JP3280022B2 - 高ダイナミックレンジ閉回路自動利得制御回路及び方法 - Google Patents

高ダイナミックレンジ閉回路自動利得制御回路及び方法

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の分野 本発明は自動利得制御回路に関する。もっと具体的に
いうと、本発明は新規かつ改良され特に高いダイナミッ
クレンジにわたって線形利得制御を有する閉回路自動利
得制御回路に関する。
関連技術の説明 自動利得制御（AGC）回路は信号を処理するのに適用
される利得を制御するために受信器に広く使われてい
る。アナログとディジタルの受信機のAGC回路は異なる
方法を用いて実施されている。ディジダル受信機ではデ
ィジタル方法が適用されている一方で、アナログ受信機
ではアナログ方法が一般に適用されている。
例えばナローバンドFMセルラー電話に用いられるアナ
ログ受信機では、受信された信号電力は概して単に信号
のクリッピングによって制限されるに過ぎない。しかし
ながら、例えばアナログ信号処理方法はディジタルデー
タによって変調された信号のクリッピングはデータの崩
れという結果となるので、ディジタル受信機では適用で
きない。
典型的にディジタル受信機では、信号電力のレベルが
復調され、ディジタル化され、そして測定される。その
測定値は、設定値と発生したエラー値と典型的に比較さ
れ、すべての値ははディジタル形式となる。そして、エ
ラー値は信号強度が希望の信号電力に一致するように調
節するように増幅器の利得を制御するのに用いられる。
しかしながら、ディジタルAGC方法は、実際にパワー
を制御する際に含まれるエラー値の飽和により、制御に
おいて比較的遅い。したがって、ディジタル方法は、信
号強度が急速に変化する環境、特に高ダイナミックレン
ジにおいて、正確な力の制御を供給しない場合の不利を
有する。
このため、本発明の目的は急速で高いダイナミックレ
ンジ信号電力制御のための新規かつ改良されたAGC回路
を提供することにある。
さらに、本発明の別の目的は、受信信号の電力を一定
に保つためにワイドバンドとナローバンドの両方の信号
に対して利得制御の提供が可能なAGC回路を提供するこ
とにある。
また、本発明のさらに別の目的は、発信器のパワーの
制御にも用いることのできる制御信号を提供が可能なAG
C回路を提供することにある。
発明の概要 本発明は、受信されたRF信号の信号電力を測定し制御
する低コストのアナログ回路に利用する新規かつ改良さ
れた閉回路自動利得制御回路である。対象となる信号が
ワイドバンド信号、例えばディジタル情報を含むCDMA信
号、またはナローバンド信号、例えばアナログ情報を含
むFM信号のどちらかである場合において、本発明の回路
は必要な利得制御の提供が可能である。
高ダイナミックレンジ能力を有する閉回路自動利得制
御（AGC）回路である本発明が開示された。AGC回路は信
号電力が変動しやすい入力信号の受信のための増幅手段
から構成されている。増幅手段もまた制御信号を受信
し、制御信号の線形関数としてのdBによる利得レベルに
おける入力信号の増幅及び対応する出力信号の供給のた
めの制御信号に敏感に対応する。測定手段は入力信号の
対数信号電力を測定しdBにおける入力信号電力の変動に
反応する対応する線形測定信号を供給する増幅手段に接
続されている。積分手段は測定信号と出力信号の希望信
号電力に対応する基準信号との受信を含む。前記積分手
段は測定信号と基準信号の間の差を時間積分し、積分の
結果に応答する制御信号を発生する。
図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、利点は、参照番号に対応した図
面に沿って、以下に明らかにされる詳細な説明によって
より明白になるだろう。
図１は本発明の閉ループ自動利得制御回路の要素の模
範的な適用例におけるブロックダイア図を示しており、
図2Aと図2Bは図１の閉ループ自動利得制御回路の模範的
な実施例を図式的に示したものである。
本発明の説明 例えば、符号分割多重アクセス（CDMA）の自動車セル
ラー電話に用いられたディジタル受信器では、受信信号
の適切な処理のために受信信号のパワーを制限すること
が必要である。セルラー環境ではディジタル受信器は信
号電力において急速、かつ広い変動を経験した信号を受
信するだろう。受信信号に含まれるディジタルデータを
正確に処理するために信号電力は制限されるべきであ
る。したがって、ディジタル受信器のためのこのような
環境における受信された信号電力を制限可能な閉回路自
動利得制御回路は開示された。
図１は本発明の閉ループ自動利得制御回路の要素の模
範的なアプリケーションにおけるブロック図を示してい
る。図１では、閉回路自動利得制御回路がCDMA自動車セ
ルラー電話10において実施されている。電話10はもっぱ
らCDMA互換器又はデュアルモードすなわちCDMAと通常の
FMの互換器であることを図っている。本発明の閉回路自
動利得制御回路はワイドバンドCDMA信号とナローバンド
FM信号との両方のパワー制限の供給が可能である。ワイ
ドバンドとナローバンド両方の信号を操作するこのよう
な回路の互換性は受信器のコストと部品と電力の節約を
提供する。
電話10は自動車電話10による受信と処理のために意図
された基地局から発信されたCDMAまたはFMの通信信号を
含む発信されたRF信号を受信するためのアンテナ12を含
んでいる。アンテナ12は受信された信号と電話10の受信
部へ受信された信号を供給する送受切換器14とを接続す
る。送受切換器14もまた基地局への発信のためのアンテ
ナ12の接続のための電話10の発信部からのCDMA又はFMの
通信信号を受信する。
受信された信号は送受切換器14からRF信号がより低い
周波数領域に変換され、対応するIF信号として供給され
るダウンコンバータ16に出力される。ダウンコンバータ
16からのIF信号は自動利得制御されたIF増幅器18に供給
される。増幅器18にも供給されたAGC信号によって決め
られた利得レベルに増幅される。増幅器18はAGC信号に
応答して高ダイナミックレンジにわたるdBにおける利得
の線形制御、例えば80dBを越えるような線形制御を提供
する。増幅器18は1990年10月15日に同時係属中のNo.07/
598,845の「線形利得制御増幅器」という名称で本発明
の譲受人に譲渡された米国特許出願の設計であることが
好ましい。
利得が制御されたIF信号は増幅器18から第２の周波数
ダウンコンバータ、ダウンコンバータ20に出力され、そ
してIF信号がより低い周波数領域に変換され、対応する
ユーザのベースバンド信号にとして供給される。図１の
本実施例において、CDMAモードの操作によるベースバン
ド信号はコード化され、からなる復調と相関のために出
力されるディジタルデータＩのとＱのサンプルである。
デュアルモードの受信器において、ダウンコンバータ20
もまた周波数をオーディオ信号出力を供給するようにFM
信号を周波数逓減変換し、復調する。
ダウンコンバータ20もまた電話10によって受信された
信号の強度を測定可能で、対応する受信信号強度表示
（RSSI）信号を発生する。RSSI信号はRSSI基準信号とと
もに積分器22に与えられる。RSSI基準信号は制御器（不
図示）によって発生され、増幅器18から出力されたIF信
号のための希望信号強度レベルに応答する。積分器22は
利得制御のための増幅器18に入力されたAGC信号を発生
する。
タウンコンバータ20は、ディジタル受信器において典
型的に用いられる利得制御方法とは異なり、キャリア信
号に印加されたディジタル信号のためのアナログ利得制
御方法の使用を可能とする。特に、ダウンコンバータ20
は受信信号におけるRFパワーをアナログ測定し、相当す
るRSSI信号を与える。RSSI信号は測定された対数パワー
に関して線形に変化する信号である。このアナログパワ
ー測定はディジタル信号処理のために出力された信号を
一定パワーレベルに維持するように受信ワイドバンド信
号のパワーの制御を与えるのに用いられている。同様に
受信された信号がナローバンド信号のときも、パワーは
一定に維持される。
積分器22はRSSI基準信号とともにダウンコンバータ20
からRSSI信号を受信する。正確なパワー制御の供給のた
めにはRSSI信号（測定されたパワーレベルの表示する）
とRSSI基準信号（希望パワーレベルを表示する）との間
のエラーの除去が必要である。積分器22はエラーをゼロ
にするAGCループにおいてこの機能を与えるために用い
られている。例えば、もし信号の利得がより高いとき
は、RSSI信号はRSSI基準信号と比較して高くなる。ま
た、積分器22への２つの入力信号が一致するまで積分器
出力信号は増加し続け、その結果増幅器18の利得が減少
する。
RSSI測定は受信信号の処理における様々な点において
作られることができることが理解されるだろう。IF周波
数について、ダウンコンバータ20によって作られた測定
を示した図１にかかわらず、測定はダウンコンバータ16
又はRF又はIF周波数のどちらかの信号処理における任意
の点において可能である。
ワイドバンド信号電力制御におけるアナログ方法の使
用はデュアルモード電話で要求されたハードウエアにお
ける減少を与える。前述したように、ワイドバンドとナ
ローバンドのデュアルモード電話においては、CDMA信号
とFM信号のために信号電力が与えられなくてはならな
い。ワイドバンドとナローバンドの両方の信号のための
アナログパワー制御の使用において、同パワー制御回路
は両方のモードの操作に用いられることができる。
アナログパワー制御方法は信号電力の変動に対して一
般的なディジタルパワー制御方法より敏速な応答ができ
る。ディジタルデータを保持するワイドバンド信号の信
号電力の制御のアナログパワー制御方法の使用におい
て、信号電力は一般的なディジタルパワー制御方法の使
用よりもより敏速な速度で制御できる。本発明のAGCル
ープの模範的な実施例は100dBの範囲を越える迅速な制
御を達成するようにダイナミックエラーを制限しない。
さらにこの実施例では、線形制御素子と測定回路（電
圧対dBmに関て線形）が用いられ、ループ帯域幅は信号
電力から独立している。ループ帯域幅はループ内の各素
子の利得が信号変動の広い領域において一定であるため
に一定に保たれる。
電話10の発信部に関しても、発信電力は制御されてい
る。AGC信号は発信電力の瞬時の制御の供給にも用いら
れている。AGC信号は制御器からの様々な他の制御信号
にとともに発信部に与えられている。発信電力の制御も
行なうAGC信号の活用において、発信器利得が発信器利
得が受信器受信器利得を追跡するように受信器利得に関
して調節される。
電話10から基地局へのCDMA通信信号の伝達において、
ユーザベースバンド信号、典型的には単一モード電話に
おいてコード化されたディジタルデータＩとＱのサンプ
ル信号電話10の発信部に供給される。デュアルモード電
話においては、ユーザベースバンド信号としてＩとＱの
サンプル信号又はFM信号はが与えられる。ＩとＱのサン
プル信号又はFM信号アップコンバータ26に入力され、こ
れらのベースバンド信号がより高い周波数範囲に周波数
において変換され、IF信号として与えられる。そして、
IF信号はロジック24を通して供給されたAGC信号によっ
て決定されたレベルにおいて増幅するIF増幅器28へ供給
される。
増幅されたIF信号はこれらがより高い周波数範囲に周
波数において変換され、RF信号として与えられるアップ
コンバータ30に与えられる。アップコンバータ30もまた
増幅器を含み、RF信号の出力の利得の制御のためのロジ
ック24からの信号を受ける。そして、RF信号は伝達のた
めのアンテナ12に信号を接続する送受切換器14へ与えら
れる。
受信器利得を制御する同じAGC信号のIF増幅器28へ適
用電話操作に対しての利点を与えることを指摘したい。
発信器によるAGC信号の利用は受信器利得を追跡する発
信器利得を許容する。例えば、受信された信号が信号強
度において増加するにつれて、電話から基地局までの通
信を維持するのに必要な伝達信号電力は少なくなる。し
たがって、受信器AGC回路が受信信号の利得を減少させ
るに伴い、送信利得は対応して減少する。
一方、図2Aと図2Bはさらに詳細な電話10の受信部にお
いて実施された図１の閉ループ自動利得制御回路の模範
的な実施例が図示されている。特に図2Aと図2Bは閉ルー
プの主要な要素としての増幅器18、ダウンコンバータ2
0、積分器22が図示されている。
図2Aにおいて、積分器22は演算増幅器（以下、オペア
ンプと称する）100とから構成され、オペアンプ100が積
分器として機能するように形成されたフィードバックネ
ットワークを有する。特にオペアンプ100は反転した入
力において抵抗102を通してRSSI基準信号を受信する。R
SSI出力信号（後述する）は、反転されない入力抵抗104
を通してアースに接続される一方で、オペンアンプ100
の反転されない入力に入力される。オペアンプ100の出
力はコンデンサ106を通してオペアンプの反転入力に接
続されている。積分器22はRSSI基準信号とRSSI出力信号
との間の積分値、すなわち振幅と継続時間との積に比例
する出力電圧を生成する。RSSI出力信号の希望信号強度
の表示であるRSSI基準信号は測定された信号強度の表示
である。オペアンプからの出力信号は、IF増幅器18への
入力として接続された補償されないAGC信号である。
IF増幅器18は補償回路110、増幅回路130、フィルタ16
0と増幅回路170とから構成されている。補償回路110はA
GC信号を受信し、それに応答して補償信号、増幅回路13
0と170のダイナミックレンジにおける利得制御における
非線形性を補償するAGCスケールド（scaled）信号、を
発生する。補償信号は補償回路110から増幅回路130と17
0に出力される。
増幅回路130はAGCスケールド信号によって決められた
利得レベルにおける入力IF信号を受け 、増幅する。そして、増幅されたIF信号は、バンドパス
でろ波されるフィルタ160へ出力され、そして増幅回路1
70へ出力される。増幅回路170は、補償信号によって決
められた利得レベルにおいて増幅され、ろ波されたIF信
号を受ける。そして、増幅されたIF信号はさらに処理さ
れるために増幅回路170から出力される。
補償回路110は、抵抗114に入力するAGC信号を受ける
ように接続された反転入力を有するオペアンプ112から
構成されている。反転入力も可変抵抗120と並列に接続
された抵抗116と、該抵抗116に直列に接続されたダイオ
ード118とからなる非線形フィードバック回路を通して
オペアンプ112の出力に接続されている。オペアンプ112
の非反転入力は、電源電圧−VCCから抵抗124を介して与
えられ、ダイオード122を横切る基準又はバイアス電圧
を与えられる。抵抗114、116と124は、例えば10kΩ等の
同一抵抗値の典型的なものである一方、可変抵抗器120
は例えば50kΩのより大きい抵抗値が可能または与えら
れる。
AGCスケールド信号電圧がオペアンプ112の非反転入力
においてバイアス電圧表示を下回る場合、補償回路110
の操作において、抵抗110と可変抵抗120の並列接続は入
力抵抗114とともに（（R116とR120とは並列に接続さ
れ、これらはR114に直列に接続されている）オペアンプ
112の操作のための第１傾斜利得カーブを設定する。AGC
スケールド信号電圧がバイアス電圧を上回るとき（R120
とR114とは直列に接続されている）、オペアンプ112の
操作のための第２の異なる傾斜利得カーブを設定する。
さらにダイオード118と124とは、温度変化がダイオード
118へ影響を与え、フィードバックが同様にダイオード1
24とバイアス電圧へ影響を与えるように同じ型である。
替わりに、ダイオード124は、サーミスタのような温度
検知要素に置き換えてもよい。オペアンプ112の非反転
入力におけるバイアス電圧表示は多くの異なるレベルと
技術上よく知られた多くの異なる方法によって確立され
ることが理解されるだろう。
補償回路110によって発生した補償信号はオペアンプ1
12から増幅回路130と170とに出力される。増幅回路130
は典型的にオペアンプ112の出力へ抵抗134を介し、アー
スにコンデンサ136を介して接続された１つのゲート（G
1）を有するデュアルゲートFET増幅器132から構成され
ている。FET増幅器132の他のゲート（G2）は可変容量コ
ンデンサ138を介してIF信号入力を受け、抵抗140、可変
容量コンデンサ142とインダクタ144の並列連結を介して
アースに接続されている。FET132のソース（Ｓ）も抵抗
146、コンデンサ148とに並列連結を介してアースに接続
されている。FET132のドレイン（Ｄ）は、可変容量コン
デンサ154を介して接続されている一方で、抵抗150、イ
ンダクタ152の並列接続を介して電源電圧＋VCCに接続さ
れている。FET132のドレイン（Ｄ）は、好ましい実施で
は表面音響波（SAW）バンドパスフィルタであるフィル
タ160の入力に接続されている。SAWフィルタ160は典型
的に70MHzの中央周波数を有し、1.25MHz帯域幅を有して
いる。
オペアンプ112の出力により決められたゲート（G1）
電圧はFET132の利得のレベルを制御する。入力IF信号は
SAWフィルタ160のトランスデューサ（不図示）の入力を
介して出力電圧表示と共にFET132によって利得レベルが
決められて増幅される。抵抗150とインダクタ152の並列
連結のそれぞれの値は、ドレイン（Ｄ）にあらわれたFE
T132の出力インピーダンスとSAWフィルタ160に見られる
ソースインピーダンスを供給する回路のインピーダンス
との接続のように選択される。
単純に調整した整合ネットワークでは完了したSAWフ
ィルタの合計挿入ロス（IL）はおおよそ次のようにしめ
されるだろう。
ここで、Gaは音響のアドミタンスの実部であり、Gsは
ソースと負荷のアドミタンスの実部である。完成された
フィルタの３つのトランジットレスポンス（TTR）は定
義したものが示されるだろう。
式（１）及び（２）に示された関係を用いていること
により、主要な信号に対する30dBのトリプルトランジッ
トレスポンスいついて、12dBの挿入ロスを計算すること
ができる。
同様に増幅回路170は増幅回路130と同様に構成されて
いる。増幅回路170はFET132と同じであって１つのゲー
ト（G1）が抵抗174を介してオペアンプ112の出力に接続
され、抵抗176を介してアースに接続されているデュア
ルゲートFET増幅回路172から構成されている。FET172の
他のゲート（G2）はフィルタされ、増幅されたIF信号を
受けるためのSAWフィルタ160の出力に接続され、並列結
合された抵抗180と可変容量コンデンサ182とインダクタ
184とを介してアースに接続されている。FET172のソー
ス（Ｓ）も並列連結された抵抗186とコンデンサ188を介
してアースに接続されている。FET172のドレイン（Ｄ）
は、可変容量コンデンサ194を介してアースに接続され
ている一方で、並列接続された抵抗190とインダクタ192
を介して電源電圧お＋VCCが接続されている。
オペアンプ112の出力により決められたゲート（G1）
における電圧は再びFET172の利得のレベルを制御する。
SAWフィルタ160からのIF信号出力は可変容量コンデンサ
196の出力においてあらわれた出力電圧と共にFET172に
よって決められた利得レベルによって増幅される。並列
接続された抵抗180とインダクタ182のそれぞれの値は、
ゲート（G2）にあらわれたFET172の入力インピーダンス
とSAWフィルタ160の出力インピーダンスの固有負荷を与
える回路のインピーダンスのように選択される。
増幅器170から出力されたIF信号はダウンコンバータ2
0への入力として与えられる。図2Bにおいて、ダウコン
バータ20の部分がさらに詳細に示されている。IF信号は
コンデンサ202、204、206と可変インダクタンスインダ
クタ208から構成されるバランスされた入力ネットワー
クを介してミキサーFM・IF信号システム200に与えられ
る。好ましい実施例におけるシステム20は、ミキサー／
発振器、２つの制限のある中間周波数増幅器、直交ディ
テクタと、ミューティング、対数受信信号強度インジケ
ータ（RSSI）と電圧調整器を結合した高能力の一体の低
パワーFM・IFシステムである。このような部品はPart
No.NE/SAとしてSignetic Corporation of Sunnyvale
Californiaで売られている。
入力IFはミキサー210の２つの入力部にバランスされ
た入力ネットワークを介して与えられる。第３の入力部
はドライバ214を介して発振器212によって供給されたよ
り低い周波数IF基準信号を受ける。ミキサー210はフィ
ルタ216へ出力されるより低い周波数IF信号を供給するI
F基準信号を伴うIF信号を混合する。フィルタ216はIF信
号からバンド周波数を除去するバンドパスフィルタ、典
型的にはクリスタルフィルタである。ろ波されたIF信号
はフィルタ216からIF増幅器218の入力への出力である。
増幅器218は、適切なIF減結合のために接続されたコ
ンデンサ220と222から構成された減結合ネットワークを
含んでいる。増幅器218はIF信号を増幅し、抵抗224から
フィルタ226を通った出力としての増幅されたIF信号を
供給する。フィルタ226はIF信号からのバンド周波数を
除去するバンドパスフィルタ、典型的にはクリスタルフ
ィルタである。ろ波されたIF信号はフィルタ226からIF
増幅器234の入力への出力である。
フィルタ226からのろ波されたIF信号出力もまた、受
信信号がCDMA信号のときにIF信号に含まれる符号化され
たディジタルデータのＩとＱサンプルの復調と相関のた
めのディジタル信号処理ハードウエア（不図示）への出
力として与えられる。フィルタからの信号出力はより低
い周波数信号と共にミックスされ、（図示しないダウン
コンバータ20の部品によって）ディジタル処理のための
ユーザベースバンド信号を与えるためにろ波される。
増幅器218は90dBの範囲におけるIF信号のパワーを正
確に測定する対数受信信号強度インジケータ、RSSI228
への増幅されたIF信号の出力を供給する。RSSI228は測
定された対数信号パワーの表示である線形信号の出力、
RSSI出力を与える。RSSI228の出力は、並列の抵抗230と
コンデンサ232を介してアースに接続されている一方で
積分器22のオペアンプ100の非反転入力に接続されてい
る。RSSI出力信号はAGC信号が上述のように発生する積
分器22の出力として与えられる。
電話10が、デュアルモード電話のFMモードの操作にあ
るときは、フィルタ226からの信号出力はディジタル信
号ではなくFM信号としてさらに処理される。フィルタ22
6からの信号出力はIF増幅器234の入力に接続されてい
る。
フィルタ216と226は、CDMAモードの操作にあるときは
バンド周波数を取り除くためにワイドパスバンドフィル
タである必要がある。しかしながら、付加フィルタは、
電話10がFMモードの操作にあるときは要求されている。
したがって、FM通信に割り当てられている電話10のため
に認定されたRFチャンネルに調整されたナローパスバン
ドのフィルタである付加フィルタ（不図示）が加えられ
ることが要求されている。付加フィルタは、FMチャンネ
ルの使用に対応するフィルタ選択信号に対応するナロー
パスバンドフィルタのバンクから選択されると予想され
ている。これらの付加フィルタは、フィルタ216と226の
付加フィルタリングを与える回路を入れるか、必要なフ
ィルタリングを与えるフィルタのバンクからの適正に選
択された付加フィルタを伴う回路のスイッチを切るフィ
ルタ226と226を有している。
増幅器234は固有IF減結合に接続されたコンデンサ236
と238減結合ネットワークから構成されている。増幅器2
34はIF信号を増幅し、多重ディテクタ240の出力として
の増幅されたIF信号を与える。他の増幅器234の出力は
多重ディテクタ240に接続され、コンデンサ242、244、2
46とインダクタ248から構成されている調整された多重
ネットワークはAC接続されている。多重ディテクタ240
の出力は抵抗250とコンデンサ252との並列接続を介して
音声信号、すなわち弱音されない音声に接続されてい
る。
多重ディテクタ240はミュートスイッチ254の出力を与
える。ミュートスイッチ254は音声出力を弱音するかし
ないかを制御する制御信号、すなわちミュートインを受
ける入力を有している。ミュートスイッチ254の出力は
抵抗256とコンデンサ258との並列接続を介して音声信
号、すなわち弱音された音声に接続されている。
アナログ回路はアナログ（FM）とディジタル（CDMA）
の両方の処理において閉ループ自動利得制御回路の提供
に使用されていることが図2Aと図2Bからみられる。この
ような回路具現はデュアルモード信号処理環境において
アナログとディジタル回路の両方を有する必要性を排除
する。したがって、ディジタル信号の利得制御における
アナログ方法の使用は従来の方法に比べより早い利得制
御を提供する。
本発明の回路は低コスト、様々な無線設計の自動利得
制御回路における低電力の具現を提供する。正確な信号
強度の測定と典型的に80dBを越えるような比較的広帯域
の利得の線形制御を有しているので、この回路は利得制
御がCDMA電話において厳密な要素であるようなCDMAセル
ラー環境に特に適切である。本発明の利点は、利得制御
のための多くの欠陥のある他の方法、特にセルラー電話
環境における経験によるものを乗り越える。
前述した好ましい実施例は、本発明を作り、使用する
ための技術において何人も熟練可能にすることができ
る。これらの実施例の様々な改良は技術において熟練さ
せることがただちに明白になり、一般的な原則が創意に
富んだ工夫の使用なしで他の実施例に適用できることが
定義される。したがって、本発明は本実施例に限定され
ることを意図しないが、ここで開示された原則と新規な
機構と共に最も広い範囲と一致される。
フロントページの続き (72)発明者 パンチ、デレク・エヌ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126、サン・ディエゴ、ナンバー 159、カロール・キャニオン・ロード 9580 (56)参考文献 特開 平２−209006（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−227530（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−278407（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−141411（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4263560（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 1/00 - 3/34

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】信号入力端、利得制御人力端及び出力端と
    を有する第１の増幅器であって，前記第１の増幅器信号
    入力端は入力信号を受けることができる第１の増幅器
    と，入力端と、出力端とを有するフィルタであって，前
    記フィルタ入力端は前記第１の増幅器出力端に接続され
    ているフィルタと、 信号入力端と、利得制御人力端と、出力端とを有する第
    ２の増幅器であって，前記第２の増幅器信号入力端は前
    記フイルタ出力端に接続されている第２の増幅器と、 前記第２の増幅器出力端に接続された入力端と、出力端
    とを有する受信信号強度インジケータと、 １組の入力端と出力端を有し、前記入力端の一つは基準
    信号を受けることができ，前記入力端の他の一つは前記
    受信信号強度インジケータ出力端に接続されている積分
    器と、 前記積分器出力端に接続された反転入力端と、基準電圧
    を受ける非反転入力端と、前記第１と第２の増幅器利得
    制御入力端に接続された出力端を有するオペアンプと、
    前記オペアンプの出力端と前記反転入力端との間に接続
    された非線形フイードバック回路とを有し、該非線形フ
    イードバツク回路は抵抗とダイオードとが直列に接続さ
    れた回路に可変抵抗が並列に接続された回路である、補
    償回路と、 を具備することを特徴とする閉ループ自動利得制御（AG
    C）回路。
  2. 【請求項２】前記第１及び第２の増幅器は，前記第１と
    第２の増幅器の利得制御入力端で前記補償回路により供
    された補償利得制御信号により決定された利得を有する
    可変利得増幅器であることを特徴とする，請求項１に記
    載された回路。
  3. 【請求項３】前記積分器は、 前記受信信号強度インジケータにより供された測定信号
    を受ける非反転入力端と，前記基準信号を受ける反転入
    力端と，及び出力端とを有するオペアンプと、 前記オペアンプと前記反転入力端との間に接続された容
    量性フィードバックネットワークと， を具備することを特徴とする請求項１に記載の回路。
  4. 【請求項４】前記受信信号強度インジケータは，前記第
    ２の増幅器からの入力受信を受け，前記入力信号の対数
    パワーを測定し，そして対応する線形非補償利得制御信
    号を供するための測定手段を具備することを特徴とする
    請求項１に記載の回路。
  5. 【請求項５】前記受信信号強度インジケータは，さら
    に， 前記入力信号の周波数をより低い周波数に変換するため
    の周波数変換手段と， 前記入力信号から希望しない周波数成分をフイルタする
    ためのフイルタ手段と， 所定の利得で前記入力信号を増幅するための増幅手段
    と， を具備することを特徴とする請求項４に記載の回路。
  6. 【請求項６】前記第１及び第２の増幅器の各々は，第１
    及び第２ゲート，ドレインを各々有するFET増幅器とを
    備え， 前記第１及び第２の増幅器FET増幅器の各々の第１のゲ
    ートは，各々第１と第２の増幅器利得制御入力端を形成
    し， 前記第１及び第２の増幅器FET増幅器の各々の第２のゲ
    ートは，各々第１と第２の増幅器信号入力端を形成し， 前記第１及び第２の増幅器FET増幅器の各々のドレイン
    は，各々第１と第２の増幅器出力端を形成し，そして， 前記フイルタはバンドパスフイルタを備える， ことを特徴とする請求項１に記載の回路。
  7. 【請求項７】前記バンドパスフイルタは，表面音響波フ
    イルタを備えることを特徴とする請求項６に記載の回
    路。
  8. 【請求項８】前記補償回路は， 基準電圧を受ける非反転入力端と，前記積分器により供
    された非補償利得制御信号を受ける反転入力端と，及び
    出力端とを有する第１のオペアンプと，及び 前記第１のオペアンプの出力端と前記第１のオペアンプ
    反転入力端との間に接続された非線形フイードバックネ
    ットワークと， を具備することを特徴とする請求項６に記載の回路。
  9. 【請求項９】前記受信信号強度インジケータは，前記第
    ２の増幅器からの入力信号を受け，前記入力信号の対数
    パワーを測定し，そして対応する線形非補償利得制御信
    号を供するための測定手段を具備することを特徴とする
    請求項１に記載された回路。
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