JP2829123B2

JP2829123B2 - 自動調整ｉｃフィルタ回路

Info

Publication number: JP2829123B2
Application number: JP2307305A
Authority: JP
Inventors: 剛山本
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-11-15
Filing date: 1990-11-15
Publication date: 1998-11-25
Anticipated expiration: 2013-11-25
Also published as: JPH04180406A; EP0486322A3; EP0486322A2; KR920011058A; US5227743A; KR960006636B1

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明は、半導体集積回路の内部に構成される時間
連続系に用いられるICフィルタの自動調整回路に関す
る。

（従来の技術）ヘリカルスキャン方式のビデオテープレコーダ（以下
VTRと記す）において、磁気テープ上の映像トラックと
同じトラックにステレオ音声信号を深層記録し、再生す
るいわゆる“HiFi VTR"が普及している。この場合のス
テレオ信号は、音声ヘッドに周波数多重して記録され、
再生時は各チャンネル毎に帯域制限フィルタを通して分
離された後、各チャンネル毎に再生処理される。

第４図はこのような音声信号の記録再生システムであ
る。いくつかの入力信号は、セレクタ１で選択されて、
Ｌ（左）チャンネルと、Ｒ（右）チャンネルの各独立処
理系へ入力される。これらの信号は、ノイズリダクショ
ンのためのエンコーダ２、３にてそれぞれ振幅圧縮され
た後、FM変調器４、５にてそれぞれ変調される。Ｌチャ
ンネルとＲチャンネルの各FM信号は、混合器６にて混合
され記録増幅器７で磁気ヘッド８に供給される。再生時
においては、磁気ヘッド９でピックアップされた信号
は、再生増幅器10で増幅され、Ｌチャンネル用帯域通過
フィルタ11と右チャンネル用帯域通過フィルタ12に供給
される。このフィルタによりＬチャンネル成分とＲチャ
ンネル成分とが周波数分離され、各分離出力は、復調器
13と14にそれぞれ供給される。復調器13、14でFM復調さ
れた各信号は、ノイズリダクション用のデコーダ15、16
で振幅伸張されて元の信号に再生される。出力セレクタ
17は、各再生信号をそれぞれ対応する出力端子に選択出
力する。

民生用VTR全体の中で“HiFi VTR"の比率が高まってい
くにつれて、上記のような信号処理系のIC化とその統合
化が進み、１チップ化されつつある。大物の外付け部品
としてIC化の対称外とされていた帯域通過フィルタ11、
12もアクティブフィルタとして完全IC化が試みられるよ
うになってきた。

ところが、帯域通過フィルタをICに内蔵しようとする
とその周波数特性のばらつきが問題となる。通常の半導
体製造プロセスを使用する場合、フィルタの周波数特性
を決める抵抗と容量値はともに一般には±20％程度その
値がばらつく。VHSVTRの音声FM信号の中心周波数はＬチ
ャンネル側が1.3MHz、Ｒチャンネル側が1.7MHzと規定さ
れており、そのデビエーションの最大周波数は±50KHz
となっている。従って、上記帯域通過フィルタの通過帯
域はおよそ次のように設定されている。

Ｌチャンネル:1.15MHz〜1.45MHz Ｒチャンネル:1.55MHz〜1.85MHz 即ち、両パスバンドが重ならない領域は100KHzしかな
く帯域通過フィルタの中心はかなり精度良く実現できな
いとチャンネル分離性能は著しく劣化する。

しかるに前述の半導体製造プロセスを用いてそのまま
帯域通過フィルタを製造するときその中心のばらつきは
（抵抗、容量ばらつき±20％として）Ｌチャンネル:0.83MHz〜1.83MHz Ｒチャンネル:1.09MHz〜2.45MHz となり、上記100KHzの余裕など全く問題にならない位大
きく実現不可能である。

そこで、従来よりIC内部に高精度の時間連続系アクテ
ィブフィルタを内蔵するために一手法として、調整可能
フィルタとその自動調整という手法が用いられている。

第５図は、そのうちの自動調整部を示している。FM信
号は入力端子27aからフィルタ部27に入力され出力端子2
7bに導出されるが、このフィルタ部27の時定数は、時定
数自動調整回路18により調整される。可変トランスコン
ダクタ24とキャパシタ22で構成される積分回路、さらに
スイッチ21のオンオフにより可変トランスコンダクタ24
の出力側には、図に示すような三角形の波形が作り出さ
れる。スイッチ21は、クロックの半周期でオン、残りの
半周期でオフされるもので、スイッチ21がオフしている
ときはキャパシタ22に充電が行われ（C0/gm0の時定数に
よる定電流充電）、オンしているときはキャパシタ22が
瞬時に強制放電される。三角波は、ピークホールド回路
20に入力されてその最大値が保持され、比較器19の一方
に供給される。比較器19は、ホールド電圧と基準電圧V0
とを比較して、その差電圧に相当する電流で外付けの大
容量コンデンサ26を充電する。コンデンサ26の端子電圧
は、可変トランスコンダクタ24の可変電流源23の電流を
制御し、gmを制御するようにフィードバックされてい
る。

このような制御ループにより、三角波の最大振幅と基
準電圧V0との間に差があると、その差分によりgmが可変
され、可変トランスコンダクタ24の出力電流値が可変さ
れ、三角波の傾斜が変る。これにより三角波の振幅と基
準電圧Voとが一致するように動作することになる。この
ように制御された状態では、（T CLK/2）＝Co/gm0 …（１）という関係が成り立つ。即ち右辺は積分回路の時定数で
あり、これがクロックの周期のみで決まるように調整さ
れていることを意味する。

従って、周波数精度の良いクロックを供給していれば
この積分回路の時定数も精度良く調整されることを意味
する。

ここで調整対象となる帯域通過フィルタ（例えば27）
の内部も時定数自動調整回路18の積分回路と同じ形式の
可変トランスコンダクタとキャパシタを組合わせて作ら
れているものとする。さらに自動調整回路18で発生する
制御電圧Vcが供給され、自動調整回路側の可変電流源23
に比例した電流でその可変トランスコンダクタがコント
ロールされているものとする。このとき調整対象となる
フィルタの伝達関数はと表され、自動調整回路の時定数に対して一定比を持つ
時定数回路の組合わせで決まる特性を持つことになる。
従って、このフィルタの時定数は、自動調整回路で正確
に決まることになり、フィルタの周波数特性としては上
記係数比C₀/gmo）の誤差による特性誤差分しか生じない
ことになる。

ところが、第５図に示したようなシステムも実際には
次のようないくつかの誤差要因により高い精度が望めな
いことが経験的に知られている。

a.時定数自動調整回路18自身において、ピークホールド
回路20、比較器19、基準電圧V0などのオフセットによる
調整エラー分。

b.時定数自動調整回路18の可変トランスコンダクタやキ
ャパシタと調整対象側フィルタの可変トランスコンダク
タやキャパシタとのミスマッチ。

c.時定数自動調整回路18の可変電流源と調整対象フィル
タの可変電流源とのミスマッチ。

特に大規模集積回路においては、１つの自動調整回路
でいくつかのフィルタを一括調整することが多く、自動
調整回路と調整対象となるフィルタをチップ上で隣接ま
たは近接して置くことは困難であり、上記a.とb.による
特性誤差を生じやすい。このため実際は、調整精度も±
５％程度の誤差が残ってしまうのが現状であり、調整の
ない場合の±40％程度に比べれば相当改善されるのも不
十分である。

これを実際に先に述べた“VHS HiFi"のチャンネル分
離用の帯域通過フィルタに当てはめて考え、±５％の誤
差をもつ自動調整回路でその特性が制御されているもの
とすると、各フィルタの中心のばらつきはＬチャンネル:1.235MHz〜1.365MHz Ｒチャンネル:1.615MHz〜1.785MHz となってしまい、ばらつきの大きい領域ではシステム上
種々の弊害を生じる。例えば、このようなチャンネル分
離用帯域通過フィルタは、第６図のような急峻な減衰特
性をもつがこのようなフィルタの通過帯域のセンター周
波数が、実際のFM信号の周波数と大きくずれていると、
セパレーションを悪化させるだけでなく、大振幅の時や
変調周波数の高いときなどの広いスペクトルを持つFM信
号が入力したときに復調後の歪みを悪化させるという欠
点がある。

このため帯域通過フィルタでは外部から手動調整でき
るような手段を備えていることが必須であり、しかもそ
の調整がチャンネル毎に必要であるという問題がある。

（発明が解決しようとする課題）上記したように従来のICフィルタ自動調整方式は、精
度良いクロックが必要である。大容量コンデンサが必要
である。時定数自動調整回路では、温度ドリフトや減電
圧ドリフトを検出してフィルタの温度ドリフトや減電圧
ドリフトによる周波数特性の変化を調整しているため精
度が得られない。また回路規模の増大を招くという欠点
がある。

そこでこの発明は、高精度の調整が可能なICフィルタ
の自動調整回路を提供することを目的とする。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）この発明は、周波数特性を周波数軸方向へ移動できる
自動調整回路を含む帯域通過フィルタにおいて、自己のチャンネルの信号とは異なるチャンネルに使用
されている基準キャリアの前記帯域通過フィルタに供給
する選択手段と、この選択手段により前記基準キャリアが前記帯域通過
フィルタに入力されている期間に、前記帯域通過フィル
タの周波数特性を調整するための制御信号を次第に変化
させて当該周波数特性を周波数軸方向へ移動させる制御
信号供給手段と、この制御信号供給手段が前記帯域通過フィルタに前記
制御信号を供給している期間に、前記帯域通過フィルタ
から出力されている前記基準キャリアの減衰量を監視
し、所定の減衰値となった時点で前記制御信号供給手段
を制御して制御信号の変化を停止させこの時の制御信号
の値を保持させる手段とを備えるものである。

（作用）上記の手段により、他チャンネルの基準信号を確実に
所定値に減衰した状態で帯域通過フィルタの特性が設定
されることになる。また、このような調整手段をもつこ
とにより、VTRのセットアップ期間や休止期間にいつで
もフィルタ特性を更新することができるようになり、常
に安定したフィルタ特性が補償できる。

（実施例）以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例である。図は、VTRにお
ける音声再生系のＲチャンネルの帯域通過フィルタ34
（例えば第４図のフィルタ12に対応）を代表して示して
いる。通常の使用状態では、Ｒチャンネル信号は、入力
端子31を介してスイッチ33を通り、帯域通過フィルタ34
に入力される出力端子34aに出力される。この出力端子3
4aは次段の復調器（図示せず）に入力される。

この発明は、上記帯域通過フィルタ34の周波数特性を
調整するところに特徴を備える。帯域通過フィルタ34
は、例えば内部に可変トランスコンダクタを有しその電
流源の電流を制御することにより周波数特性を設定でき
るものとする。周波数特性調整用の制御信号は、デジタ
ルアナログ（D/A）変換器35から与えられる。この制御
信号は、通常の動作、つまりVTRが再生動作を行ってい
る期間は、設定値に保持されている。

帯域通過フィルタ34の周波数特性調整時には、以下の
ような構成と制御が用いられる。

まず、帯域通過フィルタ34の出力端は振幅検波回路36
の入力端に接続されている。振幅検波回路36は、その入
力端子36aが接続された増幅器37と、増幅器37の出力を
検波する検波器38と、検波器38の出力を平滑するコンデ
ンサ39と、コンデンサ39の出力を基準電圧V COMPと比較
する比較器40とから構成されている。

比較器40は、コンデンサ39の端子電圧が基準電圧V CO
MPと一致したときに一致パルスを出力し、フリップフロ
ップ回路41をセットする。フリップフロップ回路41がセ
ットされると、そのＱ出力はハイレベルとなり、ラッチ
回路42にラッチされ、スイッチ43をオフにする。スイッ
チ43がオフになると、端子45からカウンタ44に供給され
ていたクロックが停止され、カウンタ44の計数値がこの
状態で保持される。カウンタ44の出力は、D/A変換器35
に入力されている。

従って、帯域通過フィルタ34の特性調整時において
は、まず、フリップフロップ回路41が端子46からのスタ
ートパルスによりリセットされ、またカウンタ44がクリ
アされる。Ｋクロック遅延してスイッチ43がオンされ
る。これにより、D/A変換器35の出力、つまり制御信号
はカウンタ44の計数値が増えるに従って大きくなる。す
ると、制御信号の変化により帯域通過フィルタ34の周波
数特性が周波数軸上を次第に周波数の高い方向へ移動す
る。これにより、変調器32から帯域通過フィルタ34に与
えられていた他チャンネルの中心周波数波は、次第に減
衰されていく。そして十分な減衰特性が得られたところ
（自己チャンネルの中心周波数帯域）でクロックが停止
され、カウンタ44が停止しそのときの制御信号が保持さ
れることになる。

ここで、第６図は、自己チャンネルと他チャンネルの
中心周波数と各チャンネルの帯域通過フィルタの周波数
特性の理想的な関係を示している。この帯域通過特性
は、例えばVHS方式のVTRの音声系統のＲチャンネルとＬ
チャンネルのFM信号周波数帯域を示している。一方、各
チャンネルのFM信号の中心周波数は規格ではＬチャンネル:1.3MHz±10KHz（±0.77％）Ｒチャンネル:1.7MHz±10KHz（±0.59％）である。従って高精度のフィルタ調整が必要である。

今、Ｒチャンネルの帯域通過フィルタ34の調整が開始
されたとすると、スイッチ33によりＬチャンネルの基準
となる中心周波数波（1.3MHz）（第２図（ａ））が帯域
通過フィルタ34に入力される。帯域通過フィルタ34は、
制御信号が次第に変化されるので、その帯域通過特性
は、第２図（ｂ）に示すように、周波数の低い側から次
第に高い側へシフトすることになる。このため、最初は
1.3MHzの中心周波数波は、十分な利得て通過している
が、次第に減衰されるようになり、結局、帯域通過フィ
ルタ34の出力特性は、第２図（ｃ）に示すような特性と
なる。この特性は振幅検波回路36の比較器40の入力に対
応する。ここで第２図（ｃ）に示すように、基準電圧V
COMPの値を−30dBのところに設定しておくと、Ｋクロッ
ク期間の経過後、クロックが停止され、ちょうど他チャ
ンネルの中心周波数波を最大に減衰できる周波数特性
（第６図の理想的なＲチャンネルの周波数特性）に設定
できる。以後はこのときのカウンタ44の値が保持されて
いるので、調整後の特性が維持される。

調整時に使用する他チャンネルのFM変調器32の出力
は、無変調信号であり中心周波数波（1.3MHz）であるこ
とが前提である。従って、フィルタの調整時期として
は、システムのスタートアップ時や休止期間、あるいは
記録時が利用され各チャンネル毎に行われる。各チャン
ネルの制御信号を調整の最終状態に維持するために、各
チャンネル毎にカウンタ44と同様なカウンタあるいは各
チャンネル毎のラッチ回路が用意されている。

調整時におけるクロック停止機能についてさらに説明
を加える。

第２図（ｃ）に示したようにこの実施例では−30dBで
比較器40から一致パルスが得られるようにし、この検出
の後、８クロック目でクロックが停止するように設定し
ている。帯域通過フィルタ37の減衰が1.3MHzとなるよう
な時間に出力振幅が最小となるような時間にカウント値
に設定したからである。基準電圧V COMPによる比較レベ
ルは、できるだけ深く（30dB程度）とっておいた方が精
度良い調整が可能であるが減衰特性からわかるように減
衰極付近では極めて急俊であり、深い比較レベルで正確
な検出を得るにはカウンタのビット数を多くとりステッ
プ量をきめ細くする必要がある。しかしカウンタのビッ
ト数を多くすることはそれだけ回路規模を大きくするこ
とになり、また実際のフィルタ特性では減衰極の深さが
ばらつき易いので、あまり深い比較レベルを設定するの
は得策ではない。そこでこの実施例では、前述したよう
に少ないビット数で確実に検出できるように減衰極の何
クロックか手前に比較レベルを設定している。これによ
り比較的浅い比較レベルに設定することができ検出ミス
がなく特性のばらつきの影響もなく、精度良く減衰極の
位置を推定できるようにしている。

具体的な例として、カウンタのビット数を７ビット、
クロック100Hz、IC内の受動素子のばらつき±20％とす
ると、調整なしの場合の帯域通過フィルタの中心周波数
のばらつき範囲は、1.09MHz〜2.45MHz、調整範囲をちょ
うどこのばらつき範囲と等しく取ったとして調整ステッ
プとしては10.6KHz、従って調整後の帯域通過フィルタ
の中心周波数のばらつきは1.695MHz〜1.705MHzとなり、
従来のフィルタのばらつきに比べると約1/17にまで減っ
ており、十分な精度が得られる。さらにカウンタのビッ
ト数を上げていけば、さらに精度を上げることも原理的
には可能である。またこの調整に要する時間は、最長で
も1.28秒となり、非常に短いため調整時間により受ける
制約はない。

この実施例によると、調整対象となるフィルタの特性
を直接測定する方法であるため、素子精度などによる調
整誤差の要因が少なく、調整精度が高いという利点があ
るほか、原理的には再生モード以外の任意の時間に調整
モードを設定できる。よって、温度、電源電圧、経時変
化等のフィルタ特性のドリフト要因に対しても、毎回使
用時毎に調整の更新を行うことができる。さらにこのシ
ステム全体として完全に１チップ上で構成できるため、
外付け素子と余分なICピンは一切不要であり、D/A変換
器の直線性精度も不要という利点を合わせ持つ。またこ
のシステムの場合、第１図でも示したように基準信号と
して特別な発生源を設けなくても同一システムの中に基
準信号として使用できる精度の高い信号があることが多
く、これを有効に利用できるので価格利用効率のよいシ
ステムを構築できる。勿論、基準信号として外部入力信
号を用いたりシステムクロック用の信号を分周器で分周
して利用してもよい。

第３図はこの発明の他の実施例である。

第１図の実施例は、毎回オンチップで調整を行う例で
あったが、この実施例はVTRの製造工程において調整を
行い、調整量をROMに格納しておくというものである。
調整の原理は先の実施例と同じである。

これは制御ICがVTRセットのCPUをホストとする装置内
バスで接続されているようなシステムの場合有効であ
る。第１図と同様な目的の回路には第１図と同じ符号を
付している。この実施例の場合、通常動作時におけるフ
ィルタ特性は、メモリ50内のデータが制御量としてD/A
変換器35に与えられることにより設定される。すなわち
周波数特性を設定するための制御データは、最適データ
としてメモリ50に予め格納されており、VTR内部のCPU51
の制御により読み出されてD/A変換器35に与えられる。
その与えるタイミングは例えば電源投入時等である。

次に、メモリ50に制御データを格納する、つまり第１
図の実施例で説明した調整時の最適制御データを得るた
めの構成および動作について説明する。このときは、フ
リップフロップ回路41は、製造工程にて調整装置として
使用されるCPU61によりセットされる。また、帯域通過
フィルタ43には、VTR内部の変調器32からの他チャンネ
ルの中心周波数波がスイッチ33を介して入力される。帯
域通過フィルタ43の出力は、振幅検波回路36に入力され
る。この回路36の比較器40から一致パルスが得られる
と、フリップフロップ回路41はセットされ、その出力は
CPUにより読取られる。勿論、調整スタートから一致パ
ルスが得られるまでは、CPU61からさきのカウンタ44に
計数値に相当するデータが出力され、入出力回路53及び
メモリ50を介してD/A変換器35に与えられており、帯域
通過フィルタ43の特性は周波数軸上を移動させられ、こ
の調整の結果が一致パルスである。一致パルスが得られ
ると、CPU61は、第２図（ｃ）で説明した数クロックの
後、出力されているデータをRAM62に格納する。次に、
ここに格納されたデータは、VTR内部のCPU51により読取
られ、自己の管理下のRAM52に転送される。

これにより、外部の調整装置を取り離しても、帯域通
過フィルタ43の特性を設定するための最適制御データは
RAM52に保持されていることになる。その後、CPU51は、
入出力回路53を介してメモリ50に最適制御データを格納
する。

上記の実施例によると、もともとVTR内部に組込まれ
るCPUを利用し、帯域通過フィルタのための最適制御デ
ータをメモリに格納しておくことができる。このため
あ、先の実施例のごとくチップ上に調整回路を構成する
必要がなく、回路規模の簡略化が可能である。

［発明の効果］以上説明したようにこの発明のICフィルタ調整回路に
よると、フィルタ周波数特性の高精度の調整が可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の動作を説明するために示した周波数説明
図、第３図はこの発明の他の実施例を示す回路図、第４
図はVTRの記録再生システムを示す説明図、第５図は帯
域通過フィルタの自動調整回路を示す図、第６図はVTR
における左右チャンネルのFM信号周波数帯域を示す説明
図である。 32……変調器、33……スイッチ、34……帯域通過フィル
タ、35……D/A変換器、36……振幅検波回路、41……フ
リップフロップ回路、42……ラッチ回路、43……スイッ
チ、44……カウンタ、50……メモリ、51、61……CPU、5
2、62……RAM。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のチャンネルの信号処理系を有し、各
信号処理系は少なくとも周波数変調器と帯域通過フィル
タとを有し、各チャンネルの信号処理系において各帯域
通過フィルタの中心周波数は各周波数変調器の無変調時
の周波数にほぼ一致するように調整されるべきシステム
において、前記帯域通過フィルタは、制御信号によって周波数特性
を変化させることができる調整機能付きのフィルタであ
り、前記制御信号の生成部は、制御信号を順次変化させてい
く制御信号発生器と、調整対象とする前記帯域通過フィ
ルタの出力信号を検波する検波器と、その検波出力に応
じて前記制御信号を保持し、この制御信号を、調整対象
とする前記帯域通過フィルタの調整部に与える保持手段
とによって構成され、調整対象とする前記帯域通過フィルタの前段に入力切り
替えスイッチを設け、周波数特性の調整時には前記入力
切り替えスイッチによって隣接する別のチャンネルの周
波数変調器の無変調信号を基準信号として導入すること
を特徴とする自動調整ICフィルタ回路。
【請求項２】複数チャンネルの信号処理系を有し、各信
号処理系は少なくとも周波数変調器と帯域通過フィルタ
とを有し、各チャンネルの信号処理系において各帯域通
過フィルタの中心周波数は各周波数変調器の無変調時の
周波数にほぼ一致するように調整されべきシステムにお
いて、前記帯域通過フィルタは制御信号によって周波数特性を
変化させることができる調整機能付きのフィルタであ
り、前記制御信号の生成部は、制御信号を順次変化させてい
く制御信号発生器と、前記帯域通過フィルタの出力信号
の減衰量を検出する検波器と、前記減衰量が予め設定し
た値になったときに前記制御信号を保持し、この制御信
号を、前記帯域通過フィルタの調整部に与える保持手段
とによって構成され、前記帯域通過フィルタの前段に入力切り替えスイッチを
設け、周波数特性の調整時には前記入力切り替えスイッ
チによって隣接する別のチャンネルの周波数変調器の無
変調信号を基準信号として導入することを特徴とする自
動調整ICフィルタ回路。
【請求項３】前記複数チャンネルの信号処理系とは、磁
気記録再生装置におけるステレオ音声チャンネルの信号
処理系であり、前記スイッチは音声信号導入用スイッチ
であることを特徴とする請求項１又は２に記載の自動調
整ICフィルタ回路。
【請求項４】前記帯域通過フィルタの制御信号の保持手
段は、不揮発性メモリを有し、製造工程において周波数
特性の調整時の前記制御信号の保持データを前記不揮発
性メモリに記憶させておくことを特徴とする請求項１又
は２記載の自動調整ICフィルタ回路。