JPH04341034A - ディジタル角度変調信号の復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＭＳＫやＱＰＳＫなどの
ディジタル角度変調信号の復調回路に関し、放送衛星や
通信衛星を受信するヘテロダイン受信機のように局部発
振器のドリフトにともない中間周波数のドリフトする条
件下で、ディジタル角度変調信号を安定に復調する回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】通信衛星を利用して多チャンネルＰＣＭ
放送を行なうＣＳ音声放送では電波の利用効率を上げる
ため多重した多チャンネルの信号で直接キャリアを変調
する直接変調方式が採用される。ＣＳ音声放送では２４
．５７６Ｍｂｐｓの伝送レートでＭＳＫ変調した電波が
使用される。ＭＳＫ変調波やＱＰＳＫ変調波等のディジ
タル角度変調波の同期検波方式復調回路は、一般に固定
劣化を少なくするため、キャリア再生回路のキャプチャ
レンジを数１００ｋＨｚ程度に狭く設計する。一方、衛
星からの電波を受信した後ケーブルによるロスを低減す
るためアンテナのすぐ後に周波数コンバータを設置する
が、この周波数コンバータの局部発振器の周波数変動が
±１．５ＭＨｚ程度見込まれる。このため受信信号を同
調させるときに引込み回路が必要になる。また、コンバ
ータの周波数変動が復調特性に重要な影響を与える。

【０００３】このようなＭＳＫ変調信号の安定な復調回
路として特開昭６３−３００４９号公報に開示された例
がある。この回路はアンテナコンバータ、選局コンバー
タの他にさらにコンバータを設け、３段のヘテロダイン
構成として３段目のコンバータにＭＳＫ復調回路の位相
誤差信号を帰還する構成である。図８にこの回路構成を
示す。図８ではアンテナコンバータは省略されている。 図８において、１は入力端子、２は第１の局部発振器、
３は第１の混合器、４は第２の局部発振器、５は第２の
混合器、６はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、７は第１
の乗算器、８は第２の乗算器、９は基準発振器、１０は
π／２移相器、１１は第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ
）、１２は第２のＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１４
は第２の判定回路、１５は反転回路、１６はディジタル
信号処理回路、１７は再生信号出力端子、１８は第３の
乗算器、１９は第４の乗算器、２０はループフィルタ、
２１はクロック再生回路、２２はＭＳＫ復調回路である
。同図は、第１の局部発振器２と第１の混合器３からな
る第１の周波数変換回路と第２の局部発振器４と第２の
混合器５からなる第２の周波数変換回路によって、中間
周波数に２つの周波数をもつ２重ヘテロダイン方式で搬
送波周波数を下げ、ＭＳＫ復調回路２２に入力しＭＳＫ
信号を復調する構成である。詳しい動作説明はここでは
省略するが、第２の中間周波数に変換された入力変調信
号を基準発振器９とπ／２移相器１０で発生させた同相
搬送波及び直交搬送波と第１の乗算器７と第２の乗算器
８でそれぞれ乗算することで同期検波し、同相成分出力
と直交成分出力を第３の乗算器１８で乗算し、さらにク
ロック再生回路２１で再生されたクロック信号と第４の
乗算器１９で乗算し、第２の中間周波数と基準発振器９
の出力の位相差を一定にする負帰還ループを構成するも
のである。本例によれば、基準発振器９として周波数安
定度の高い水晶発振器を使用できるので第１の局部発振
器２の周波数が周囲の温度変動や通電による温度変動に
よるドリフトを生じたとしても上記負帰還ループによっ
て第２の中間周波数は安定する。上記従来技術は、ヘテ
ロダイン受信機の第１の局部発振器のドリフトに伴う中
間周波数のドリフトにたいして搬送波を再生可能とし変
調波を復調可能とした。しかし、アンテナコンバータの
ドリフトにたいしては不十分であり数ＭＨｚのドリフト
に対しては復調特性を劣化させていた。図９に復調特性
を示すビットエラーレート（ＢＥＲ）の離調周波数特性
を示す。図９（ａ）に示されるように２Ｍ、３ＭＨｚと
中心から離れるに従ってＢＥＲ特性は劣化している。図
９（ｂ）に示すようにループゲインを大きくすればこの
劣化量を低減することができる。しかし、ループゲイン
を大きくしすぎるとＣ／Ｎ（キャリア対ノイズ比）が悪
くなった場合にノイズで誤動作する可能性が高くなり、
低Ｃ／Ｎでの同期が困難になるという欠点があつた。

【０００４】また周波数ドリフトによる離調に対する引
込み回路の例として特開昭６２−１３６１５２号公報に
開示されている例がある。これは図１０に示すようにＱ
ＰＳＫ変調信号の復調回路において、ディジタル信号処
理部で同期状態が検出されないとき低周波スイープ信号
をＱＰＳＫキャリア再生回路の電圧制御発振器の制御電
圧に重畳して引込みを行ない同期状態が検出されればス
イープ信号の重畳を停止するものである。図１０におい
て、１０１はアンテナであり１２ＧＨｚ帯の電波を受信
する、１０２、１０３はアンテナコンバータであり１０
２は混合器、１０３は局部発振器であり、ここで１ＧＨ
ｚ帯の信号に変換される。１０５は選局用の局部発振器
であり１０４は混合器である、ここで４００ＭＨｚ帯の
信号に変換される。１０６は帯域制限用のバンドパスフ
ィルタであり、１０７はＱＰＳＫ復調回路である。１１
３はループフィルタであり、１１４はキャリア再生用の
電圧制御発振器である。１０８はディジタル信号処理部
であり、１０９はその中の同期パターン検出部である。 ＱＰＳＫ復調回路１０７が同期状態になれば、同期パタ
ーンが検出され１０９の同期パターン検出部から検出信
号が出力される。このＱＰＳＫ復調回路のキャプチャレ
ンジは±５００ｋＨｚ程度であり、ロックレンジは±数
ＭＨｚである。アンテナコンバータの局部発振器１０３
が数ＭＨｚドリフトしているときは復調回路１０７は同
期引込みができない。このため、低周波発振器１１０、
スイッチ１１１、加算器１１２を設けて同期パターンが
検出されないときはスイッチ１１１をオンして低周波信
号をキャリア位相誤差信号に加算して電圧制御発振器１
１４をスイープさせ引込みを行なえるようにしている。

【０００５】これはキャプチャレンジは狭いがロックレ
ンジが広い特性を利用したものであり、見かけ上のキャ
プチャレンジを広げることができる。この構成によりキ
ャリア周波数が中心からずれている場合でも引込みを行
ない復調することができるようになった。しかし、周波
数ずれに対する復調特性は図９に示した場合と同様に劣
化する。さらにこの回路構成の場合はＱＰＳＫ復調回路
の前段に配置される帯域制限用のバンドパスフィルタ（
ＢＰＦ）１０６の周波数が固定のため入力のキャリア周
波数がずれている場合には信号のスペクトルがけずられ
て復調特性が余分に劣化するという欠点もある。

【０００６】またＭＳＫ変調信号は位相連続のＦＳＫ信
号であり一種のＦＭ波と考えることもできる。この点に
着目して入力信号をＦＭ検波して基準周波数からの誤差
信号を選局用の局部発振器に帰還するＡＦＣ回路を構成
する例もある。テレビジョン学会技術報告アイ・ティ・
イー・ジェイ　　テクニカルレポート１１巻３１第７頁
−１２頁（１９８７年）（ＩＴＥＪ　　Ｔｅｃｈｎｉｃ
ａｌ　Ｒｅｐｏｒｔ　Ｖｏｌ．１１，Ｎｏ．３１，ｐｐ
７−１２，ＴＥＢＳ’８７−２４Ｎｏｖ．１９８７）に
記載されている例を図１１に示す。図１１において１０
１はアンテナであり１２ＧＨｚ帯の電波を受信する。 この信号はダウンコンバータで１ＧＨｚ帯の信号に変換
され混合器１０４に入力される。１０５はＰＬＬシンセ
サイザ方式の局部発振器でありここで選局と同時に１４
０ＭＨｚ帯の信号に変換される。帯域制限用のバンドパ
スフィルタ１０６をかいしてＭＳＫ復調回路１１５に入
力される。入力周波数がずれている場合には同期引込み
が行なえないのでこの例ではＡＦＣ回路を採用している
。ＭＳＫ信号は一種のＦＭ波であるので帯域制限された
信号をＦＭ検波器１１６で分周し、基準周波数信号１１
７と比較することによりずれの方向とずれの量を正確に
知ることができる。ここでは、入力信号を６４分周し、
さらに２５６分周して基準周波数８．５４５ｋＨｚと比
較している。ここでもとめたずれの方向とずれの量に応
じてマイクロコンピュータ１１８でＰＬＬシンセサイザ
方式の選局用局部発振器を制御して周波数のずれを吸収
している。

【０００７】この方式の特徴は、ＭＳＫ復調回路とは別
に高精度のディジタル方式のＦＭ検波回路を設けるので
ＭＳＫ復調回路が同期状態になくてもＡＦＣ動作が可能
である。この方式の欠点としてはディジタル方式のＦＭ
検波を行なうので精度は上げられるが、入力信号のＣ／
Ｎが悪くなったときは分周が正しく行なわれなくなり低
Ｃ／ＮでのＡＦＣ動作ができなくなる点があげられる。 またＡＦＣ専用の高精度ＦＭ検波回路が必要となるため
回路構成が複雑になるという欠点もある。またＱＰＳＫ
信号にたいしてはＦＭ検波ができないのでこの構成は適
用できないという問題もあった。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように従
来の技術では、アンテナコンバータ（屋外ユニット）の
周波数ドリフト等によりディジタル角度変調信号の搬送
波周波数が中心の周波数からずれた場合には復調特性が
劣化するという問題があった。ループゲインを高くしす
ぎると低Ｃ／Ｎ時に動作が不安定になった。またＭＳＫ
変調信号に対してはＡＦＣ専用の高精度ＦＭ検波器を設
けることにより搬送波周波数のずれに対する復調特性の
劣化をなくすことができるが低Ｃ／Ｎ時には動作が不安
定になる事と専用のＦＭ検波回路を必要とするため回路
規模が大きくなるという課題があった。

【０００９】本発明の目的は、ＭＳＫ変調信号に限らず
ＱＰＳＫ信号などのディジタル角度変調信号に適応でき
、搬送波周波数のずれに対しても復調特性に劣化が無く
、簡単な回路構成で、低Ｃ／Ｎ時にも安定な、ディジタ
ル角度変調信号の復調回路を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的は、同期状態判
別手段と電圧制御発振器のスイープ手段を設けて非同期
状態の時は電圧制御発振器の出力をスイープさせて同期
状態にし、この後スイープを停止して、復調回路の位相
誤差信号の低域誤差成分に着目しこの低域誤差成分が無
くなるように電圧制御発振器の制御電圧を制御すること
によって達成される。

【００１１】

【作用】ディジタル角度変調信号の搬送波周波数が中心
から数ＭＨｚずれているときには復調回路のキャプチャ
レンジが狭いため復調回路は非同期状態になっており位
相誤差信号は情報を出力していない。電圧制御発振器を
スイープさせて同期状態にすれば復調回路のロックレン
ジが広いため位相誤差信号は中心周波数からずれた周波
数を動作点として同期検波を行なうべく位相誤差電圧を
出力する。この位相誤差信号の低域成分は中心周波数か
らのずれを補正するための電圧であるため、この低域成
分の電圧を低減させるように電圧制御発振器の制御電圧
を制御すれば復調回路の同期検波の動作点を中心付近に
移動させることが可能となる。この結果アンテナコンバ
ータのドリフトにより搬送波周波数が数ＭＨｚずれてい
る場合でも復調特性を劣化させること無く安定に復調す
ることができる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００１３】図１は、本発明の第一実施例を示すブロッ
ク図であって、図外にアンテナと局部発振器と混合器か
らなる屋外ユニットが配置され、放送衛星や通信衛星か
らの信号が第１の中間周波数（１ＧＨｚ帯）に変換され
て入力される室内ユニットの例であり、前述の従来例図
８と同じ機能ブロックに対しては同じ記号を記している
。図１において、１は入力端子、２は第１の局部発振器
、３は第１の混合器、４は第２の局部発振器、５は第２
の混合器、６はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、７は第
１の乗算器、８は第２の乗算器、９は基準発振器、１０
はπ／２移相器、１１は第１のローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、１２は第２のＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１
４は第２の判定回路、１５は反転回路、１６はディジタ
ル信号処理回路、１７は再生信号出力端子、１８は第３
の乗算器、１９は第４の乗算器、２０はループフィルタ
、２１はクロック再生回路、２２はＭＳＫ復調回路であ
る。同図は、第１の局部発振器２と第１の混合器３から
なる第１の周波数変換回路と、第２の局部発振器４と第
２の混合器５からなる第２の周波数変換回路によって、
中間周波数に２つの周波数をもつ２重ヘテロダイン方式
で搬送波周波数を下げ、ＭＳＫ復調回路２２に入力しＭ
ＳＫ信号を復調する構成である。ここで入力端子１の信
号は１ＧＨｚ帯の信号であり、混合器３で選局され４０
０ＭＨｚ帯の信号となり、さらに混合器６で１４０ＭＨ
ｚ帯の信号に変換されている。

【００１４】図１で従来例の図８と異なるのは２４の同
期状態検出手段、２５のスイッチ、２６のローパスフィ
ルタ、２７の増幅器と２３の加算器を設けた点である。 同期検出回路２４でＭＳＫ復調回路２２が同期状態にな
っていることを確認した後スイッチ２５をオンにする。 スイッチオフ状態ではループフィルタ２０の出力には入
力周波数のずれに応じたオッフセット電圧を含んだキャ
リア再生用の位相誤差信号が出力されており、ＭＳＫ復
調回路２２は周波数のずれた点を動作点として同期検波
を行なっている。図６にこの様子を示す。図６は図１に
示すループフィルタ２０の出力である位相誤差信号の低
域成分の電圧とキャリア周波数の中心からのずれの関係
を示している。キャリア周波数が中心から−２ＭＨｚず
れている場合には図６の（Ａ）点を動作点として動作し
ている。この場合の復調特性を示すＢＥＲは図７（Ａ）
点に示すようにずれが無い場合に比較して劣化している
ことがわかる。ここでスイッチをオンにすると数ヘルツ
以下のコーナ周波数のローパスフィルタ２６をかいして
位相誤差信号の低域成分は増幅器２７に入力される。こ
の増幅器の利得を２０倍とすると位相誤差信号の低域成
分は２０倍に増幅されて加算器２３に入力されもとの位
相誤差信号とともに電圧制御発振器４の制御電圧として
供給される。ここで２８は電圧制御発振器が中心周波数
を出すための電圧源である。この結果位相誤差信号のう
ち低域成分のみが増幅されて電圧制御発振器４を制御す
るためループフィルタ２０の位相誤差信号の低域成分は
１／２０に低減される。すなわち図６の動作点（Ａ）点
は（Ｂ）点に移動しもとの位相誤差電圧の１／２０にな
り、２ＭＨｚのずれが１００ｋＨｚ相当のずれになる。 ＢＥＲ特性は図７の（Ｂ）点に移動し劣化がほとんど無
くなることがわかる。

【００１５】このように本発明によれば周波数ずれに対
する復調特性の劣化をほぼ無くすことができ位相誤差信
号の低域成分以外の利得はそのままなので低Ｃ／Ｎ時に
動作が不安定になることもない。

【００１６】図２は本発明の第二実施例を示すブロック
図である。図１の場合と動作原理は同様であるが図１の
場合スイッチとローパスフィルタと増幅器で構成したル
ープをローパスフィルタとＡ／Ｄコンバータと演算処理
回路とＤ／Ａコンバータに置き換えたものである。ロー
パスフィルタ２６の出力をＡ／Ｄコンバータ３１でＡ／
Ｄ変換しそのデータを演算処理回路３２に取り込み同期
検出器２４の検出出力を受けて、増幅処理を行ない基準
電圧に相当するデータと加算して３３のＤ／Ａコンバー
タに出力しＤ／Ａ変換して２３の加算器に供給する。こ
の図２に示す例でも図１と同様の効果が得られる。

【００１７】図３は本発明の第三実施例で、図１の例に
引込み回路を付加したものである。図１の回路は、ＭＳ
Ｋ復調回路が同期状態にならないとループフィルタ２０
の出力は周波数ずれに対する情報を出力しないため、ま
ず同期状態にする必要がある。このため図３に示す２９
の低周波発振器と３０のスイッチを設けた。同期検出器
２４の出力が同期状態にないときは２５のスイッチをオ
フ、３０のスイッチをオンして数ヘルツのサイン波また
は三角波を加算器２３に入力する。基準電圧は２８によ
り増幅器２７から出力されているので電圧制御発振器４
は中心周波数を中心に周波数スイープする。入力信号が
このスイープ周波数範囲にあればＭＳＫ復調回路は同期
状態になる。この後スイッチ３０をオフ、スイッチ２５
をオンにすれば後は図１と同様の動作を行なう。

【００１８】図４は本発明の第四実施例で、図２に示す
回路に引込み回路を付加したものである。動作原理は図
３の場合と同様であるが、図２に示す回路にスイープデ
ータの書き込まれたＲＯＭ３４を設け、非同期状態では
演算処理回路３２は基準電圧に相当するデータにＲＯＭ
３４から読み出したデータを加算して出力し電圧制御発
振器４をスイープさせて同期状態にする。

【００１９】図５は本発明の第五実施例を示すブロック
図である。図１と異なるのは図１の第２の局部発振器４
と第２の混合器５がなく基準発振器９が電圧制御発振器
３５に変わっている点である。すなわち一般のＭＳＫ受
信機に本発明を適用した例であり、周波数ずれに対する
復調特性の劣化は低減できる。しかし、バンドパスフィ
ルタ６に対しては中心周波数がずれるため入力信号のス
ペクトルが削られるので周波数が大きくずれた場合には
復調特性が劣化する可能性がある。この場合はバンドパ
スフィルタ６の帯域を広めに設計すれば本発明が効果的
となる。

【００２０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によればＭ
ＳＫ変調信号やＱＰＳＫ変調信号等のディジタル角度変
調信号の搬送波周波数が中心周波数からずれている場合
でも復調特性の劣化がなく、かつ低Ｃ／Ｎでも安定で、
簡単な回路構成の復調回路を実現できる。この結果例え
ば通信衛星を利用したＣＳ音声放送用の受信機を安定で
かつ高性能に実現できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一実施例を示すブロック図である。

【図２】本発明の第二実施例を示すブロック図である。

【図３】本発明の第三実施例を示すブロック図である。

【図４】本発明の第四実施例を示すブロック図である。

【図５】本発明の第五実施例を示すブロック図である。

【図６】本発明の位相誤差電圧と離調周波数の関係を示
す図である。

【図７】本発明のビットエラーレート（ＢＥＲ）特性と
離調周波数の関係を示す図である。

【図８】従来の一実施例を示すブロック図である。

【図９】従来のビットエラーレート（ＢＥＲ）特性と離
調周波数の関係を示す図である。

【図１０】従来の他の実施例を示すブロック図である。

【図１１】従来の別の実施例を示すブロック図である。

【符号の説明】

４…局部発振器（電圧制御発振器）、５…混合器、６…
バンドパスフィルタ、２２…ＭＳＫ復調回路、　　２４
…同期状態検出回路、　　２５…スイッチ、２６…ロー
パスフィルタ、２７…増幅器、２３…加算器、２９…低
周波発振器、３０…スイッチ、　　３１…Ａ／Ｄコンバ
ータ、　　３２…演算処理回路、３３…Ｄ／Ａコンバー
タ、　　３４…スイープデータＲＯＭ。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくともキャリア再生用発振器とキャリ
   ア再生用位相誤差信号を発生するキャリア再生回路とを
   有するディジタル角度変調信号の同期検波方式復調回路
   において、同期状態判別手段を備え、同期状態を検出し
   た後上記キャリア再生用位相誤差信号のレベルに応じて
   上記キャリア再生用発振器の制御電圧を制御して、同期
   検波回路の動作点を中心付近に移動させることを特徴と
   するディジタル角度変調信号の復調回路。
2. 【請求項２】請求項１において、上記キャリア再生用発
   振器は基準発振器であり、上記電圧制御発振器は局部発
   振器であり、上記該局部発振器は混合器を共にヘテロダ
   イン構成され、上記キャリア再生用位相誤差信号を上記
   局部発振器の制御電圧として供給することを特徴とする
   ディジタル角度変調信号の復調回路。
3. 【請求項３】請求項１において、上記キャリア再生用位
   相誤差信号のレベルに応じて上記電圧制御発振器の制御
   電圧は、信号を断続するスイッチと、低域成分を通過さ
   せるローパスフィルタと、増幅器と、加算器からなる制
   御回路で制御されることを特徴とするディジタル角度変
   調信号の復調回路。
4. 【請求項４】請求項１において、上記キャリア再生用位
   相誤差信号のレベルに応じて上記キャリア再生用発振器
   の制御電圧は、Ａ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄ変換したデ
   ィジタルデータを演算処理する演算制御回路と、Ｄ／Ａ
   コンバータからなる制御回路で制御されることを特徴と
   するディジタル角度変調信号の復調回路。
5. 【請求項５】請求項１において、上記キャリア再生用発
   振器の出力をスイープさせる制御電圧スイープ手段を備
   え、上記同期状態判別手段の出力が非同期状態を示して
   いるとき上記制御電圧スイープ手段を動作させて同期引
   込みを行なわせることを特徴とするディジタル角度変調
   信号の復調回路。
6. 【請求項６】請求項２又は請求項３において、上記局部
   発振器の出力をスイープさせる制御電圧スイープ手段を
   備え、上記同期状態判別手段の出力が非同期状態を示し
   ているとき、上記制御電圧スイープ手段を動作させて同
   期引込みを行なわせ、同期状態を検出するとスイープを
   停止し、上記キャリア再生用位相誤差信号を断続するス
   イッチを接続し、位相誤差信号の低域成分を増幅して上
   記局部発振器の制御信号に加算して、上記同期検波回路
   の動作点を中心付近に移動させることを特徴とするディ
   ジタル角度変調信号の復調回路。