DE69131074T2

DE69131074T2 - Automatischer verstärkungsregelschaltkreis mit hoher dynamik

Info

Publication number: DE69131074T2
Application number: DE69131074T
Authority: DE
Inventors: Derek Punch; Charles Wheatley
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1990-11-30
Filing date: 1991-11-27
Publication date: 1999-11-11
Anticipated expiration: 2011-11-28
Also published as: BR9107139A; ATE178437T1; ES2129445T3; HUT66966A; NO931949L; FI114762B; EP0559840B1; KR100190976B1; JP3280022B2; CA2093638A1; CA2093638C; FI932238A0; WO1992010028A1; NO306840B1; TW216471B; NO931949D0; AU652807B2; HU9301576D0; MX9102309A; BG97790A

Description

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft automatische Verstärkungssteuerschaltkreise. Spezieller betrifft die vorliegende Erfindung einen neuen und verbesserten automatischen Verstärkungsregelschaltkreis mit linearer Verstärkungssteuerung über einen sehr hohen Dynamikbereich.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Automatische Verstärkersteuerschaltkreise (AGC = automatic gain control) werden oft bzw. viel in Empfängern zum Steuern der Verstärkung verwendet, die auf ein zu verarbeitendes Signal angewendet wird. Sowohl in analogen als auch digitalen Signalempfängern sind AGC-Schaltkreise realisiert, und zwar unter Verwendung verschiedener Verfahren. In analogen Empfängern werden analoge Verfahren oft verwendet, während in digitalen Empfängern digitale Verfahren angewendet werden.
In analogen Empfängern, wie sie zum Beispiel in Schmalband-FM-zellularen Telefonen verwendet werden, ist die Leistung des empfangenen Signals typischerweise rein durch Abschneiden des Signals begrenzt. Solch ein analoges Signalverarbeitungsverfahren ist jedoch nicht auf digitale Empfänger anwendbar, da ein Abschneiden bzw. Beschneiden eines Signals, das mit digitalen Daten moduliert ist, zur Verfälschung der Daten führen würde.
Typischerweise wird der Signalleistungspegel in digitalen Empfängern detektiert, digitalisiert und dann gemessen. Der gemessene Wert wird typischerweise mit einem eingestellten Wert und einem erzeugten Fehlerwert verglichen, wobei alle Wert in digitaler Form sind. Der Fehlerwert wird dann verwendet, um die Verstärkung eines Verstärkers zu steuern, um die Signalstärke so anzupassen, daß sie mit der Sollsignalstärke übereinstimmt.
Digitale AGC-Verfahren sind jedoch relativ langsam in der Steuerung der Signalleistung, und zwar bedingt durch die Sättigung der Fehlersignale, die in die tatsächliche bzw. aktuelle Leistungssteuerung involviert bzw. einbezogen sind. Digitale Verfahren haben somit den Nachteil, daß sie keine genaue Leistungssteuerung in Umgebungen vorsehen, wo sich die Signalstärke schnell verändert, und zwar insbesondere über einem hohen Dynamikbereich.
US-A-3,325,738 offenbart einen Verstärkungsschaltkreis, der erste und zweite Verstärkungsmittel nutzt, die durch einen Filter verbunden sind. Ein automatisches Verstärkungssteuersystem wird vorgesehen, um die Verstärkungen der Verstärker zu steuern.
Es ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen neuen und verbesserten AGC-Schaltkreis für eine schnelle Hochdynamikbereich- Signalleistungssteuerung vorzusehen.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen AGC-Schaltkreis vorzusehen, der in der Lage ist, eine Verstärkungsteuerung sowohl über Breitband- als auch Schmalbandsignale vorzusehen, um eine empfange Signalleistung auf einem konstanten Pegel zu halten.
Es ist ein noch weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen AGC- Schaltkreis vorzusehen, der in der Lage ist, ein Steuersignal vorzusehen, daß zur Steuerung der Senderleistung genutzt werden kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein automatischer Verstärkungsregelschaltkreis, wie er in den Ansprüchen 1 und 5 beansprucht ist, und ein Verfahren zum Vorsehen einer automatischen Verstärkungsregelkreissteuerung über einen hohen Dynamikbereich, wie im Anspruch 10 dargelegt, vorgesehen. Bevorzugte Ausführungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen offenbart.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegenden Erfindung ist ein neuer und verbesserter automatischer Verstärkungsregelschaltkreis, der eine analoge Schaltung mit niedrigen Kosten nutzt, um die Signalleistung eines empfangenen HF-Signals zu messen und zu steuern. In Anwendungen, wo das interessierende bzw. betrachtete Signal entweder ein Weitbandsignal ist, wie zum Beispiel ein CDMA-Signal, das digitale Informationen enthält, oder ein Schmalbandsignal ist, wie zum Beispiel FM-Signal, das analoge Informationen enthält, ist die Schaltung der vorliegenden Erfindung in der Lage, die notwendige Verstärkungssteuerung vorzusehen bzw. zu liefern.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein automatischer Verstärkungsregelschaltkreis (AGC) mit hohen Dynamikbereichsfähigkeiten offenbart. Der AGC-Schaltkreis weist Verstärkungsmittel zum Empfangen eines Eingangssignals auf, welches Variationen bzw. Veränderungen der Signalleistung unterworfen ist. Die Verstärkermittel empfangen auch ein Steuersignal, und sie sprechen auf das Steuersignal zum Verstärken des Eingangssignals bei einem Verstärkungspegel in dB als eine lineare Funktion eines Steuersignals und zum Vorsehen eines entsprechenden Ausgangssignals an. Meßmittel sind an die Verstärkermittel zum Messen der logarithmischen Signalleistung des Eingangssignals und zum Vorsehen eines entsprechenden linearen Meßsignals ansprechend auf die Eingangssignalsleistungsveränderungen in dB gekoppelt. Integrationsmittel sind zum Empfangen des Meßsignals und eines Bezugssignals, welches einer Sollsignalleistung des Ausgangssignals entspricht, eingeschlossen. Die Integrationsmittel integrieren über der Zeit den Unterschied zwischen dem Meßsignal und dem Bezugssignal, und sie erzeugen das Steuersignal entsprechend dem Ergebnis der Integration.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der detaillierten Beschreibung zusammen mit den Zeichnungen ersichtlich, in welchen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile bezeichnen. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm, das in einer beispielhaften Anwendung die Elemente des automatischen Verstärkungsregelschaltkreises der vorliegenden Erfindung darstellt; und
Fig. 2A und 2B eine beispielhafte Ausführungsform des automatischen Verstärkungsregelschaltkreises der Fig. 1 in schematischer Form.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

In einem digitalen Empfänger, wie er zum Beispiel in einem mobilen zellularen Telefon mit Codeteilungsvielfachzugriff (CDMA = code division multiple access) verwendet wird, ist es notwendig, die Leistung des empfangen Signals für die richtige, bzw. geeignete Signalverarbeitung des empfangenen Signals zu begrenzen. In der zellularen Umgebung kann ein digitaler Empfänger ein Signal empfangen, welches schnelle und große Variationen der Signalleistung erfährt. Um die digitalen Daten, die innerhalb des empfangenen Signals enthalten sind, richtig zu verarbeiten, muß die Signalleistung begrenzt werden. Demgemäß wird ein automatischer Verstärkungsregelschaltkreis für einen digitalen Empfänger offenbart, der in der Lage ist, die empfange Signalleistung in einer solchen Umgebung zu begrenzen.
Fig. 1 zeigt eine beispielhafte Anwendung des automatischen Verstärkungsregelschaltkreises der vorliegenden Erfindung in Blockdiagrammform. In Fig. 1 ist der automatische Verstärkungsregelschaltkreis in dem Transceiver eines CDMA-mobilen zellularen Telefons 10 realisiert. Es sei bemerkt, daß das Telefon 10 ausschließlich CDMA-kompatibel sein kann oder dual mode kompatibel, d. h. CDMA und herkömmliches FM. Der automatische Verstärkungsregelschaltkreis der vorliegenden Erfindung ist in der Lage, eine Leistungsbeschränkung sowohl von Breitband-CDMA-Signalen und Schmalband-FM-Signalen vorzusehen. Die Kompatibilität einer solchen Schaltung, auf sowohl Breitband und Schmalbandsignalen zu operieren, liefert Kosten-, Komponenten- und Leistungseinsparungen für den Empfänger.
Das Telefon 10 weist eine Antenne 12 zum Empfangen übertragener HF- Signale, einschließlich CDMA- oder FM- Kommunikationssignalen, die von einer Basisstation ausgesendet werden vor, die zum Empfang und Verarbeiten durch das mobile Telefon 10 bestimmt sind. Die Antenne 12 koppelt das empfangene Signal an den Duplexer 14, welcher die empfangenen Signale zum Empfängerteil des Telefons 10 liefert. Der Duplexer 14 empfängt auch CDMA- oder FM-Kommunikationssignale aus dem Senderteil des Telefons 10 zur Kopplung an die Antenne 12 zur Übertragung an eine Basisstation.
Die empfangenen Signale werden aus dem Duplexer 14 zum Herabumwandler bzw. Herabkonvertierer 16 ausgegeben, wo die RF- oder HF-Signale auf einen niedrigeren Frequenzbereich konvertiert werden und als entsprechende ZF oder IF-Signale geliefert werden. Die IF-Signale aus dem Herabkonvertierer 16 werden zum IF-Verstärker 18 mit automatischer Verstärkungssteuerung geliefert. Die IF-Signale werden bei einem Verstärkungspegel verstärkt, der durch ein AGC-Signal bestimmt wird, das ebenfalls zum Verstärker 18 geliefert wird. Der Verstärker 18 ist in der Lage, eine lineare Steuerung der Verstärkung in dB über einen hohen Dynamikbereich ansprechend auf das AGC-Signal vorzusehen, wie zum Beispiel oberhalb von 80 dB. Der Verstärker 18 ist vorzugsweise von einer solchen Konstruktion, wie sie in einer anhängigen U. S.-Patentanmeldung mit dem Titel "LINEAR GAIN CONTROL AMPLIFIER", Seriennummer 07/598,845, die am 15. Oktober 1990 angemeldet wurde und auf den Anmelder der vorliegenden Erfindung übertragen wurde, beschrieben ist.
Die verstärkungsgesteuerten IF-Signale werden aus dem Verstärker 18 an einen zweiten Frequenzherabkonvertierer, dem Herabkonvertierer 20, ausgegeben, wo die IF-Signale auf einen niedrigeren Frequenzbereich konvertiert werden und als entsprechende Nutzerbasisbandsignale bzw. Nutzergrundbandsignale vorgesehen werden. In der Ausführungsform der Fig. 1 sind die Basisbandsignale im CDMA-Betriebsmodus I- und Q- Proben der kodierten digitalen Daten, welche zur weiteren Demodulation und Korrelation ausgegeben werden. In einem Dualmodusempfänger konvertiert der Herab konvertierer 20 zu dem die FM-Signale frequenzmäßig, und er demoduliert die FM-Signale, um eine Audiosignalausgangsgröße vorzusehen.
Der Herabkonvertierer 20 weist auch die Fähigkeit zur Messung der Signalstärke, die vom Telefon 10 empfangen wird, und zum Erzeugen eines entsprechenden empfangenden Signalstärkeanzeigesignals (RSSI = received signal strength indication) auf. Das RSSI-Signal wird zusammen mit einem RSSI-Bezugssignal zum Integrator 22 geliefert.
Das RSSI-Bezugssignal wird durch eine Steuerung (nicht gezeigt) erzeugt, und es entspricht einem Sollsignalstärkepegel für die IF-Signale, die aus dem Verstärker 18 ausgegeben werden. Der Integrator 22 erzeugt das AGC- Signal, das in den Verstärker 18 zur Verstärkungssteuerung eingegeben wird.
Der Herabkonvertierer 20 ermöglicht die Nutzung eines analogen Verstärkungssteuerverfahrens für ein digitales Signal, das auf einem Trägersignal aufgelegt wird, im Gegensatz zu den Verstärkungssteuerverfahren die typischerweise in digitalen Empfängern verwendet werden. Insbesondere führt der Herabkonvertierer 20 eine analoge Messung der HF-Leistung im empfangenen Signal aus, und er liefert ein entsprechendes RSSI-Signal. Das RSSI-Signal ist ein Signal, welches sich linear bezüglich der gemessenen logarithmischen Leistung verändert. Diese analoge Leistungsmessung wird verwendet, um eine Leistungssteuerung in dem empfangenen Breitband- Signal vorzusehen, um das Signal, wie es zur digitalen Signalverarbeitung ausgegeben wird, auf einem konstanten Leistungspegel zu halten. Auf ähnliche Weise, wird, wenn das empfangene Signal ein Schmalbandsignal ist, die Leistung ebenfalls auf einem konstanten Pegel gehalten.
Der Integrator 22 empfängt das RSSI-Signal vom Herabkonvertierer 20 zusammen mit dem RSSI-Bezugssignal. Um eine genaue Leistungssteuerung vorzusehen, ist es nötig, daß der Fehler zwischen dem RSSI-Signal (indikativ für den gemessenen Leistungspegel) und dem RSSI-Bezugssignal (indikativ für den Solleistungspegel) eliminiert wird. Der Integrator 22 wird verwendet, um diese Funktion in der AGC-Schleife bzw. dem AGC-Regelkreis vorzusehen, und zwar in dem der Fehler zu gezwungen bzw. gemacht wird. Z. B. wird, wenn die Signalverstärkung zu hoch ist, das RSSI-Signal ebenfalls hoch sein im Vergleich zum RSSI-Bezugssignal. Bis die zwei Eingangssignale zum Integrator 22 identisch sind, wird das Integratorausgangssignal kontinuierlich ansteigen, was zu einer Reduzierung der Verstärkung des Verstärkers 18 führt.
Es sei bemerkt, daß die RSSI-Messung an verschiedenen Punkten in der Verarbeitung des empfangen Signals vorgenommen werden kann. Obwohl in Fig. 1 gezeigt ist, daß die Messung im Herabkonvertierer 20 vorgenommen wird, und zwar bei einer IF-Frequenz, kann die Messung im Herabkonvertierer 16 oder an einem beliebigen anderer Punkt in der Signalverarbeitung bei entweder einer HF- oder IF-Frequenz vorgenommen werden.
Die Nutzung analoger Verfahren in der Breitband-Signalleistungssteuerung bietet eine Verminderung der Hardware, die für Dualmodustelefone erforderlich ist. Wie oben bemerkt, muß in einem Dualmodustelefon eine Breitband- und Schmalbandsignalleistung für das CDMA-Signal und das FM-Signal vorgesehen werden. Durch Nutzung analoger Leistungssteuerverfahren für sowohl die Breitband- als auch Schmalbandsignale kann die selbe Leistungssteuerschaltung für beide Betriebsmodi verwendet werden.
Analoge Leistungssteuerverfahren liefern eine schnellere Reaktion auf Variationen der Signalleistung als herkömmliche digitale Leistungssteuerverfahren. Durch Nutzung analoger Leistungssteuerverfahren, um eine Signalleistung eines Breitbandsignals, das digitale Daten enthält, zu steuern, kann die Signalleistung mit einer schnelleren Rate gesteuert werden, als durch Nutzung herkömmlicher digitaler Leistungssteuerverfahren. Die beispielhafte Realisierung der AGC-Schleife bzw. des AGC-Regelkreises der vorliegenden Erfindung begrenzt nicht dynamische Fehler, um eine schnelle Verstärkungssteuerung über einen Bereich von 100 dB zu erreichen.
Weiterhin ist in dieser Ausführungsform, wo eine lineare Steuerung und ein Meßschaltkreis (linear bezüglich der Spannung über DBm) verwendet wird, die Regelkreisbandbreite bzw. Schleifenbandbreite unabhängig von der Signalleistung. Die Regelkreisbandbreite wird konstant gehalten, da die Verstärkung jedes Elements im Regelkreis konstant über einem großen Signalvariationsbereich ist.
Bezüglich des Senderteils des Telefons 10 wird die Sendeleistung ebenfalls gesteuert. Das AGC-Signal wird wiederum genutzt, um eine sofortige bzw. momentane Steuerung der Sendeleistung vorzusehen. Das AGC-Signal wird zum Senderteil geliefert, und zwar zusammen mit verschiedenen anderen Steuersignalen aus der Steuerung durch Nutzung des AGC-Signals, um auch die Sendeleistung zu steuern, wird die Senderverstärkung bezüglich der Empfängerverstärkung eingestellt bzw. angepaßt, so daß die Senderverstärkung der Empfängerverstärkung folgt.
In der Übertragung von CDMA-Kommunikationssignalen bzw. Verbindungssignalen bzw. Nachrichtensignalen aus dem Telefon 10 zu einer Basisstation wird der Senderteil des Telefons 10 mit Nutzerbasisbandsignalen versehen, und zwar typischerweise I- und Q-Proben kodierter digitaler Daten in dem Einzelmodus-Telefon. Im Dualmodus-Telefon würden I- und Q-Proben oder FM-Signale als die Nutzerbasisbandsignale vorgesehen werden, Die I- und Q-Proben oder FM-Signale werden als ein Eingang an den Heraufkonvertierer 26 geliefert, wo diese Basisbandsignale frequenzmäßig auf einen höheren Frequenzbereich konvertiert und als IF-Signale vorgesehen werden. Die IF-Signale werden dann an den IF-Verstärker 28 geliefert, wo sie bei einem Pegel verstärkt werden, der durch das AGC-Signal bestimmt wird, das durch die logische Einheit bzw. den Logikschaltkreis 24 geliefert wird.
Die verstärkten IF-Signale werden an den Heraufkonvertierer 30 geliefert, wo sie frequenzmäßg auf einen höheren Frequenzbereich konvertiert werden und als HF-Signale vorgesehen werden. Der Heraufkonvertierer 30 weist auch einen Verstärker auf, und er empfängt Signale aus der logischen Einheit 24 zum Steuern der Verstärkung der HF-Signale, die daraus ausgegeben werden. Die HF-Signale werden dann an den Duplexer 14 geliefert, welcher die Signale an die Antenne 12 zur Aussendung bzw. Übertragung koppelt.
Es sei bemerkt, daß die Anwendung desselben AGC-Signals, welches die Empfängerverstärkung zum IF-Verstärker 28 steuert, einen Vorteil für den Telefonbetrieb liefert. Die Nutzung des AGC-Signals durch den Sender erlaubt es der Senderverstärkung, die Empfängerverstärkung zu verfolgen bzw. der Empfängerverstärkung zu folgen. Z. B. wird, wenn die Signalstärke des empfangenden Signals ansteigt, weniger Sendesignalleistung gebraucht, um die Verbindung vom Telefon zur Basisstation aufrecht zu erhalten. Demgemäß wird, wenn der Empfänger-AGC-Schaltkreis eine Verringerung der Verstärkung für das empfangene Signal erzwingt, die Aussendeverstärkung entsprechend verringert.
Mit Bezug auf die Fig. 2A und 2B sind darin weitere Details der beispielhaften Ausführungsform des automatischen Verstärkungsregelschaltkreises der Fig. 1 gezeigt, wie er im Empfängerteil des Telefons 10 realisiert ist. Die Fig. 2A und insbesondere 2B zeigen den Verstärker 18, den Herabkonvertierer 20 und den Integrator 22 als Hauptelemente des Regelkreises.
In Fig. 2A weist der Integrator 22 einen Operationsverstärker (op amp) 100 mit einem Rückkopplungsnetzwerk auf, das so konfiguriert ist, daß der Operationsverstärker 100 als ein Integrator arbeitet. Insbesondere empfängt der Operationsverstärker 100 das RSSI-Bezugssignal über den Widerstand 102 an seinem Invertiereingang. Das RSSI-Ausgangssignal (detaillierter unten beschrieben) wird in den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 100 eingegeben, während der nicht invertierende Eingang ebenfalls mit der Erde über den Widerstand 104 gekoppelt ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 100 ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 100 über den Kondensator 104 gekoppelt. Der Integrator 22 er zeugt eine Ausgangsspannung, welche proportional zum Integral, d. h. dem Produkt aus Amplitude und Dauer, der Differenz zwischen RSSI- Bezugssignal und dem RSSI-Ausgangssignal ist. Das RSSI-Bezugssignal ist indikativ für eine Sollsignalstärke, während das RSSI-Ausgangssignal indikativ für die gemessene Signalstärke ist. Das Ausgangssignal aus dem Operationsverstärker 100 ist ein unkompensiertes AGC-Signal, das als ein Eingang an den IF-Verstärker 18 gekoppelt ist.
Der IF-Verstärker 18 weist einen Kompensationsschaltkreis 110, einen Verstärkerschaltkreis 130, ein Filter 160 und einen Verstärkerschaltkreis 170 auf. Der Kompensationsschaltkreis 110 empfängt das AGC-Signal und erzeugt ansprechend darauf ein Kompensationssignal, AGC SCALED, welches Nicht-Linearitäten in der Verstärkungssteuerung über den Dynamikbereich der Verstärkerschaltkreise 130 und 170 kompensiert. Das Kompensationssignal wird aus dem Kompensationsschaltkreis 110 an sowohl den Verstärkerschaltkreis 130 als auch 170 ausgegeben.
Der Verstärkerschaltkreis 130 empfängt und verstärkt ein Eingangs-IF-Signal bei einem Verstärkungspegel, der durch das AGC SCALED-Signal bestimmt wird. Das verstärkte IF-Signal wird dann an den Filter 160 ausgegeben, wo es bandpaßgefiltert wird, und an den Verstärkerschaltkreis 170 ausgegeben wird. Der Verstärkerschaltkreis 170 empfängt das verstärkte und gefilterte IF- Signal, wo es bei einem Verstärkungspegel verstärkt wird, der durch das Kompensationssignal bestimmt wird. Das verstärkte IF-Signal wird dann aus dem Verstärkerschaltkreis 170 zur weiteren Verarbeitung ausgegeben.
Der Kompensationsschaltkreis 110 weist einen Operationsverstärker (op amp) 112 auf, der einen invertierenden Eingang gekoppelt hat, um das AGC- Signal über den Eingangswiderstand 114 zu empfangen. Der Invertierungseingang ist ebenfalls an den Ausgang des Operationsverstärkers 112 über einen nicht linearen Rückkopplungsschaltkreis gekoppelt, der einen reihengekoppelten Widerstand 116 und eine Diode 118 aufweist, welche parallel mit dem veränderlichen Widerstand 120 gekoppelt ist. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 112 wird mit einer Bezugs- oder Vorspannungsspannung über der Diode 122 versehen, die über den Widerstand 124 von der Versorgungsspannung -VCC geliefert wird. Die Widerstände 114, 116 und 124 haben typischerweise denselben Widerstandswert z. B. 10 KΩ, während der variable Widerstand 120 in der Lage ist, einen viel größeren Widerstandswert vorzusehen bzw. zu liefern, z. B. 50 KΩ.
Im Betrieb des Kompensationsschaltkreises 110, wenn die AGC SCALED- Signalspannung unterhalb der Vorspannungsspannung ist, die am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 112 erscheint bzw. anliegt, bestimmt die parallele Widerstandskombination aus dem Widerstand 116 und dem variablen Widerstand 120 zusammen mit dem Eingangswiderstand 114 ((R116 R120)/R114) eine mit einer ersten Neigung versehene Verstärkungskurve für den Betrieb des Operationsverstärkers 112. Wenn die AGC SCALED-Signalspannung oberhalb der Vorspannungsspannung ist, so bestimmt der Wert des variablen Widerstands 120 zusammen mit dem Eingangswiderstand 114 (R120/R114) eine zweite unterschiedliche Verstärkungskurve für den Betrieb des Operationsverstärkers 112. Weiterhin sind die Dioden 118 und 124 vorzugsweise vom selben Typ, so daß Temperaturveränderungen, die Diode 118 und somit die Rückkopplung beeinflussen, die Diode 124 und die Vorspannungsspannung auf ähnliche Weise beeinflussen. Alternativ dazu kann die Diode 124 durch ein temperaturempfindliches Element wie zum Beispiel einem Thermistor ersetzt werden. Es sei bemerkt, daß die Vorspannungsspannung, die am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 112 erscheint bzw. anliegt, bei mehreren verschiedenen Pegeln und durch mehrere unterschiedliche Arten, die in der Technik bekannt sind, etabliert bzw. festgesetzt sein kann.
Das Kompensationssignal, das durch den Kompensationsschaltkreis 110 erzeugt wird, wird aus dem Operationsverstärker 112 an beide Verstärkungsschaltkreise 130 und 170 ausgegeben. Der Verstärkerschaltkreis 130 weist typischerweise einen dualen Gate-FET-Verstärker 132 auf, welcher ein Gate (G&sub1;) über den Widerstand 134 an den Ausgang des Operationsverstärkers 112 gekoppelt hat, wobei dieses über den Kondensator 136 geerdet ist. Das andere Gate (G2) des FET 132 empfängt das Eingangs-IF-SIgnal über den veränderlichen Kondensator 138, und es ist über die Parallelkombination aus Widerstand 140, variablem Kondensator 142 und der Induktivitätsspule 144 geerdet. Die Source (Quelle) (S) des FET 132 ist ebenfalls über die Parallelkombination aus Widerstand 146 und Kondensator 148 geerdet. Der Drain (D) des FET 132 ist mit der Versorgungsspannung +VCC über die Parallelkombination aus Widerstand 120 und Induktivitätsspule 152 gekoppelt, während er ebenfalls über den variablen Kondensator 154 geerdet ist. Der Drain (D) des FET 132 ist mit dem Eingang des Filters 160 gekoppelt, welcher in der bevorzugten Ausführungsform ein Oberflächenakustikwellen-(SAW)- Bandpaßfilter ist. Der SAW-Filter 160 hat typischerweise eine Mittenfrequenz bei 70 MHz und eine Bandbreite von 1,25 MHz.
Die Spannung am Gate (G&sub1;), wie sie durch den Ausgang des Operationsverstärkers 112 bestimmt ist, steuert den Verstärkungspegel des FET 132. Das Eingangs-IF-Signal wird bei dem bestimmten Verstärkungspegel durch FET 132 verstärkt, wobei die Ausgangsspannung über dem Eingangsumwandler (nicht gezeigt) des SAW-Filters 160 anliegt. Die Parallelkombination aus Widerstand 150 und Induktivitätsspule 152 hat Werte, die so gewählt sind, daß die Impedanz dieses Schaltkreises in Kombination mit der Ausgangsimpedanz FET 132, die am Drain (D) erscheint bzw. vorhanden ist, die Quellenimpedanz liefert, die durch den SAW-Filter 116 "gesehen" wird.
Es kann gezeigt werden, daß durch Verwendung einfacher abgestimmter Anpassungsnetzwerke der Gesamteinführungsverlust (IL) des vollständigen bzw. kompletten SAW-Filters ungefähr
ist, wobei:
Ga der Realteil des akustischen Scheinleitwerkes ist; und
Gs der Realteil der Source- (Quellen)- und Lastscheinwerte ist.
Es kann auch gezeigt werden, daß das dreifache Durchgangsansprechen (TTR) des vollständigen Filters definiert wird durch:
Durch Verwendung der Beziehung, die in den Gleichungen (1) und (2) dargelegt sind, kann man berechnen, daß für ein Dreifachdurchgangsansprechen von 30 dB relativ zum Hauptsignal ein Einführungsverlust von 12 dB erreicht werden kann.
Der Verstärkungsschaltkreis 170 ist auf eine Weise ähnlich zu der des Verstärkungsschaltkreises 130 konstruiert. Der Verstärkungsschaltkreis 170 weist einen Dualgate FET-Verstärker 172, vorzugsweise derselbe wie FET 132, auf, welcher ein Gate (G&sub1;) über den Widerstand 174 an den Ausgang des Operationsverstärkers 112 gekoppelt hat, und welches über den Kondensator 176 geerdet ist. Das andere Gate (G&sub2;) des FET 172 ist an den Ausgang des SAW-Filters 160 zum Empfangen des gefilterten und verstärkten IF-Signals, das daraus ausgegeben wird, gekoppelt, und es ist über die Parallelkombination aus dem Widerstand 180, dem variablen Kondensator 182 und der Induktivität 184 geerdet. Die Source (Quelle) (S) des FET 172 ist ebenfalls über die Parallelkombination aus Widerstand 186 und Kondensator 188 geerdet. Der Drain (D) des FET 172 ist an die Versorgungsspannung +VCC über die Parallelkombination aus Widerstand 190 und Induktivitätsspule 192 gekoppelt, während er ebenfalls über den variablen Kondensator 194 geerdet ist. Der Ausgang des FET 172 über den variablen Kondensator 196 ist ebenfalls an den Drain (D) des FET 172 gekoppelt.
Die Spannung am Gate (G&sub1;) wie durch den Ausgang des Operationsverstärkers 112 bestimmt, steuert wiederum den Verstärkungspegel des FET 172. Der IF-Signalausgang aus dem SAW-Filter 160 wird beim bestimmten Verstärkungspegel durch FET 172 verstärkt, wobei die Ausgangsspannung am Ausgang des variablen Kondensators 196 erscheint bzw. angelegt ist. Die Parallelkombination aus Widerstand 180 und Induktivitätsspule 182 hat Werte, die so ausgewählt sind, daß in Kombination mit der Eingangsimpedanz des FET 172, die am Gate (G&sub2;) vorhanden ist, die Impedanz dieses Schaltkreise die richtige bzw. geeignete Last für die Ausgangsimpedanz des SAW-Filters 160 liefert.
Die IF-Signalausgabe bzw. Ausgangsgröße aus dem Verstärker 170 wird als ein Eingang an den Herabkonvertierer 20 geliefert. In Fig. 2B sind Teile des Herabkonvertierers 20 detaillierter gezeigt. Das EF-Signal wird als ein Eingang an das Mischungs-FM-IF-System (Mixer FM IF System) 200 über ein ausgeglichenes Eingangsnetzwerk geliefert, das die Kondensatoren 202, 204 und 206 und die variable Induktivitiätsspule 208 aufweist, Das System 20 in der bevorzugten Ausführungsform ist ein Hochleistungs-Monolothisches FM IF System mit niedriger Leistung, welches folgendes aufweist: einen Mischer/Oszillator, zwei begrenzende IF-Verstärker, einen Quadraturdetektor, einen dämpfenden logarithmischen Empfangssignalstärkeanzeiger (received signal strength indicator RSSI) und einen Spannungsregler. Solch eine Einrichtung wird durch Signetics Corporation in Sunnyvale, Kalifornien unter der Teilnummer NE/SA 605 verkauft.
Die Eingangs-IF wird über das ausgeglichene Eingangsnetzwerk an die zwei Eingangsanschlüsse des Mischers 210 geliefert. Ein dritter Eingangsanschluß empfängt ein IF-Bezugssignal mit niedrigerer Frequenz, das durch den Oszillator 212 über den Treiber 214 geliefert wird. Der Mischer 210 mischt das IF-Signal mit dem IF-Bezugssignal, um ein IF-Signal mit niedrigerer Frequenz vorzusehen, welches daraus an Filter 216 ausgegeben wird. Der Filter 216 ist ein Bandpaßfilter, typischerweise ein Kristallfilter, welcher Frequenzen außerhalb des Bandes aus dem IF-Signal entfernt. Das gefilterte IF-Signal wird aus dem Filter 216 an den Eigang des IF-Verstärkers 218 ausgegeben.
Der Verstärker 218 besitzt Entkopplungsnetzwerk, das Kondensatoren 220 und 222 aufweist, die daran zur geeigneten IF-Entkopplung gekoppelt sind. Der Verstärker 218 verstärkt das IF-Signal und liefert das verstärkte IF- Signal als eine Ausgangsgröße über den Widerstand 224 an das Filter 226. Das Filter 226 ist wiederum ein Bandpaßfilter, und zwar ebenfalls typischerweise ein Kristallfilter, welches Frequenzen außerhalb des Bandes aus dem IF-Signal entfernt. Das gefilterte IF-Signal wird aus dem Filter 226 an einen Eingang des IF-Verstärkers 228 ausgegeben.
Das gefilterte IF-Signal, das aus dem Filter 226 ausgegeben wird, wird ebenfalls als ein Ausgang an die digitale Signalverarbeitungshardware (nicht gezeigt) geliefert, und zwar zur Demodulierung und Korrelation von I und Q- Proben (samples) der kodierten digitalen Daten, aus denen das IF-Signal zusammengesetzt ist, wenn die empfangenen Signale CDMA-Signale sind. Es sei weiterhin bemerkt, daß das Signal, das aus dem Filter ausgegeben wird, weiterhin mit einem Signal geringerer Frequenz gemischt und gefiltert werden kann (durch Komponenten des Herabkonvertierers 20 die nicht gezeigt sind), um das Nutzerbasisbandsignal zur digitalen Verarbeitung zu liefern.
Der Verstärker 218 liefert auch einen Ausgang des verstärkten IF-Signals an einen logarithmischen Empfangssignalstärkeindikator RSSI 228, welcher die Leistung des IF-Signals über einen Bereich von 90dB genau mißt. RSSI 228 liefert einen Ausgang eines linearen Signals, RSSI OUT, das Indikativ bzw. anzeigend für die gemessene logarithmische Signalleistung ist. Der Ausgang des RSSI 228 ist an den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 100 des Integrators 22 gekoppelt, während er ebenfalls über den Parallelwiderstand 230 und den Kondensator 232 geerdet ist. Das RSSI OUT-Signal wird somit als ein Ausgang zum Integrator 2 geliefert, wo das AGC-Signal erzeugt wird, wie oben diskutiert.
Wenn das Telefon 10 im FM-Betriebsmodus ist, und zwar für Dualmodustelefone, so wird der Signalausgang aus dem Filter 226 weiterhin als ein FM- Signal und nicht als ein Digitalsignal verarbeitet. Der Signalausgang aus dem Filter 226 wird auch an einen Eingang des IF-Verstärkers 234 gekoppelt. Die Filter 216 und 226 müssen breite Durchlaßbandfilter zum Eliminieren von Frequenzen außerhalb des Bandes im CDMA-Betriebsmodus sein. Zusätzliches Filtern ist jedoch erforderlich, wenn das Telefon 20 im FM- Betriebsmodus ist. Somit müssen zusätzliche Filter (nicht gezeigt) zur Filterungsanordnung hinzugefügt werden, wobei diese Filter ein enges Durchlaßband haben, das auf den designierten HF-Kanal abgestimmt wird, auf den das Telefon 10 für FM-Verbindungen zugewiesen ist. Es sei bemerkt, daß die zusätzlichen Filter aus einer Reihe von engen Durchlaßbandfiltern ausgewählt würden, und zwar ansprechend auf ein Filterauswahlsignal entsprechend dem genutzten FM-Kanal. Diese zusätzlichen Filter können in den Schaltkreis eingeschaltet werden, um eine Filterung zusätzlich zu jener der Filter 216 und 226 zu liefern, oder die Filter 216 und 226 können aus dem Schaltkreis mit den geeignet gewählten zusätzlichen Filtern aus der Reihe von Filtern, die die notwendige Filterung liefern, herausgeschaltet werden.
Der Verstärker 234 weist auch ein Entkopplungsnetzwerk auf, das die Kondensatoren 236 und 238 aufweist, die daran zur geeigneten IF-Entkopplung gekoppelt sind. Der Verstärker 234 verstärkt das IF-Signal und liefert das IF- Signal als ein Ausgangssignal an den Quadraturdetektor 240. Der andere Ausgang des Verstärkers 234 ist an den Quadraturdetektor 240 gekoppelt und ebenfalls an ein abgestimmtes Quadraturnetzwerk wechselstrommäßig gekoppelt (AC-coupled), das die Kondensatoren 242, 244, 246 und die Induktivitätsspule 248 aufweist. Der Ausgang des Quadraturdetektors 240 ist über den parallel gekoppelten Widerstand 250 und den Kondensator 250 als das Audiosignal, UNMUTED AUDIO, gekoppelt.
Der Quadraturdetektor 240 liefert auch einen Ausgang an den Dämpfungsschalter 254. Der Dämpfungsschalter 254 hat auch einen Eingang zum empfangen eines Steuersignals, MUTE IN, welcher steuert, bzw. kontrolliert, ob der Audioausgang daraus gedämpft oder ungedämpft ist. Der Ausgang des Dämpfungsschalters (Mute switch) 254 ist über dem parallel gekoppelten Widerstand 256 und Kondensator 258 als ein Audiosignal, MUTED AUDIO, gekoppelt.
Es kann aus den Fig. 2A und 2B entnommen werden, daß eine analoge Schaltung verwendet werden kann, um eine automatische Verstärkungsregelkreissteuerung zur Verarbeitung sowohl von analogen (FM) und digitalen (CDMA) Signalen vorzusehen. Solch eine Schaltkreisrealisierung eliminiert die Notwendigkeit, sowohl eine analoge als auch digitale Schaltung in einer Dualmode-Signalverarbeitungsumgebung zu haben. Weiterhin bietet die Nutzung analoger Verfahren in der Verstärkungssteuerung digitaler Signale eine schnellere Verstärkungssteuerung als herkömmliche Verfahren.
Der Schaltkreis der vorliegenden Erfindung bietet eine Realisierung eines automatischen Verstärkungsregelschaltkreises mit niedrigen Kosten und niedriger Leistung für verschiedene Radiokonstruktionen. Mit einer genauen Messung der Signalstärke und linearen Steuerung bzw. Kontrolle über der Verstärkung über eine relativ große Bandbreite, typischerweise oberhalb von 80dB, ist der Schaltkreis besonders geeignet bzw. anwendbar auf die CDMA zellulare Umgebung, wo eine Verstärkungssteuerung ein kritisches Element im CDMA-Telefon ist. Die Vorteil der vorliegenden Erfindung überwinden viele der Nachteile anderer Verfahren zur Verstärkungssteuerung, und zwar insbesondere jene, denen in der zellularen Telefonumgebung begegnet wird.
Die vorangegangene Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen, um einem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegenden Erfindung herzustellen oder zu nutzen. Verschiedene Modifikationen dieser Ausführungsformen sind dem Fachmann ersichtlich, und die hierin definierten allgemeinen Prinzipien können auf andere Ausführungsformen angewendet werden.

Claims

1. Automatischer Verstärkungsregelschaltkreis (AGC = automatic gain control) der folgendes aufweist:

Verstärkermittel (18) zum Empfang eines Eingangssignals welches Veränderungen der Signalleistung unterworfen ist, zum Empfang eines Verstärkungssteuersignals, zur Erzeugung aus dem Verstärkungssteuersignal eines kompensierten Verstärkungssteuersignals gemäß einer eine erste Neigung aufweisenden Verstärkungskurve, wenn das kompensierte Verstärkungssteuersignal unterhalb einer Bezugsspannung liegt und gemäß einer eine zweite Neigung aufweisenden Verstärkungskurve wenn das kompensierte Verstärkungssteuersignal oberhalb der Bezugsspannung liegt, und zum Verstärken des Eingangssignals mit einem Verstärkungspegel der bestimmt ist durch das erwähnte kompensierte Verstärkungssteuersignal und Vorsehen eines entsprechenden Ausgangssignals;

Meßmittel gekoppelt mit den Verstärkermitteln (18) zur Messung der logarithmischen Signalleistung des verstärkten Eingangssignals und zum Liefern eines entsprechenden linearen Meßsignals; und

Integrationsmittel (22) zum Empfang des Meßsignals, zum Empfang eines Bezugssignals welches einer Sollsignalleistung des Ausgangssignals entspricht, zum Integrieren einer Differenz zwischen dem Meßsignal und dem Bezugssignal bezüglich der Zeit und zum Vorsehen eines einem Integrationsergebnis entsprechenden Verstärkungssteuersignals.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Verstärkermittel folgendes aufweisen:

Kompensationsmittel zur Erzeugung des kompensierten Verstärkungssteuersignals;

Eingangsverstärkungsmittel zum Empfang des erwähnten Eingangssignals und des erwähnten kompensierten Verstärkungssteuersignals, zum Verstärken des Eingangssignals mit einem Eingangsverstärkungspegel bestimmt durch das kompensierte Verstärkungssteuersignal und Vorsehen eines Eingangsverstärkungsmittel-Ausgangssignals;

Filtermittel zum Empfang und Filtern des Eingangsverstärkungsmittel- Ausgangssignals; und

Ausgangsverstärkungsmittel zum Empfang des gefilterten Eingangsverstärkungsmittel-Ausgangssignals und des kompensierten Verstärkungsteuersignals, zum Verstärken des gefilterten Eingangsverstärkungsmittel- Ausgangssignals, mit einem Ausgangsverstärkungspegel bestimmt durch das kompensierte Verstärkungssteuersignal und Lieferung eines entsprechenden Ausgangsverstärkungsmittel-Ausgangssignals.

3. Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Meßmittel eine Anzeigeschaltung (228) für die empfangene Signalstärke aufweisen.

4. Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Integrationsmittel (22) folgendes aufweisen:

einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang der in der Lage ist das Meßsignal zu empfangen und mit einem invertierenden Eingang, der in der Lage ist, das Bezugssignal zu empfangen, und mit einem Ausgang; und

ein kapazitives Rückkoppelnetzwerk gekoppelt zwischen dem Operationsverstärkerausgang und dem invertierenden Eingang.

5. Automatischer Verstärkungsregelschaltkreis (AGC = automatic gain control), wobei folgendes vorgesehen ist:

ein erster Verstärker (130) mit einem Signaleingang, einem Verstärkungssteuereingang und einem Ausgang, wobei der erste Verstärkersignaleingang ein Eingangssignal empfangen kann;

ein Filter (160) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Filtereingang mit dem ersten Verstärkerausgang gekoppelt ist;

einen zweiten Verstärker mit einem Signaleingang, einem Verstärkungssteuereingang und einem Ausgang, wobei der zweite Verstärkersignaleingang mit dem Filterausgang gekoppelt ist;

eine Anzeigevorrichtung (228) für die Stärke eines empfangenen Signals mit einem Eingang gekoppelt mit dem zweiten Verstärkerausgang und ferner mit einem Ausgang;

einen Integrator (22) mit einem Paar von Eingängen und einem Ausgang, wobei einer der erwähnten Integratoreingänge in der Lage ist, ein Bezugssignal zu empfangen und der andere der Integratoreingänge mit dem Ausgang der Anzeigevorrichtung für die Empfangssignalstärke gekoppelt ist; und

eine Kompensationsschaltung (110) mit einem mit dem Integratorausgang gekoppelten Eingang und mit einem Ausgang gekoppelt mit den ersten und zweiten Verstärkungssteuereingängen,

wobei die ersten und zweiten Verstärker mit variabler Verstärkung sind und eine Verstärkung besitzen, die durch ein kompensiertes Verstärkungssteuersignal bestimmt wird, welches durch die erwähnte Kompensationsschaltung an den ersten und zweiten Verstärker- Verstärkungssteuereingängen geliefert wird, wobei dann, wenn das erwähnte kompensierte Verstärkungssteuersignal unterhalb einer Bezugsspannung ist eine erste Neigung der Verstärkungskurve für die erwähnte Kompensation zur Schaltung eingestellt wird, und wobei dann, wenn das kompensierte Verstärkungssteuersignal oberhalb einer Bezugsspannung liegt eine eine zweite Neigung aufweisende Verstärkungskurve für die erwähnte Kompensationsschaltung eingestellt wird.

6. Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Kompensationsschaltung folgendes aufweist:

einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang der in der Lage ist eine Bezugsspannung zu empfangen mit einem invertierenden Eingang, der in der Lage ist, ein nichtkompensiertes Verstärkungssteuersiganl zu empfangen vorgesehen durch den Integrator, und mit einem Ausgang; und

ein nicht-lineares Rückkoppelnetzwerk gekoppelt zwischen dem Operationsverstärkerausgang und dem erwähnten invertierenden Eingang.

7. Schaltung nach Anspruch 5, wobei der Integrator folgendes aufweist:

einen Operationsverstärker mit einem nicht-invertierenden Eingang der in der Lage ist ein Meßsignal zu empfangen, und zwar vorgesehen durch die Anzeigevorrichtung für die empfangene Signalstärke, und mit einem nicht- invertierenden Eingang, der in der Lage ist, das Bezugssignal zu empfangen, und ferner mit einem Ausgang; und

wobei ein kapazitives Rückkoppelnetzwerk gekoppelt zwischen dem Operationsverstärkerausgang und dem invertierenden Eingang vorgesehen ist.

8. Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Anzeigevorrichtung für die empfangene Signalstärke Meßmittel aufweist, um ein Eingangssignal von dem zweiten Verstärker zu empfangen um die logarithmische Leistung des Eingangssignals zu messen und um ein entsprechendes lineares nichtkompensiertes Verstärkungsteuersignal zu liefern.

9. Schaltung nach Anspruch 8, wobei die Anzeigevorrichtung für die empfangene Signalstärke folgendes aufweist:

Frequenzumwandlermittel zum Übertragen der Frequenz des Eingangssignals auf eine niedrigere Frequenz;

Filtermittel zum Filtern der unerwünschten Frequenzkomponenten aus dem Eingangssignal; und

Verstärkermittel zur Verstärkung des Eingangssignals mit einer vorbestimmten Verstärkung.

10. Verfahren zum Liefern einer Verstärkungsregelung (automatische Verstärkungssteuerung mit geschlossener Schleife) über einen hohen dynamischen Bereich hinweg, wobei die folgenden Schritte vorgesehen sind:

Verstärken eines Eingangssignals mit einer Verstärkung bestimmt durch ein eine kompensierte Verstärkung aufweisendes Steuersignal (AGC- skaliert; AGC = automatic gain control = automatische Verstärkungssteuerung);

Vorsehen eines Ausgangssignals entsprechend dem verstärkten Eingangssignal;

Messen der logarithmischen Signalleistung des Ausgangssignals;

Liefern eines Meßsignals entsprechend der gemessenen Signalleistung des Ausgangssignals;

Integrieren einer Differenz zwischen dem Meßsignal und einem Bezugssignal bezüglich der Zeit;

Vorsehen eines Verstärkungssteuersignals (AGC) entsprechend einem Ergebnis der Integration des Meßsignals und der Bezugssignaldifferenz, und

Kompensieren des Verstärkungssteuersignals zur Erzeugung des kompensierten Verstärkungssteuersignals gemäß vorbestimmter Kompensationscharakteristika, gemäß welchen eine eine erste Neigung besitzende Verstärkungskurve für die erwähnte Kompensation dann eingestellt wird, wenn das kompensierte Verstärkungssteuersignal unterhalb einer Bezugsspannung liegt, und daß eine eine zweite Neigung besitzende Verstärkungskurve für die erwähnte Kompensation dann eingestellt wird, wenn das kompensierte Verstärkungssteuersignal oberhalb einer Bezugsspannung liegt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Verstärkens des Eingangssignals die folgenden Schritte aufweist:

Empfangen des Eingangssignals;

Empfangen des kompensierten Verstärkungssteuersignals;

Verstärkung des Eingangssignals mit einem ersten Verstärkungspegel bestimmt durch das kompensierte Verstärkungssteuersignal;

Vorsehen eines ersten verstärkten Signals entsprechend des mit dem ersten Verstärkungspegel verstärkten Eingangssignals;

Filtern des ersten verstärkten Signals; und

Verstärkung des gefilterten ersten verstärkten Signals mit einem zweiten Verstärkungspegel bestimmt durch das erwähnte kompensierte Verstärkungssteuersignal um so das Ausgangssignal zu erzeugen.

12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Filterns das Bandpaßfiltern des ersten verstärkten Signals aufweist.