２として入手可能である。
中心とし、望ましくない周波数チャンネルの信号を抑制するバンドパス・フィル
タである。増幅の各段階に２，３の段階のチャンネル濾過を点在させて、望まれ
る程度の他のチャンネル抑制を達成することは普通に行われている。しかしなが
ら、単一の周波数で十分な濾過と増幅を達成することは、印刷回路基板トラック
間での漏洩またはその他の望ましくないスプリアス結合のために困難である。し
たがって、二重スーパーヘテロダイン受信機においては、既に濾過された第一の
ＩＦ信号は、第一のＩＦ増幅器１６においての部分的な増幅の後、さらに第二の
ダウンコンバータ１７においてダウンコンバートされ、それはまた、好ましくは
、画像拒絶型のものである。第二のダウンコンバータは、基準水晶発振器３０か
らの基準周波数信号、例えば、１９．４４ＭＨｚにやはりデジタル的に位相ロッ
クされる第二の局部発振器１７ｃを含む。シンセサイザ２５として適切な二重周
波数シンセサイザ位相ロック・ループ回路が、フィリップス部品番号ＵＭ１００
２として入手可能である。
【００２９】 第二のダウンコンバータは、第一の中間周波数信号を第二の中間周波数信号に
変換し、それは２の累乗によって割られた基準周波数に近いことが望まれており
、それによって位相デジタイザ２３の設計を簡略化している。例えば、１９．４
４ＭＨｚを２5で割ると、６０７．５ＫＨｚに等しくなり、なおも３０ＫＨｚチ
ャンネル間隔の倍数である６００ＫＨｚの第二の中間周波数が選択される。そし
て、第二の局部発振器が、第一の中間周波数プラス６００ＫＨｚ（例えば、７１
．６４＋０．６＝７２．２４ＭＨｚ）または第一の中間周波数マイナス６００Ｋ
Ｈｚ（例えば、７１．６４−０．６＝７１．０４ＭＨｚ）となる。これらの周波
数は、それぞれ３０１×（１９．４４ＭＨｚ／８１）および２９６×（１９．４
４ＭＨｚ／８１）であり、シンセサイザ２３が、整数８１で割ることによって水
晶基準周波数から得ることができる、２４０ＫＨｚの整数倍としてこれらの周波
数を合成することが可能となる。
変換し、それは２の累乗によって割られた基準周波数に近いことが望まれており
、それによって位相デジタイザ２３の設計を簡略化している。例えば、１９．４
４ＭＨｚを２5で割ると、６０７．５ＫＨｚに等しくなり、なおも３０ＫＨｚチ
ャンネル間隔の倍数である６００ＫＨｚの第二の中間周波数が選択される。そし
て、第二の局部発振器が、第一の中間周波数プラス６００ＫＨｚ（例えば、７１
．６４＋０．６＝７２．２４ＭＨｚ）または第一の中間周波数マイナス６００Ｋ
Ｈｚ（例えば、７１．６４−０．６＝７１．０４ＭＨｚ）となる。これらの周波
数は、それぞれ３０１×（１９．４４ＭＨｚ／８１）および２９６×（１９．４
４ＭＨｚ／８１）であり、シンセサイザ２３が、整数８１で割ることによって水
晶基準周波数から得ることができる、２４０ＫＨｚの整数倍としてこれらの周波
数を合成することが可能となる。
【００３０】 第二のダウンコンバータ１７からの６００ＫＨｚの第二の中間周波数信号が、
第二の中間周波数増幅器１９および２１を差し入れられた、第二の中間周波数フ
ィルタ１８および２０において、さらに濾過されて増幅される。増幅器１６，１
９および２１は、例えば、対数増幅器を備えることができ、それらの各々の段階
は、信号の振幅が増大するにつれ次第に飽和する信号の振幅を測定する結合した
検出器をそのそれぞれの段階が有する。同じ増幅器ブロック内の検出器からの出
力が合計されて、部分的な無線信号力指標ＲＳＳＩ（１），ＲＳＳＩ（２）およ
びＲＳＳＩ（３）を生成する。その三つの部分的なＲＳＳＩ信号は、選択された
デジタル・サンプリング速度でのログポーラー値のストリームを生成するよう遅
延補償器およびデジタイザ２２においてデジタル化された遅延補償複合ＲＳＳＩ
信号を生成するための結合の前に、フィルタ１８および２０を通る信号において
相対的な遅延が補償される。遅延補償に適切な技術は、例えば、本発明の発明者
による「対数増幅器／検出器遅延補償」という名称の米国特許第５，０７０，３
０３号に記述されている。この特許は、ここで参照することによってその全体が
本願明細書に組み入れられる。
第二の中間周波数増幅器１９および２１を差し入れられた、第二の中間周波数フ
ィルタ１８および２０において、さらに濾過されて増幅される。増幅器１６，１
９および２１は、例えば、対数増幅器を備えることができ、それらの各々の段階
は、信号の振幅が増大するにつれ次第に飽和する信号の振幅を測定する結合した
検出器をそのそれぞれの段階が有する。同じ増幅器ブロック内の検出器からの出
力が合計されて、部分的な無線信号力指標ＲＳＳＩ（１），ＲＳＳＩ（２）およ
びＲＳＳＩ（３）を生成する。その三つの部分的なＲＳＳＩ信号は、選択された
デジタル・サンプリング速度でのログポーラー値のストリームを生成するよう遅
延補償器およびデジタイザ２２においてデジタル化された遅延補償複合ＲＳＳＩ
信号を生成するための結合の前に、フィルタ１８および２０を通る信号において
相対的な遅延が補償される。遅延補償に適切な技術は、例えば、本発明の発明者
による「対数増幅器／検出器遅延補償」という名称の米国特許第５，０７０，３
０３号に記述されている。この特許は、ここで参照することによってその全体が
本願明細書に組み入れられる。
【００３１】 増幅器２１からの最終の第二の中間周波数出力は、ハードリミットされ（ｈａ
ｒｄｌｉｍｉｔｅｄ）て、ゼロ交差時間において信号位相情報を保持する方形波
を得る。第二中間周波数のゼロ交差の時間は、位相デジタイザ回路２３によって
基準クロック・サイクルの半分の精度まで測定できる。位相デジタイザ回路２３
は、例えば、分割器２３ｄにおいて１９．４４ＭＨｚの基準周波数を８１で割っ
て、２４０ＫＨｚなる所望のサンプリング速度を得る。位相デジタイザ２３はま
た、５ビット計数器２３ｂにおいて１９．４４ＭＨｚなる基準周波数を３２で割
り、その計数器２３ｂは、一度に１バイナリー・デジットのみが変化するグレイ
・コード（Ｇｒｅｙ ｃｏｄｅ）において計数を行う。このように計数器の状態
は、体系的な７．５ＫＨｚのエラーをもって、６００ＫＨｚなる第二のＩＦに近
い６０７．５ＫＨｚの速度で反復する。
ｒｄｌｉｍｉｔｅｄ）て、ゼロ交差時間において信号位相情報を保持する方形波
を得る。第二中間周波数のゼロ交差の時間は、位相デジタイザ回路２３によって
基準クロック・サイクルの半分の精度まで測定できる。位相デジタイザ回路２３
は、例えば、分割器２３ｄにおいて１９．４４ＭＨｚの基準周波数を８１で割っ
て、２４０ＫＨｚなる所望のサンプリング速度を得る。位相デジタイザ２３はま
た、５ビット計数器２３ｂにおいて１９．４４ＭＨｚなる基準周波数を３２で割
り、その計数器２３ｂは、一度に１バイナリー・デジットのみが変化するグレイ
・コード（Ｇｒｅｙ ｃｏｄｅ）において計数を行う。このように計数器の状態
は、体系的な７．５ＫＨｚのエラーをもって、６００ＫＨｚなる第二のＩＦに近
い６０７．５ＫＨｚの速度で反復する。
【００３２】 位相値をデジタル化することが望まれるとき、トリガー回路２３ｃが装備され
、トリガーが装備された後の次の中間周波数ゼロ交差が、基準クロック波形のア
ップ／ダウン状態と一緒に、５ビット計数器２３ｂの状態が、６ビット・ラッチ
２３ａにラッチされるものとする。そのラッチにおける値は、０と６３との間で
あって、瞬間信号位相を３６０／６４＝５．６２５度の倍数に量子化する。
、トリガーが装備された後の次の中間周波数ゼロ交差が、基準クロック波形のア
ップ／ダウン状態と一緒に、５ビット計数器２３ｂの状態が、６ビット・ラッチ
２３ａにラッチされるものとする。そのラッチにおける値は、０と６３との間で
あって、瞬間信号位相を３６０／６４＝５．６２５度の倍数に量子化する。
【００３３】 第二の中間周波数信号が、たまたま６０７．５ＫＨｚの周波数を有し、それが
カウンター２３ｂの反復速度と等しいならば、カウンター２３ｂは、中間周波数
ゼロ交差がサンプルされる度ごとに同じ状態に到達し、ラッチ２３ａにラッチさ
れる位相値は定数となる。しかしながら、公称の第二中間周波数は、６００ＫＨ
ｚであり、それは一定のラッチされる値を結果として生じる値６０７．５ＫＨｚ
よりも７．５ＫＨｚ低い。結果として、第二中間周波数ゼロ交差は、２４０ＫＨ
ｚのサンプリング期間ごとに、２位相ステップである７．５／２４０サイクルず
つまたは１１．２５度ずつますます遅れて生じる。このように、ラッチ２３ａは
、各連続するサンプルについての二つの最も重要でないステップだけますます大
きくなる位相値をラッチする。この斬新的な位相傾斜は、増加位相累算器２３ｅ
によって、同じ位相傾斜を発生するよう、各サンプル・クロックで二つの最も重
要でないビットが取り除かれ、そして累算器値をモジュロ−２Ｐｉ減算器２３ｆ
におけるラッチ２３ａの値から差し引いて、システムにおいて体系的な７．５Ｋ
Ｈｚの周波数エラーを補償する位相値を得る。６００ＫＨｚの第二中間周波数に
ダウンコンバートする公称のオン・チャンネル信号を、受信機が受信するとき、
補償された位相値は、一定になる。
カウンター２３ｂの反復速度と等しいならば、カウンター２３ｂは、中間周波数
ゼロ交差がサンプルされる度ごとに同じ状態に到達し、ラッチ２３ａにラッチさ
れる位相値は定数となる。しかしながら、公称の第二中間周波数は、６００ＫＨ
ｚであり、それは一定のラッチされる値を結果として生じる値６０７．５ＫＨｚ
よりも７．５ＫＨｚ低い。結果として、第二中間周波数ゼロ交差は、２４０ＫＨ
ｚのサンプリング期間ごとに、２位相ステップである７．５／２４０サイクルず
つまたは１１．２５度ずつますます遅れて生じる。このように、ラッチ２３ａは
、各連続するサンプルについての二つの最も重要でないステップだけますます大
きくなる位相値をラッチする。この斬新的な位相傾斜は、増加位相累算器２３ｅ
によって、同じ位相傾斜を発生するよう、各サンプル・クロックで二つの最も重
要でないビットが取り除かれ、そして累算器値をモジュロ−２Ｐｉ減算器２３ｆ
におけるラッチ２３ａの値から差し引いて、システムにおいて体系的な７．５Ｋ
Ｈｚの周波数エラーを補償する位相値を得る。６００ＫＨｚの第二中間周波数に
ダウンコンバートする公称のオン・チャンネル信号を、受信機が受信するとき、
補償された位相値は、一定になる。
【００３４】 信号の瞬間位相を直接デジタル化するのに用いることができる位相デジタイザ
回路は、双方とも本発明の発明者による「直接位相デジタル化」という名称の米
国特許第５，０８４，６６９号および「信号パルス・トレインの時間または位相
位置の正確なデジタル測定の方法および装置」という名称の米国特許第５，１４
８，３７３号に記述されている。これらの発明の双方は、ここで参照することに
よってその全体が本願明細書に組み入れられる。回路２３およびＲＳＳＩデジタ
イザ２２のような位相デジタイザを用いて、ログポーラー形状でその複素ベクト
ル情報を保ちつつ、無線信号へとデジタル化することが、本発明の発明者による
「ログポーラー信号処理」という名称の米国特許第５，０４８，０５９号に記述
されている。この特許もまた、ここで参照することによってその全体が本願明細
書に組み入れられる。代わりに、ダウンコンバートされた無線周波数信号が、例
えば、直角位相サンプリングを用いてデカルト複素数を表すストリームに変換さ
れてもよく、これは、例えば、パケットＩＶ（Ｐｕｃｋｅｔｔｅ ＩＶ）らによ
る「デジタル副調波サンプリング・ダウンコンバータ」という名称の米国特許第
４，８８８，５５７号に記述されており、それはここで参照することによってそ
の全体が本願明細書に組み入れられる。
回路は、双方とも本発明の発明者による「直接位相デジタル化」という名称の米
国特許第５，０８４，６６９号および「信号パルス・トレインの時間または位相
位置の正確なデジタル測定の方法および装置」という名称の米国特許第５，１４
８，３７３号に記述されている。これらの発明の双方は、ここで参照することに
よってその全体が本願明細書に組み入れられる。回路２３およびＲＳＳＩデジタ
イザ２２のような位相デジタイザを用いて、ログポーラー形状でその複素ベクト
ル情報を保ちつつ、無線信号へとデジタル化することが、本発明の発明者による
「ログポーラー信号処理」という名称の米国特許第５，０４８，０５９号に記述
されている。この特許もまた、ここで参照することによってその全体が本願明細
書に組み入れられる。代わりに、ダウンコンバートされた無線周波数信号が、例
えば、直角位相サンプリングを用いてデカルト複素数を表すストリームに変換さ
れてもよく、これは、例えば、パケットＩＶ（Ｐｕｃｋｅｔｔｅ ＩＶ）らによ
る「デジタル副調波サンプリング・ダウンコンバータ」という名称の米国特許第
４，８８８，５５７号に記述されており、それはここで参照することによってそ
の全体が本願明細書に組み入れられる。
【００３５】 ログポーラー値は、振幅の拡大縮小（デジタルＡＧＣ）を適用するのに、およ
び受信信号と基準周波数水晶発振器３０（ＡＦＣ）との間の周波数精度の差につ
いての周波数訂正を適用するのに便利であり、それは本発明の発明者による「高
速自動利得制御」という名称の米国特許第５，５６８，５１８号に記載されてい
る。この特許は、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れ
られる。デジタルの変調信号を復調するというようなその他の機能については、
デカルト表現がより便利であり、それは本発明の発明者による「適応最大公算復
調器」という名称の米国特許第５，３３１，６６６号に記述されている。この発
明は、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れられる。
び受信信号と基準周波数水晶発振器３０（ＡＦＣ）との間の周波数精度の差につ
いての周波数訂正を適用するのに便利であり、それは本発明の発明者による「高
速自動利得制御」という名称の米国特許第５，５６８，５１８号に記載されてい
る。この特許は、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れ
られる。デジタルの変調信号を復調するというようなその他の機能については、
デカルト表現がより便利であり、それは本発明の発明者による「適応最大公算復
調器」という名称の米国特許第５，３３１，６６６号に記述されている。この発
明は、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れられる。
【００３６】 前述の特許第５，５６８，５１８号および５，３３２，６６６号の開示におい
て、受信周波数エラーの訂正が復調のためのデカルト変換（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）に先立ってログポーラー（ｌｏｇｐｏｌａｒ）の分野
において論じられた。しかしながら、本発明によると、体系的な周波数エラーに
ついてのみであって、相対的な送信機／受信機の不正確さまたはドップラー・シ
フトによって引き起こされるランダムな受信信号周波数エラーについてではない
補償の後に、デカルト形状に信号（ログポーラー形状であるならば）が変換され
る。デカルト形状への変換の後、デカルト形状で既にデジタル化されていないな
らば、発振器３０の調波のような内部水晶基準周波数に関連するスプリアス信号
が、通例、デカルト表現のＩおよびＱで示される実部および虚部への一定のオフ
セットとして明らかなものとなる。これらの一定のオフセットは、ハンドヘルド
の受信機の手での持ち方や、対象物のアンテナへの近接度といったような他の要
因の中で受信機が同調されるチャンネル周波数に依存する。しかしながら、これ
らの要因は、所望の信号の情報変調に関してゆっくりとのみ変化し、所望の情報
変調が、望ましくない内部スプリアス信号からその変化の速度によって区別でき
るものとなる。
て、受信周波数エラーの訂正が復調のためのデカルト変換（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）に先立ってログポーラー（ｌｏｇｐｏｌａｒ）の分野
において論じられた。しかしながら、本発明によると、体系的な周波数エラーに
ついてのみであって、相対的な送信機／受信機の不正確さまたはドップラー・シ
フトによって引き起こされるランダムな受信信号周波数エラーについてではない
補償の後に、デカルト形状に信号（ログポーラー形状であるならば）が変換され
る。デカルト形状への変換の後、デカルト形状で既にデジタル化されていないな
らば、発振器３０の調波のような内部水晶基準周波数に関連するスプリアス信号
が、通例、デカルト表現のＩおよびＱで示される実部および虚部への一定のオフ
セットとして明らかなものとなる。これらの一定のオフセットは、ハンドヘルド
の受信機の手での持ち方や、対象物のアンテナへの近接度といったような他の要
因の中で受信機が同調されるチャンネル周波数に依存する。しかしながら、これ
らの要因は、所望の信号の情報変調に関してゆっくりとのみ変化し、所望の情報
変調が、望ましくない内部スプリアス信号からその変化の速度によって区別でき
るものとなる。
【００３７】 このように、デジタル信号プロセッサ２４は、ログポーラー信号が既にデカル
ト形状でデジタル化されていないならば、その信号をデカルト形状に変換し、そ
して、例えば、十分に長い期間にわたってＩおよびＱ信号を平均化することによ
って一定のまたは比較的ゆっくりと変化するＩおよびＱの成分を推定し、より速
く変化する情報変調が取り消されるものとする。移動ブロック平均化器または指
数関数的忘却平均化器のような異なる種類の周知の平均化器が用いられてもよい
。代わりに、所望の信号が、位相のみにおいて変調される振幅一定信号からなる
ことが知られているとき、信号ベクトルは、一定半径の円または弧を描く。しか
しながら、その円の中心は、内部干渉によって引き起こされたＩ，Ｑの一定オフ
セットだけ原点０，０から変位している。本発明の発明者による「無線受信機に
おけるＤ．Ｃ．オフセット補償」という名称の米国特許第５，２４１，７０２号
では、円または円の弧が、半径Ｒおよび中心座標Ｉｏ，Ｑｏの双方を決定するよ
う連続信号ベクトルの数をどう最善に適合させるか論じられている。この特許は
、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れられる。
ト形状でデジタル化されていないならば、その信号をデカルト形状に変換し、そ
して、例えば、十分に長い期間にわたってＩおよびＱ信号を平均化することによ
って一定のまたは比較的ゆっくりと変化するＩおよびＱの成分を推定し、より速
く変化する情報変調が取り消されるものとする。移動ブロック平均化器または指
数関数的忘却平均化器のような異なる種類の周知の平均化器が用いられてもよい
。代わりに、所望の信号が、位相のみにおいて変調される振幅一定信号からなる
ことが知られているとき、信号ベクトルは、一定半径の円または弧を描く。しか
しながら、その円の中心は、内部干渉によって引き起こされたＩ，Ｑの一定オフ
セットだけ原点０，０から変位している。本発明の発明者による「無線受信機に
おけるＤ．Ｃ．オフセット補償」という名称の米国特許第５，２４１，７０２号
では、円または円の弧が、半径Ｒおよび中心座標Ｉｏ，Ｑｏの双方を決定するよ
う連続信号ベクトルの数をどう最善に適合させるか論じられている。この特許は
、ここで参照することによってその全体が本願明細書に組み入れられる。
【００３８】 このアプリケーションにおいて、測定された中心座標は、例えば、水晶調波か
らの内部干渉によって引き起こされるＩおよびＱオフセットであって、全てのＩ
，Ｑ値から差し引かれて干渉が低減されているＩ，Ｑ値を生成する。この干渉の
低減は、好ましくは、受信信号周波数エラーの更なる周波数訂正を適用する前に
行われる。必要ならば、この更なる周波数訂正は、次第に増加または低減する位
相角を通じて干渉が補償されたＩ，Ｑ値を回転することによってここで適用され
、その位相傾斜は更に残渣周波数エラーを低減するよう選択される。
らの内部干渉によって引き起こされるＩおよびＱオフセットであって、全てのＩ
，Ｑ値から差し引かれて干渉が低減されているＩ，Ｑ値を生成する。この干渉の
低減は、好ましくは、受信信号周波数エラーの更なる周波数訂正を適用する前に
行われる。必要ならば、この更なる周波数訂正は、次第に増加または低減する位
相角を通じて干渉が補償されたＩ，Ｑ値を回転することによってここで適用され
、その位相傾斜は更に残渣周波数エラーを低減するよう選択される。
【００３９】 図２は、信号プロセッサ２４における干渉の低減の実行する動作を図示するフ
ローチャートである。体系的な周波数エラーを取り除くステップが、ハードウェ
アの構成部品である分割器２３ｄおよび減算器２３ｆによる代わりに、デジタル
信号プロセッサ３０において、選択的に行われる。ブロック１００では、複素信
号サンプルがアナログ・デジタル・コンバータから入力される。残りの体系的な
周波数エラーは、位相累算器２３ｅおよびモジュロ−２π減算器２３ｆのような
ハードウェア構成部品によって既に低減されていないならば、ブロック１０１で
デジタル的に低減することができ、また信号の振幅は、ワード長のオーバーフロ
ーが数値処理の間に発生しないように拡大縮小される。これらの調整は、ログポ
ーラー領域において小数点固定の算術的加算および減算によって最も簡単に行わ
れ、そこでの信号の振幅の拡大縮小率は対数振幅（ｌｏｇａｍｐｌｉｔｕｄｅ）
値への拡大縮小値の加算または減算であり、周波数エラー補償は、体系的な位相
傾斜を取り除くための位相値からの位相累算器値のモジュロ−２Ｐｉ加算または
減算である。
ローチャートである。体系的な周波数エラーを取り除くステップが、ハードウェ
アの構成部品である分割器２３ｄおよび減算器２３ｆによる代わりに、デジタル
信号プロセッサ３０において、選択的に行われる。ブロック１００では、複素信
号サンプルがアナログ・デジタル・コンバータから入力される。残りの体系的な
周波数エラーは、位相累算器２３ｅおよびモジュロ−２π減算器２３ｆのような
ハードウェア構成部品によって既に低減されていないならば、ブロック１０１で
デジタル的に低減することができ、また信号の振幅は、ワード長のオーバーフロ
ーが数値処理の間に発生しないように拡大縮小される。これらの調整は、ログポ
ーラー領域において小数点固定の算術的加算および減算によって最も簡単に行わ
れ、そこでの信号の振幅の拡大縮小率は対数振幅（ｌｏｇａｍｐｌｉｔｕｄｅ）
値への拡大縮小値の加算または減算であり、周波数エラー補償は、体系的な位相
傾斜を取り除くための位相値からの位相累算器値のモジュロ−２Ｐｉ加算または
減算である。
【００４０】 信号がデカルト形状（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ ｆｏｒｍ）であるならば、拡大縮
小および周波数エラー訂正には複素乗算が必要であり、それは、少し複雑さを加
えておよび／または電力消費について少しのコストを加えて、デジタル信号プロ
セッサが行うことができる。ブロック１０２では、拡大縮小され、体系的な周波
数エラーが訂正された値が、既にデカルト形状にないならば、ログポーラー形状
からデカルト形状へと変換される。デカルトまたはＩ，Ｑ形状は、ブロック１０
３および１０４での干渉消去ステップを実行することが好まれる。ブロック１０
３では、ＩおよびＱ値の平均または代わりにＩ値，ＩｏおよびＱ値，Ｑｏについ
ての見掛の原点が前述のように推定される。推定されたＩｏ，Ｑｏ値は、ブロッ
ク１０２からのＩおよびＱ値と一緒にブロック１０４に送られ、そしてブロック
１０４でＩｏの現在の最善の推定が各Ｉ値から差し引かれ、かつＱｏの現在の最
低の推定が各Ｑ値から差し引かれる。ブロック１０４の出力は、コヒーレント、
内部干渉の低減されたＩおよびＱ値を含む。
小および周波数エラー訂正には複素乗算が必要であり、それは、少し複雑さを加
えておよび／または電力消費について少しのコストを加えて、デジタル信号プロ
セッサが行うことができる。ブロック１０２では、拡大縮小され、体系的な周波
数エラーが訂正された値が、既にデカルト形状にないならば、ログポーラー形状
からデカルト形状へと変換される。デカルトまたはＩ，Ｑ形状は、ブロック１０
３および１０４での干渉消去ステップを実行することが好まれる。ブロック１０
３では、ＩおよびＱ値の平均または代わりにＩ値，ＩｏおよびＱ値，Ｑｏについ
ての見掛の原点が前述のように推定される。推定されたＩｏ，Ｑｏ値は、ブロッ
ク１０２からのＩおよびＱ値と一緒にブロック１０４に送られ、そしてブロック
１０４でＩｏの現在の最善の推定が各Ｉ値から差し引かれ、かつＱｏの現在の最
低の推定が各Ｑ値から差し引かれる。ブロック１０４の出力は、コヒーレント、
内部干渉の低減されたＩおよびＱ値を含む。
【００４１】 デジタル信号処理において、処理のために一度に一バッチの信号サンプルを入
力することは普通である。とりわけ、割り当てられたタイムスロットにおいて情
報を特定の受信機に送信する時分割多重アクセス無線電話通信システムにおいて
は、受信機は、信号を捕獲して、割り当てられたタイムスロットに渡って集めら
れた多数の表示複素サンプルにデジタル化し、全タイムスロット相当のサンプル
を処理するためにデジタル信号プロセッサ３０に送付する。こうして、Ｉ（Ｉｏ
）の平均およびＱ（Ｑｏ）の平均をタイムスロットからの全てのサンプルを用い
て計算することができ、そして更なる処理の前に集められたサンプルから過去に
むけて減算できる。このように、先に集められたＩ，Ｑサンプルを、時間の方向
の見掛の反転において、後から集められたサンプルから推定される信号特性のた
めに補償できる。例えば、本発明の発明者による「デジタルの変調信号の二方向
復調のための方法および装置」という名称の米国特許第５，３３５，２５０号で
は、改良された性能を得るための、集められた信号サンプルの、時間的に順方向
か逆方向かの処理について論じられている。この特許は、ここで参照することに
よってその全体が本願明細書に組み入れられる。
力することは普通である。とりわけ、割り当てられたタイムスロットにおいて情
報を特定の受信機に送信する時分割多重アクセス無線電話通信システムにおいて
は、受信機は、信号を捕獲して、割り当てられたタイムスロットに渡って集めら
れた多数の表示複素サンプルにデジタル化し、全タイムスロット相当のサンプル
を処理するためにデジタル信号プロセッサ３０に送付する。こうして、Ｉ（Ｉｏ
）の平均およびＱ（Ｑｏ）の平均をタイムスロットからの全てのサンプルを用い
て計算することができ、そして更なる処理の前に集められたサンプルから過去に
むけて減算できる。このように、先に集められたＩ，Ｑサンプルを、時間の方向
の見掛の反転において、後から集められたサンプルから推定される信号特性のた
めに補償できる。例えば、本発明の発明者による「デジタルの変調信号の二方向
復調のための方法および装置」という名称の米国特許第５，３３５，２５０号で
は、改良された性能を得るための、集められた信号サンプルの、時間的に順方向
か逆方向かの処理について論じられている。この特許は、ここで参照することに
よってその全体が本願明細書に組み入れられる。
【００４２】 ブロック１０４での干渉の低減の後、送信機と受信機との間の周波数エラーま
たはドップラー・シフトのような体系的ではない信号周波数エラーが低減されて
もよい。干渉の補償されたＩ，Ｑ値は、この信号周波数エラーを低減するために
、ブロック１０５で複素回転によって訂正できる。そして、干渉および周波数エ
ラーの双方について補償された信号値Ｉ’，Ｑ’は、所望の情報を復号するよう
ブロック１０６で復号するためにブロック１０５から送付される。そして、復号
された情報は、ブロック１０７で出力される。
たはドップラー・シフトのような体系的ではない信号周波数エラーが低減されて
もよい。干渉の補償されたＩ，Ｑ値は、この信号周波数エラーを低減するために
、ブロック１０５で複素回転によって訂正できる。そして、干渉および周波数エ
ラーの双方について補償された信号値Ｉ’，Ｑ’は、所望の情報を復号するよう
ブロック１０６で復号するためにブロック１０５から送付される。そして、復号
された情報は、ブロック１０７で出力される。
【００４３】 復号はまた、ブロック１０８で信号周波数エラーを再度推定し、ブロック１０
５での訂正のためにブロック１０９で改良された推定を提供し、それは例えば本
発明の発明者による「コヒーレントな無線受信機の周波数を急速に制御する方法
およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，１３６，６１６号
およびライス（Ｒａｉｔｈ）による「コヒーレントな無線受信機の周波数を制御
する方法およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，０９３，
８４８号に記述されている。これら双方の特許は、ここで参照することによって
、その全体が本願明細書に組み入れられる。同様に、Ｉ，Ｑ値の大きさが、ブロ
ック１１０での最適範囲内に無いならば、ブロック１０１で行われる拡大縮小の
量は、ブロック１１１での信号復号の間、再度推定され、かつブロック１０１に
送られた更新された拡大縮小値は、このように自動利得制御（ＡＣＧ）を実行す
る。
５での訂正のためにブロック１０９で改良された推定を提供し、それは例えば本
発明の発明者による「コヒーレントな無線受信機の周波数を急速に制御する方法
およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，１３６，６１６号
およびライス（Ｒａｉｔｈ）による「コヒーレントな無線受信機の周波数を制御
する方法およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，０９３，
８４８号に記述されている。これら双方の特許は、ここで参照することによって
、その全体が本願明細書に組み入れられる。同様に、Ｉ，Ｑ値の大きさが、ブロ
ック１１０での最適範囲内に無いならば、ブロック１０１で行われる拡大縮小の
量は、ブロック１１１での信号復号の間、再度推定され、かつブロック１０１に
送られた更新された拡大縮小値は、このように自動利得制御（ＡＣＧ）を実行す
る。
【００４４】 図２の動作への変更として、ブロック１０３，１０４，１０５および１０６を
、ＩｏおよびＱｏ値および情報シンボルが合同で推定される単一の動作へと組み
合わせることができる。情報シンボルによるＩおよびＱの変調を減算することが
できるならば、ＩｏおよびＱｏの推定を向上することができる。更には、情報シ
ンボルの向上した推定は、ＩｏおよびＱｏの推定を向上することによって提供す
ることができる。ＩｏおよびＱｏについての推定の向上の、情報シンボルについ
ての推定の向上へのおよびその反対の相互依存は、反復細分によってまたはビタ
ビ・アルゴリズムを用いることによって解決することができる。
、ＩｏおよびＱｏ値および情報シンボルが合同で推定される単一の動作へと組み
合わせることができる。情報シンボルによるＩおよびＱの変調を減算することが
できるならば、ＩｏおよびＱｏの推定を向上することができる。更には、情報シ
ンボルの向上した推定は、ＩｏおよびＱｏの推定を向上することによって提供す
ることができる。ＩｏおよびＱｏについての推定の向上の、情報シンボルについ
ての推定の向上へのおよびその反対の相互依存は、反復細分によってまたはビタ
ビ・アルゴリズムを用いることによって解決することができる。
【００４５】 ビタビ・アルゴリズムは、一連の情報シンボルについてさまざまな仮定のテス
トを行い、その一連のものが受信複素信号サンプルをいかによく説明するかに基
づいてそれぞれについての「スコア」を計算する。各仮定されたシンボル・シー
ケンスと関連して、ＩｏおよびＱｏの別々の推定が蓄積され、それぞれが関連し
たシーケンスが正しいシーケンスであるという仮定に基づいており、またそれは
「スコア」計算する前に受信されたＩおよびＱ値から差し引かれる。そしてビタ
ビ・アルゴリズムは、一つの新しいシンボルの全ての可能な値だけ仮定されたシ
ーケンスを拡大し、その最も古いシンボルの位置においてのみ異なる拡大された
シーケンスに各グループの最善のものを保持する。保持するべきシーケンスの選
択が成されたとき、関連するＩｏ，Ｑｏ値は、そのシーケンスを拡大するのに用
いられた最も新しいシンボルが正しいシンボルであるとの仮定して更新され、そ
して選択されたシーケンスの最も古いシンボルが、各保持されたシーケンスにつ
いての履歴メモリーに記憶される。このようにして、ＩｏおよびＱｏの値が、情
報シンボル・シーケンスが復号されるのと同時に、合同で推定される。
トを行い、その一連のものが受信複素信号サンプルをいかによく説明するかに基
づいてそれぞれについての「スコア」を計算する。各仮定されたシンボル・シー
ケンスと関連して、ＩｏおよびＱｏの別々の推定が蓄積され、それぞれが関連し
たシーケンスが正しいシーケンスであるという仮定に基づいており、またそれは
「スコア」計算する前に受信されたＩおよびＱ値から差し引かれる。そしてビタ
ビ・アルゴリズムは、一つの新しいシンボルの全ての可能な値だけ仮定されたシ
ーケンスを拡大し、その最も古いシンボルの位置においてのみ異なる拡大された
シーケンスに各グループの最善のものを保持する。保持するべきシーケンスの選
択が成されたとき、関連するＩｏ，Ｑｏ値は、そのシーケンスを拡大するのに用
いられた最も新しいシンボルが正しいシンボルであるとの仮定して更新され、そ
して選択されたシーケンスの最も古いシンボルが、各保持されたシーケンスにつ
いての履歴メモリーに記憶される。このようにして、ＩｏおよびＱｏの値が、情
報シンボル・シーケンスが復号されるのと同時に、合同で推定される。
【００４６】 このように、全ての局部発振器およびサンプリング・クロックを得ていたよう
に、同じ基準周波数から発振器を得る受信機における干渉が、適切な予備処理の
後、複素信号ベクトルの実および虚デカルト成分への一定のオフセットとして、
それは、例えば、ゼロＩＦ（ホモダイン）受信機との関係で先に記述された技術
によって取り除かれるものとして、どのように現れるかについて以上に記述され
ている。内部干渉周波数と同時に起こるチャンネル周波数に受信機が同調される
とき発生する、遮断されたチャンネルの部分的一致が、このように実質的に低減
される。受信機ブロック図における多くのバリエーションは、特許請求の範囲に
記述されるような発明の範囲および精神から必ずしも逸脱することなく当業者が
成し遂げることができる。
に、同じ基準周波数から発振器を得る受信機における干渉が、適切な予備処理の
後、複素信号ベクトルの実および虚デカルト成分への一定のオフセットとして、
それは、例えば、ゼロＩＦ（ホモダイン）受信機との関係で先に記述された技術
によって取り除かれるものとして、どのように現れるかについて以上に記述され
ている。内部干渉周波数と同時に起こるチャンネル周波数に受信機が同調される
とき発生する、遮断されたチャンネルの部分的一致が、このように実質的に低減
される。受信機ブロック図における多くのバリエーションは、特許請求の範囲に
記述されるような発明の範囲および精神から必ずしも逸脱することなく当業者が
成し遂げることができる。
【００４７】 図面および明細書においては、発明の典型的に好ましい実施例が開示されてお
り、また特定の用語が使用されているが、それらは一般的かつ記述的な意味での
み用いられ、特許請求の範囲で説明される発明の範囲を制限する目的のものでは
ない。
り、また特定の用語が使用されているが、それらは一般的かつ記述的な意味での
み用いられ、特許請求の範囲で説明される発明の範囲を制限する目的のものでは
ない。
【図１】 本発明による受信機を図示するブロック図である。
【図２】 図１のプロセッサの動作を図示するフローチャートである。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年６月１日（２０００．６．１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項３
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項４
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項５
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項７
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項８
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項９
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２４
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２５
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正１９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項３１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】 ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償が、例えば、「
ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米
国特許第５，５６８，５２０号において論じられている。更には、「ゼロＩＦ受
信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米国特許第５
，２４１，７０２号では、アナログ差分化回路を用いてデジタル化前にＩ，Ｑ信
号を差分化し、そしてデジタル化後に信号サンプルを数値的に再度積分して信号
の差分化されていない波形を回復することによって、ホモダイン（ゼロＩＦ）受
信機においてＤＣオフセットを低減することが論じられている。更には、本発明
の発明者が、これら各々の特許の発明者である。
ゼロＩＦ受信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米
国特許第５，５６８，５２０号において論じられている。更には、「ゼロＩＦ受
信機における傾斜、ドリフトおよびオフセット補償」という名称の米国特許第５
，２４１，７０２号では、アナログ差分化回路を用いてデジタル化前にＩ，Ｑ信
号を差分化し、そしてデジタル化後に信号サンプルを数値的に再度積分して信号
の差分化されていない波形を回復することによって、ホモダイン（ゼロＩＦ）受
信機においてＤＣオフセットを低減することが論じられている。更には、本発明
の発明者が、これら各々の特許の発明者である。
【手続補正２１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２７】 直角位相の第一の局部発振器１４ｃは、二重デジタル周波数シンセサイザ２５
位相ロック・ループ（ＰＬＬ）を用いてチャンネル周波数に同調させられる。チ
ャンネル周波数は、例えば、（８×８１）によって分割される１９.４４ＭＨｚ
の基準周波数に等しい３０ＫＨｚの倍数であり得る。シンセサイザ２５は、この
ようにチャンネル選択ビットによってプログラムされ、発振器１４ｃを（８×８
１）によって分割される基準周波数の整数倍に制御することができる。第一の局
部発振器１４ｃの周波数は、実際に、所望の第一の中間周波数に等しい所望のチ
ャンネル周波数プラス、オフセットに制御することができ、それは、例えば、７
１．６４ＭＨｚである。これらの周波数の選択は、ゴア（Ｇｏｒｅ）らによる「
移動電話における簡易化された基準周波数分布」という名称で１９９７年１１月
１９日に出願された米国特許出願第０８／９７４，２２７号に論じられている。
位相ロック・ループ（ＰＬＬ）を用いてチャンネル周波数に同調させられる。チ
ャンネル周波数は、例えば、（８×８１）によって分割される１９.４４ＭＨｚ
の基準周波数に等しい３０ＫＨｚの倍数であり得る。シンセサイザ２５は、この
ようにチャンネル選択ビットによってプログラムされ、発振器１４ｃを（８×８
１）によって分割される基準周波数の整数倍に制御することができる。第一の局
部発振器１４ｃの周波数は、実際に、所望の第一の中間周波数に等しい所望のチ
ャンネル周波数プラス、オフセットに制御することができ、それは、例えば、７
１．６４ＭＨｚである。これらの周波数の選択は、ゴア（Ｇｏｒｅ）らによる「
移動電話における簡易化された基準周波数分布」という名称で１９９７年１１月
１９日に出願された米国特許出願第０８／９７４，２２７号に論じられている。
【手続補正２２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】 第二のダウンコンバータ１７からの６００ＫＨｚの第二の中間周波数信号が、
第二の中間周波数増幅器１９および２１を差し入れられた、第二の中間周波数フ
ィルタ１８および２０において、さらに濾過されて増幅される。増幅器１６，１
９および２１は、例えば、対数増幅器を備えることができ、それらの各々の段階
は、信号の振幅が増大するにつれ次第に飽和する信号の振幅を測定する結合した
検出器をそのそれぞれの段階が有する。同じ増幅器ブロック内の検出器からの出
力が合計されて、部分的な無線信号力指標ＲＳＳＩ（１），ＲＳＳＩ（２）およ
びＲＳＳＩ（３）を生成する。その三つの部分的なＲＳＳＩ信号は、選択された
デジタル・サンプリング速度でのログポーラー値のストリームを生成するよう遅
延補償器およびデジタイザ２２においてデジタル化された遅延補償複合ＲＳＳＩ
信号を生成するための結合の前に、フィルタ１８および２０を通る信号において
相対的な遅延が補償される。遅延補償に適切な技術は、例えば、本発明の発明者
による「対数増幅器／検出器遅延補償」という名称の米国特許第５，０７０，３
０３号に記述されている。
第二の中間周波数増幅器１９および２１を差し入れられた、第二の中間周波数フ
ィルタ１８および２０において、さらに濾過されて増幅される。増幅器１６，１
９および２１は、例えば、対数増幅器を備えることができ、それらの各々の段階
は、信号の振幅が増大するにつれ次第に飽和する信号の振幅を測定する結合した
検出器をそのそれぞれの段階が有する。同じ増幅器ブロック内の検出器からの出
力が合計されて、部分的な無線信号力指標ＲＳＳＩ（１），ＲＳＳＩ（２）およ
びＲＳＳＩ（３）を生成する。その三つの部分的なＲＳＳＩ信号は、選択された
デジタル・サンプリング速度でのログポーラー値のストリームを生成するよう遅
延補償器およびデジタイザ２２においてデジタル化された遅延補償複合ＲＳＳＩ
信号を生成するための結合の前に、フィルタ１８および２０を通る信号において
相対的な遅延が補償される。遅延補償に適切な技術は、例えば、本発明の発明者
による「対数増幅器／検出器遅延補償」という名称の米国特許第５，０７０，３
０３号に記述されている。
【手続補正２３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３４】 信号の瞬間位相を直接デジタル化するのに用いることができる位相デジタイザ
回路は、双方とも本発明の発明者による「直接位相デジタル化」という名称の米
国特許第５，０８４，６６９号および「信号パルス・トレインの時間または位相
位置の正確なデジタル測定の方法および装置」という名称の米国特許第５，１４
８，３７３号に記述されている。回路２３およびＲＳＳＩデジタイザ２２のよう
な位相デジタイザを用いて、ログポーラー形状でその複素ベクトル情報を保ちつ
つ、無線信号へとデジタル化することが、本発明の発明者による「ログポーラー
信号処理」という名称の米国特許第５，０４８，０５９号に記述されている。代
わりに、ダウンコンバートされた無線周波数信号が、例えば、直角位相サンプリ
ングを用いてデカルト複素数を表すストリームに変換されてもよく、これは、例
えば、パケットＩＶ（Ｐｕｃｋｅｔｔｅ ＩＶ）らによる「デジタル副調波サン
プリング・ダウンコンバータ」という名称の米国特許第４，８８８，５５７号に
記述されている。
回路は、双方とも本発明の発明者による「直接位相デジタル化」という名称の米
国特許第５，０８４，６６９号および「信号パルス・トレインの時間または位相
位置の正確なデジタル測定の方法および装置」という名称の米国特許第５，１４
８，３７３号に記述されている。回路２３およびＲＳＳＩデジタイザ２２のよう
な位相デジタイザを用いて、ログポーラー形状でその複素ベクトル情報を保ちつ
つ、無線信号へとデジタル化することが、本発明の発明者による「ログポーラー
信号処理」という名称の米国特許第５，０４８，０５９号に記述されている。代
わりに、ダウンコンバートされた無線周波数信号が、例えば、直角位相サンプリ
ングを用いてデカルト複素数を表すストリームに変換されてもよく、これは、例
えば、パケットＩＶ（Ｐｕｃｋｅｔｔｅ ＩＶ）らによる「デジタル副調波サン
プリング・ダウンコンバータ」という名称の米国特許第４，８８８，５５７号に
記述されている。
【手続補正２４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３５】 ログポーラー値は、振幅の拡大縮小（デジタルＡＧＣ）を適用するのに、およ
び受信信号と基準周波数水晶発振器３０（ＡＦＣ）との間の周波数精度の差につ
いての周波数訂正を適用するのに便利であり、それは本発明の発明者による「高
速自動利得制御」という名称の米国特許第５，５６８，５１８号に記載されてい る。デ ジタルの変調信号を復調するというようなその他の機能については、デカ
ルト表現がより便利であり、それは本発明の発明者による「適応最大公算復調器
」という名称の米国特許第５，３３１，６６６号に記述されている。
び受信信号と基準周波数水晶発振器３０（ＡＦＣ）との間の周波数精度の差につ
いての周波数訂正を適用するのに便利であり、それは本発明の発明者による「高
速自動利得制御」という名称の米国特許第５，５６８，５１８号に記載されてい る。デ ジタルの変調信号を復調するというようなその他の機能については、デカ
ルト表現がより便利であり、それは本発明の発明者による「適応最大公算復調器
」という名称の米国特許第５，３３１，６６６号に記述されている。
【手続補正２５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３７】 このように、デジタル信号プロセッサ２４は、ログポーラー信号が既にデカル
ト形状でデジタル化されていないならば、その信号をデカルト形状に変換し、そ
して、例えば、十分に長い期間にわたってＩおよびＱ信号を平均化することによ
って一定のまたは比較的ゆっくりと変化するＩおよびＱの成分を推定し、より速
く変化する情報変調が取り消されるものとする。移動ブロック平均化器または指
数関数的忘却平均化器のような異なる種類の周知の平均化器が用いられてもよい
。代わりに、所望の信号が、位相のみにおいて変調される振幅一定信号からなる
ことが知られているとき、信号ベクトルは、一定半径の円または弧を描く。しか
しながら、その円の中心は、内部干渉によって引き起こされたＩ，Ｑの一定オフ
セットだけ原点０，０から変位している。本発明の発明者による「無線受信機に
おけるＤ．Ｃ．オフセット補償」という名称の米国特許第５，２４１，７０２号
では、円または円の弧が、半径Ｒおよび中心座標Ｉｏ，Ｑｏの双方を決定するよ
う連続信号ベクトルの数をどう最善に適合させるか論じられている。
ト形状でデジタル化されていないならば、その信号をデカルト形状に変換し、そ
して、例えば、十分に長い期間にわたってＩおよびＱ信号を平均化することによ
って一定のまたは比較的ゆっくりと変化するＩおよびＱの成分を推定し、より速
く変化する情報変調が取り消されるものとする。移動ブロック平均化器または指
数関数的忘却平均化器のような異なる種類の周知の平均化器が用いられてもよい
。代わりに、所望の信号が、位相のみにおいて変調される振幅一定信号からなる
ことが知られているとき、信号ベクトルは、一定半径の円または弧を描く。しか
しながら、その円の中心は、内部干渉によって引き起こされたＩ，Ｑの一定オフ
セットだけ原点０，０から変位している。本発明の発明者による「無線受信機に
おけるＤ．Ｃ．オフセット補償」という名称の米国特許第５，２４１，７０２号
では、円または円の弧が、半径Ｒおよび中心座標Ｉｏ，Ｑｏの双方を決定するよ
う連続信号ベクトルの数をどう最善に適合させるか論じられている。
【手続補正２６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４１】 デジタル信号処理において、処理のために一度に一バッチの信号サンプルを入
力することは普通である。とりわけ、割り当てられたタイムスロットにおいて情
報を特定の受信機に送信する時分割多重アクセス無線電話通信システムにおいて
は、受信機は、信号を捕獲して、割り当てられたタイムスロットに渡って集めら
れた多数の表示複素サンプルにデジタル化し、全タイムスロット相当のサンプル
を処理するためにデジタル信号プロセッサ３０に送付する。こうして、Ｉ（Ｉｏ
）の平均およびＱ（Ｑｏ）の平均をタイムスロットからの全てのサンプルを用い
て計算することができ、そして更なる処理の前に集められたサンプルから過去に
むけて減算できる。このように、先に集められたＩ，Ｑサンプルを、時間の方向
の見掛の反転において、後から集められたサンプルから推定される信号特性のた
めに補償できる。例えば、本発明の発明者による「デジタルの変調信号の二方向
復調のための方法および装置」という名称の米国特許第５，３３５，２５０号で
は、改良された性能を得るための、集められた信号サンプルの、時間的に順方向
か逆方向かの処理について論じられている。
力することは普通である。とりわけ、割り当てられたタイムスロットにおいて情
報を特定の受信機に送信する時分割多重アクセス無線電話通信システムにおいて
は、受信機は、信号を捕獲して、割り当てられたタイムスロットに渡って集めら
れた多数の表示複素サンプルにデジタル化し、全タイムスロット相当のサンプル
を処理するためにデジタル信号プロセッサ３０に送付する。こうして、Ｉ（Ｉｏ
）の平均およびＱ（Ｑｏ）の平均をタイムスロットからの全てのサンプルを用い
て計算することができ、そして更なる処理の前に集められたサンプルから過去に
むけて減算できる。このように、先に集められたＩ，Ｑサンプルを、時間の方向
の見掛の反転において、後から集められたサンプルから推定される信号特性のた
めに補償できる。例えば、本発明の発明者による「デジタルの変調信号の二方向
復調のための方法および装置」という名称の米国特許第５，３３５，２５０号で
は、改良された性能を得るための、集められた信号サンプルの、時間的に順方向
か逆方向かの処理について論じられている。
【手続補正２７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４３】 復号はまた、ブロック１０８で信号周波数エラーを再度推定し、ブロック１０
５での訂正のためにブロック１０９で改良された推定を提供し、それは例えば本
発明の発明者による「コヒーレントな無線受信機の周波数を急速に制御する方法
およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，１３６，６１６号
およびライス（Ｒａｉｔｈ）による「コヒーレントな無線受信機の周波数を制御
する方法およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，０９３，
８４８号に記述されている。同様に、Ｉ，Ｑ値の大きさが、ブロック１１０での
最適範囲内に無いならば、ブロック１０１で行われる拡大縮小の量は、ブロック
１１１での信号復号の間、再度推定され、かつブロック１０１に送られた更新さ
れた拡大縮小値は、このように自動利得制御（ＡＣＧ）を実行する。
５での訂正のためにブロック１０９で改良された推定を提供し、それは例えば本
発明の発明者による「コヒーレントな無線受信機の周波数を急速に制御する方法
およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，１３６，６１６号
およびライス（Ｒａｉｔｈ）による「コヒーレントな無線受信機の周波数を制御
する方法およびその方法を実行する装置」という名称の米国特許第５，０９３，
８４８号に記述されている。同様に、Ｉ，Ｑ値の大きさが、ブロック１１０での
最適範囲内に無いならば、ブロック１０１で行われる拡大縮小の量は、ブロック
１１１での信号復号の間、再度推定され、かつブロック１０１に送られた更新さ
れた拡大縮小値は、このように自動利得制御（ＡＣＧ）を実行する。
【手続補正２８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４６】 このように、全ての局部発振器およびサンプリング・クロックを得ていたよう
に、同じ基準周波数から発振器を得る受信機における干渉が、適切な予備処理の
後、複素信号ベクトルの実および虚デカルト成分への一定のオフセットとして、
それは、例えば、ゼロＩＦ（ホモダイン）受信機との関係で先に記述された技術
によって取り除かれるものとして、どのように現れるかについて以上に記述され
ている。内部干渉周波数と同時に起こるチャンネル周波数に受信機が同調される
とき発生する、遮断されたチャンネルの部分的一致が、このように実質的に低減
される。受信機ブロック図における多くのバリエーションは、特許請求の範囲に
記述されるような発明の範囲から必ずしも逸脱することなく当業者が成し遂げる
ことができる。
に、同じ基準周波数から発振器を得る受信機における干渉が、適切な予備処理の
後、複素信号ベクトルの実および虚デカルト成分への一定のオフセットとして、
それは、例えば、ゼロＩＦ（ホモダイン）受信機との関係で先に記述された技術
によって取り除かれるものとして、どのように現れるかについて以上に記述され
ている。内部干渉周波数と同時に起こるチャンネル周波数に受信機が同調される
とき発生する、遮断されたチャンネルの部分的一致が、このように実質的に低減
される。受信機ブロック図における多くのバリエーションは、特許請求の範囲に
記述されるような発明の範囲から必ずしも逸脱することなく当業者が成し遂げる
ことができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ， ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，Ｇ Ｈ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ， ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ 【要約の続き】
Claims (75)
- 【請求項１】 複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、 基準周波数信号を発生する基準周波数発生器と、 受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供するダウンコンバータ
にして、前記基準周波数信号に同期するダウンコンバータと、 前記中間周波数信号に応答する干渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複素
数を発生するアナログ・デジタル・コンバータにして、前記基準周波数信号に同
期するアナログ・デジタル・コンバータと、 前記複数の複素数について原点を推定し、前記複素数の各々から前記原点を差
し引き、それによって、内部的に発生した干渉の低減された前記受信信号を表す
干渉補償複素数を生成し、かつその干渉補償複素数を処理して所望の信号情報を
得るプロセッサと を具備する前記受信機。 - 【請求項２】 前記ダウンコンバータが、前記基準周波数信号に同期する局
部発振器と、前記発振器によって駆動される第１および第２のミキサーと、結合
ネットワークとを含み、前記受信信号が前記第１および第２のミキサーに提供さ
れ、その出力が前記結合ネットワークによって結合されて前記中間周波数信号を
提供する請求項１に記載の受信機。 - 【請求項３】 前記基準周波数発生器が基準周波数発振器を具備する請求項
１に記載の受信機。 - 【請求項４】 前記受信信号がアンテナで受信され、前記受信機が、 前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバータの間の前記ダウンコンバ
ータと直列に結合されるフィルタ を更に具備する請求項１に記載の受信機。 - 【請求項５】 前記受信信号がアンテナで受信され、前記受信機が、 前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバータの間の前記ダウンコンバ
ータと直列に結合される増幅器 を更に具備する請求項１に記載の受信機。 - 【請求項６】 前記推定される原点が「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏ
を含む請求項１に記載の受信機。 - 【請求項７】 前記基準周波数発生器と結合され、前記受信機が、２つの整
数の比によって、前記基準周波数と関連するチャンネル周波数に同調するものと
なるデジタル周波数シンセサイザを更に具備する請求項１に記載の受信機。 - 【請求項８】 前記アナログ・デジタル・コンバータが、アナログＩおよび
Ｑ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続いて前記ＩおよびＱ信号
の各々のアナログ・デジタル変換を使用する請求項１に記載の受信機。 - 【請求項９】 前記アナログ・デジタル・コンバータが前記中間周波数信号
を瞬間信号位相および瞬間信号振幅を表す値の組に変換する請求項１に記載の受
信機。 - 【請求項１０】 前記アナログ・デジタル・コンバータが前記中間周波数信
号の直角位相サンプリングを行う請求項１に記載の受信機。 - 【請求項１１】 前記複数の複素数が前記受信機における体系的な周波数エ
ラーの補償を含む請求項１に記載の受信機。 - 【請求項１２】 前記推定される原点が、前記複数の複素数の実成分の平均
と前記複数の複素数の虚成分の平均とから推定される請求項１に記載の受信機。 - 【請求項１３】 前記推定される原点が、前記複数の複素数が存在すること
の期待される円および弧の一方の中心を推定することによって推定される請求項
１に記載の受信機。 - 【請求項１４】 前記推定される原点が、前記受信信号に含まれる周知の信
号パターンを用いることによって推定される請求項１に記載の受信機。 - 【請求項１５】 前記推定される原点が、前記所望の信号情報を用いて再度
推定される請求項１に記載の受信機。 - 【請求項１６】 複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、 基準周波数信号を発生する手段と、 受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供する手段にして、前記
基準周波数信号に同期されるダウンコンバート手段と、 前記中間周波数信号に応答して雑音および干渉成分を含む前記受信信号を表す
複数の複素数を発生する手段にして、前記アナログ・デジタル・コンバータ手段
が前記基準周波数信号に同期する手段と、 前記複数の複素数について原点を推定し、前記複素数の各々から前記原点を差
し引いて、それによって、内部的に発生した干渉の低減された前記受信信号を表
す干渉補償複素数を生成し、かつ前記干渉補償複素数を処理して所望の信号情報
を得る手段と を具備する前記受信機。 - 【請求項１７】 前記ダウンコンバート手段は、前記基準周波数信号に同期
される局部発振器手段と、前記局部発振器手段によって駆動される第１および第
２のミキサー手段と、結合ネットワークとを含み、前記受信信号は、前記第１お
よび第２のミキサー手段に提供され、その出力は、前記結合ネットワーク手段に
おいて結合されて前記中間周波数信号を提供する請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項１８】 前記基準周波数発生器手段は、基準周波数発振器を具備す
る請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項１９】 前記受信信号はアンテナで受信され、前記受信機は、 前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバータ手段の間の前記ダウンコ
ンバータ手段と直列に結合されるフィルタ手段 を更に具備する、請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項２０】 前記受信信号はアンテナで受信され、前記受信機は、 前記アンテナと前記アナログ・デジタル・コンバータ手段の間の前記ダウンコ
ンバータ手段と直列に結合される増幅器 を更に具備する、請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項２１】 前記推定される原点が「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑ
ｏを含む請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項２２】 前記基準周波数発生器手段と結合され、前記受信機を、２
つの整数の比によって前記基準周波数に関連するチャンネル周波数に同調させる
デジタル周波数シンセサイザ手段を更に具備する請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項２３】 前記アナログ・デジタル・コンバータ手段は、アナログＩ
およびＱ信号への直角位相ダウンコンバージョンを、それに続いて、前記Ｉおよ
びＱ信号の各々のアナログ・デジタル変換を提供する請求項１６に記載の受信機
。 - 【請求項２４】 前記アナログ・デジタル・コンバータ手段は、前記中間周
波数信号を瞬間信号位相および瞬間信号振幅を表す組になった値に変換する請求
項１６に記載の受信機。 - 【請求項２５】 前記アナログ・デジタル・コンバータ手段は前記中間周波
数信号の直角位相サンプリングを行う請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項２６】 前記複数の複素数は、前記受信機の体系的な周波数エラー
の補償を含む請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項２７】 前記推定される原点が、前記複数の複素数の実成分の平均
と前記複数の複素数の虚成分の平均とから推定される請求項１６に記載の受信機
。 - 【請求項２８】 前記推定される原点が、前記複数の複素数が存在すること
の期待される円および弧の一方の中心を推定することによって推定される請求項
１６に記載の受信機。 - 【請求項２９】 前記推定される原点が、前記受信信号に含まれる周知の信
号パターンを用いることによって推定される請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項３０】 前記推定される原点が、前記所望の信号情報を用いて再度
推定される請求項１６に記載の受信機。 - 【請求項３１】 複数の周波数チャンネルの一つに渡って信号を受信する方
法であって、 基準周波数信号を生成するステップと、 前記基準周波数信号に同期して、受信信号をダウンコンバートして中間周波数
信号を提供するステップと、 前記中間周波数信号に応答して、干渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複
素数を発生し、前記基準周波数信号に同期する前記複素数を生成するステップと
、 前記複数の複素数について原点を推定するステップと、 前記複素数の各々から前記原点を差し引き、それによって、内部的に発生した
干渉の低減された前記受信信号を表す干渉補償複素数を生成するステップと、 前記干渉補償複素数を処理して所望の信号情報を得るステップと を具備する前記方法。 - 【請求項３２】 前記ダウンコンバートするステップが、局部発振器を前記
基準周波数信号に同期し、かつ前記同期された局部発振器で第１および第２のミ
キサーを駆動し、前記同期された局部発振器によって駆動される前記第１および
第２のミキサーを用いて前記受信信号をミキシングし、そして前記第１および第
２のミキサーの出力を結合して前記中間周波数信号を提供することを具備する請
求項３１に記載の方法。 - 【請求項３３】 前記基準周波数信号が、基準周波数発振器を用いて発生さ
れる請求項３１に記載の方法。 - 【請求項３４】 前記複数の複素数を生成する前に前記受信信号を濾過する
ステップを更に具備する請求項３１に記載の方法。 - 【請求項３５】 前記複数の複素数を発生する前に前記受信信号を増幅する
ステップを更に具備する請求項３１に記載の方法。 - 【請求項３６】 前記推定される原点が「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑ
ｏを含む請求項３１に記載の方法。 - 【請求項３７】 前記受信機を、２つの整数の比によって前記基準周波数に
関連するチャンネル周波数に同調させるステップを更に具備する請求項３１に記
載の方法。 - 【請求項３８】 前記複数の複素数を発生する前記ステップが、アナログＩ
およびＱ信号への直角位相ダウンコンバートを行って、それに続いて、前記Ｉお
よびＱ信号の各々をアナログ・デジタル変換することを具備する請求項３１に記
載の方法。 - 【請求項３９】 前記複数の複素数を発生する前記ステップが、前記中間周
波数信号を瞬間信号位相および瞬間信号振幅を表す組になった値に変換すること
を具備する請求項３１に記載の方法。 - 【請求項４０】 前記複数の複素数を発生する前記ステップが、前記中間周
波数信号の直角位相サンプリングを具備する請求項３１に記載の方法。 - 【請求項４１】 前記複数の複素数が、体系的な周波数エラーの補償を含む
請求項３１に記載の方法。 - 【請求項４２】 前記推定される原点が、前記複数の複素数の実成分の平均
と前記複数の複素数の虚成分の平均とから推定される請求項３１に記載の方法。 - 【請求項４３】 前記推定される原点が、前記複数の複素数が存在すること
が期待される円または弧の一方の中心を推定することによって推定される請求項
３１に記載の方法。 - 【請求項４４】 前記推定される原点が、前記受信信号に含まれる周知の信
号パターンを用いて推定される請求項３１に記載の方法。 - 【請求項４５】 前記推定される原点が、前記所望の信号情報を用いて再度
推定される請求項３１に記載の方法。 - 【請求項４６】 複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、 基準周波数信号を発生する基準周波数発生器と、 受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供するダウンコンバータ
にして、前記基準周波数信号に同期するダウンコンバータと、 前記基準周波数信号に関連する干渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複素
数を生成するアナログ・デジタル・コンバータにして、前記基準周波数信号に同
期するアナログ・デジタル・コンバータと、 前記複素数を処理して前記干渉成分を補償し、かつ所望の信号情報を得るプロ
セッサと を具備する前記受信機。 - 【請求項４７】 前記プロセッサが、前記複素数の各々について原点の変位
を推定し、一方、その原点の変位に対して訂正される前記複素数に基づいて情報
シンボルを復調し、かつ復号する請求項４６に記載の受信機。 - 【請求項４８】 前記複素数の各々に対する前記原点の変位の各々の前記推
定の各々が、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む請求項４７に記載の受
信機。 - 【請求項４９】 前記ダウンコンバータが、前記基準周波数信号に同期する
局部発振器、前記発振器によって駆動される第１および第２のミキサーおよび結
合ネットワークを含み、前記受信信号が、前記第１および第２のミキサーに提供
され、その出力が、前記結合ネットワークにおいて結合されて前記中間周波数信
号を提供する請求項４６に記載の受信機。 - 【請求項５０】 前記基準周波数発生器が、基準周波数発振器を具備する請
求項４６に記載の受信機。 - 【請求項５１】 複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、 基準周波数信号を発生する手段と、 受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供する手段にして、前記
基準周波数信号に同期するダウンコンバート手段と、 前記基準周波数信号に同期され、前記基準周波数信号に関連する雑音および干
渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複素数を発生する手段と、 前記複素数を処理して、前記干渉成分を補償し、かつ所望の信号情報を得る手
段と を具備する前記受信機。 - 【請求項５２】 前記処理手段が、前記複素数の各々について原点の変位を
推定し、一方、前記原点の変位について訂正される前記複素数に基づいて情報シ
ンボルを復調し、かつ復号する請求項５１に記載の受信機。 - 【請求項５３】 前記複素数の各々についての前記原点の変位の各々の前記
推定の各々が、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む請求項５２に記載の
受信機。 - 【請求項５４】 前記ダウンコンバートを行う手段が、前記基準周波数信号
に同期される局部発振器手段、前記局部発振器手段によって駆動される第１およ
び第２ミキサー手段および結合ネットワーク手段を含み、前記受信信号が、前記
第１および第２のミキサー手段に提供され、その出力が、前記結合ネットワーク
手段において結合されて前記中間周波数信号を提供する請求項５１に記載の受信
機。 - 【請求項５５】 前記基準周波数発生器手段が、基準周波数発振器を具備す
る請求項５１に記載の受信機。 - 【請求項５６】 複数の周波数チャンネルの一つに渡って信号を受信する方
法であって、 基準周波数信号を発生するステップと、 前記基準周波数信号に同期して、受信信号をダウンコンバートして中間周波数
信号を提供するステップと、 前記基準周波数信号に関連する干渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複素
数を発生し、その複素数の発生が、前記基準周波数信号に同期するステップと、 前記複素数を処理して前記干渉成分を補償し、所望の信号情報を得るステップ
と、 を具備する前記方法。 - 【請求項５７】 前記処理ステップが、前記複素数の各々の原点変位を推定
し、一方、前記原点の変位について訂正された前記複素数に基づいて情報シンボ
ルを復調し、かつ復号することからなる請求項５６に記載の方法。 - 【請求項５８】 前記複素数の各々についての前記原点の変位の各々の前記
推定の各々が、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む請求項５７に記載の
方法。 - 【請求項５９】 前記ダウンコンバートするステップが、局部発振器を前記
基準周波数信号に同期させ、前記同期された局部発振器で第１および第２のミキ
サーを駆動し、前記同期された局部発振器によって駆動される前記第１および第
２のミキサーを用いて前記受信信号をミキシングし、前記第１および第２のミキ
サーの出力を結合して前記中間周波数信号を提供することを具備する請求項５６
に記載の方法。 - 【請求項６０】 前記基準周波数信号が、基準周波数発振器を用いて発生さ
れる請求項５６に記載の方法。 - 【請求項６１】 複数の周波数チャンネルに同調可能な受信機であって、 基準周波数信号を発生する基準周波数発生器と、 受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供するダウンコンバータ
にして、前記基準周波数信号に同期する前記ダウンコンバータと、 前記基準周波数信号に関連する干渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複素
数を発生するアナログ・デジタル・コンバータにして、前記基準周波数信号に同
期する前記アナログ・デジタル・コンバータと、 前記複素数をデジタル的に高域濾過し、前記基準周波数関連の干渉を補償し、
かつ所望の信号情報を得るプロセッサと を具備する前記受信機。 - 【請求項６２】 前記プロセッサが、前記複素数の各々の原点変位を推定し
、一方で前記原点変位について訂正された前記複素数に基づいて情報シンボルを
復調しかつ復号する、請求項６１に記載の受信機。 - 【請求項６３】 前記複素数の各々について前記原点の変位の各々の前記推
定の各々が、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む、請求項６２に記載の
受信機。 - 【請求項６４】 前記ダウンコンバータが、前記基準周波数信号に同期する
局部発振器、前記発振器によって駆動される第１および第２のミキサーおよび結
合ネットワークを含み、前記受信信号が、前記第１および第２のミキサーに提供
され、その出力が、前記結合ネットワークにおいて結合されて前記中間周波数信
号を提供する、請求項６１に記載の受信機。 - 【請求項６５】 前記基準周波数発生器が、基準周波数発振器を具備する請
求項６１に記載の受信機。 - 【請求項６６】 複数の周波数チャンネルに同期可能な受信機であって、 基準周波数信号を発生する手段と、 中間周波数信号を提供するために受信信号をダウンコンバートする手段にして
、前記基準周波数信号に同期する前記ダウンコンバート手段と、 前記基準周波数信号に関連する雑音および干渉成分を含む前記受信信号を表す
複数の複素数を発生する、前記基準周波数信号に同期される手段と、 前記基準周波数関連の干渉を補償し、かつ所望の信号情報を得るために、前記
複素数をデジタル的に高域濾過する手段と を具備する前記受信機。 - 【請求項６７】 前記プロセッサ手段が、前記複素数の各々について原点の
変位を推定し、一方で、前記原点の変位について訂正された前記複素数に基づい
て情報シンボルを復調および復号する、請求項６６に記載の受信機。 - 【請求項６８】 前記複素数の各々についての前記原点の変位の各々の前記
推定の各々が、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む、請求項６７に記載
の受信機。 - 【請求項６９】 前記ダウンコンバータ手段が、前記基準周波数信号に同期
した局部発振器手段、前記局部発振器手段によって駆動される第１および第２の
ミキサー手段および結合ネットワーク手段を含み、前記受信信号が、前記第１お
よび第２のミキサー手段に提供され、その出力が、前記結合ネットワーク手段に
おいて結合されて、前記中間周波数信号を提供する、請求項６６に記載の受信機
。 - 【請求項７０】 前記基準周波数発生器手段が、基準周波数発振器を具備す
る、請求項６６に記載の受信機。 - 【請求項７１】 複数の周波数チャンネルの一つに渡って信号を受信する方
法であって、 基準周波数信号を発生するステップと、 受信信号をダウンコンバートして中間周波数信号を提供し、前記基準周波数信
号に同期する前記ダウンコンバートするステップと、 前記基準周波数信号に関連する干渉成分を含む前記受信信号を表す複数の複素
数を発生し、前記基準周波数信号に同期する前記複素数の前記発生するステップ
と、 前記複素数をデジタル的に高域濾過し、前記基準周波数関連の干渉を補償しか
つ所望の信号情報を得るステップと を具備する前記方法。 - 【請求項７２】 前記処理ステップが、前記複素数の各々について原点の変
位を推定し、一方で、前記原点の変位について訂正された前記複素数に基づいて
情報シンボルを復調および復号することを具備する、請求項７１に記載の方法。 - 【請求項７３】 前記複素数の各々について前記原点の変位の各々の前記推
定の各々が、「ｘ」座標Ｉｏおよび「ｙ」座標Ｑｏを含む、請求項７２に記載の
方法。 - 【請求項７４】 前記ダウンコンバートするステップが、局部発振器を前記
基準周波数信号に同期する、前記同期された局部発振器で第１および第２のミキ
サーを駆動する、前記同期された局部発振器によって駆動される前記第１および
第２のミキサーを用いて前記受信信号をミキシングする、および前記第１および
第２のミキサーの出力を結合して前記中間周波数信号を提供することを具備する
請求項７１に記載の方法。 - 【請求項７５】 前記基準周波数信号が、基準周波数発振器を用いて発生さ
れる、請求項７１に記載の方法。
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