RO113696B1 - Metoda si circuit de reglare automata a amplificarii in bucla inchisa, intr-o plaja dinamica mare - Google Patents
Metoda si circuit de reglare automata a amplificarii in bucla inchisa, intr-o plaja dinamica mare Download PDFInfo
- Publication number
- RO113696B1 RO113696B1 RO93-00674A RO9300674A RO113696B1 RO 113696 B1 RO113696 B1 RO 113696B1 RO 9300674 A RO9300674 A RO 9300674A RO 113696 B1 RO113696 B1 RO 113696B1
- Authority
- RO
- Romania
- Prior art keywords
- signal
- input
- output
- amplifier
- gain
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 27
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 31
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims abstract description 9
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 71
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 71
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 21
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims description 4
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 claims description 2
- 238000012886 linear function Methods 0.000 claims 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 4
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 3
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 230000009131 signaling function Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3078—Circuits generating control signals for digitally modulated signals
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Specific Sealing Or Ventilating Devices For Doors And Windows (AREA)
- Inorganic Compounds Of Heavy Metals (AREA)
Description
Prezenta invenție se referă la circuite de reglare automată a amplificării (câștigului). Mai corect, prezenta invenție se referă la b metodă și un circuit de reglare automată a amplificării în buclă închisă, perfecționate, cu reglarea amplificării liniară, într-o plajă dinamică foarte mare.
Circuitele de reglare automată a amplificării (RAA, respectiv AGC, în original) sunt larg folosite în receptoare pentru controlul amplificării unui semnal ce urmează a fi prelucrat. în receptoarele de semnale analogice sau digitale sunt implementate circuitele AGC folosind diferite tehnici.
în receptoarele analogice, ca acelea folosite în telefoanele celulare MF (FM, în original) de bandă îngustă, puterea semnalului în mod obișnuit este micșorată prin limitarea semnalului. Totuși, o asemenea tehnică de prelucrare a semnalelor analogice nu este aplicabilă la receptoarele digitale, deoarece limitarea unui semnal modulat digital ar conduce la erori (alterarea datelor).
în mod obișnuit în receptoarele digitale este detectat nivelul puterii semnalului digitizat, și apoi măsurat. Prin compararea valorii măsurate cu o valoare stabilită (fixată) rezultă o eroare, toate valorile fiind în formă digitală. Valoarea erorii este apoi folosită pentru a controla amplificarea unui amplificator, putându-se astfel corecta intensitatea semnalului pentru a coincide cu valoarea dorită.
Tehnicile digitale AGC sunt totuși relativ lente în controlul puterii unui semnal datorită saturării semnalului de eroare. Tehnicile digitale au astfel dezavantajul de a eșua sigur la asigurarea unei reglări a puterii, precise, în mediile unde semnalul își schimbă intensitatea rapid și, în particular, pentru o plajă dinamică mare.
Problema tehnică pe care o rezolvă prezenta invenție este reglarea automată a amplificării unui semnal de intrare prin controlul rapid al puterii semnalului într-un interval dinamic mare.
Metoda de reglare automată a amplificării în buclă închisă într-o plajă di2 nâmică mare, conform invenției, cuprinde următoarele faze:
- compensarea unui semnal de reglare în conformitate cu niște caracteristici de compensare prestabilite, astfel încât să se asigure un semnal de reglare compensat;
- amplificarea unui semnal de intrare cu un câștig determinat de semnalul de reglare menționat, această amplificare a respectivului semnal de intrare cuprinzând, la rândul său, următoarele faze:
- primirea semnalului de intrare;
- primirea semnalului de reglare compensat;
- amplificarea semnalului de intrare menționat cu un prim nivel de câștig, determinat de respectivul semnal de reglare compensat;
- furnizarea unui prim semnal amplificat corespunzător semnalului de intrare amplificat cu primul nivel de câștig;
- filtrarea primului semnal amplificat;
- amplificarea respectivului prim semnal amplificat și, filtrat cu un al doilea nivel de câștig determinat de semnalul de reglare compensat, menționat,
- furnizarea unui semnal de ieșire corespunzător primului semnal amplificat și filtrat, amplificat, în continuare, cu al doilea nivel de câștig;
- măsurarea logaritmului puterii semnalului de ieșire menționat;
- furnizarea unui semnal de măsurare corespunzător puterii măsurate a respectivului semnal de ieșire;
- integrarea, în raport cu timpul, a diferenței dintre semnalul de măsurare menționat, și un semnal de referință; și
- furnizarea semnalului de reglare menționat corespunzător unui rezultat al integrării diferenței menționate dintre semnalul de măsurare și semnalul de referință.
Circuitul de reglare automată a amplificării în buclă închisă, într-o plajă dinamică mare, pentru aplicarea metodei, aceasta cuprinde:
- un mijloc de amplificare ce priRO 113696 Bl mește un semnal de intrare care este susceptibil de variații ale puterii, și un semnal de reglare, amplifică semnalul de intrare menționat, cu un nivel de câștig determinat de respectivul semnal de reglare, și furnizează un semnal de ieșire corespunzător al mijlocului de amplificare, numitul mijloc de amplificare cuprinzând, la rândul său:
- un mijloc de compensare care primește un semnal de reglare și generează un semnal de reglare compensat, corespunzător, în conformitate cu niște caracteristici de compensare prestabilite;
- un mijloc de amplificare de intrare care primește semnalul de intrare și numitul semnal de reglare compensat, amplifică respectivul semnal de intrare cu un nivel de câștig de intrare, determinat de semnalul de reglare compensat, menționat, și furnizează un semnal de ieșire corespunzător mijlocului de amplificare de intrare;
- un mijloc de filtrare care primește și filtrează respectivul semnal de ieșire al mijlocului de amplificare de intrare;
- un mijloc de amplificare de ieșire care primește numitul semnal de ieșire filtrat al mijloacului de amplificare de intrare, și numitul semnal de reglare compensat, amplifică semnalul de ieșire filtrat al mijloacului de amplificare de intrare cu un nivel de câștig de ieșire, determinat de semnal de reglare compensat, menționat, și furnizează un semnal de ieșire corespunzător mijloacului de amplificare de ieșire;
- un mijloc de măsurare conectat cu mijlocul de amplificare, care măsoară logaritmul puterii respectivului semnal de ieșire al mijlocului de amplificare și furnizează un semnal de măsurare liniar corespunzător; și
- un mijloc de integrare care primește semnalul de măsurare și un semnal de referință ce corespunde unei puteri dorite a numitului semnal de ieșire, integrează, în raport cu timpul, diferența dintre semnal de măsurare și semnalul de referință, și furnizează semnalul de reglare menționat.
Prin aplicarea invenției se obțin următoarele avantaje:
- se poate realiza un circuit AGC îmbunătățit pentru reglarea automată a amplificării unui semnal de intrare prin controlul rapid al puterii semnalului într-o plajă dinamică mare;
- se obține un circuit AGC capabil a îmbunătăți controlul amplificării pentru semnalele de bandă îngustă sau largă precum și menținerea puterii semnalului la un nivel constant;
- se obține un circuit AGC capabil de a furniza un semnal de control care poate fi folosit la controlul puterii transmise.
Se dă în continuare un exemplu de realizare a invenției, în legătură cu fig. 1 și 2, care reprezintă:
-fig.1, schema bloc care prezintă elementele circuitului de reglare automată a amplificării în buclă închisă, conform prezentei invenții, pentru o aplicație ilustrativă; și
-fig.2A și 2B, schema electronică de principiu a circuitului ilustrat în fig.1.
Prezenta invenție se referă la o metodă și un circuit de reglare automată a amplificării în buclă închisă nou și îmbunătățit care utilizează circuite analogice rentabile pentru măsurarea și reglarea puterii unui semnal RF. în aplicațiile unde semnalul în cauză (de interes] este de bandă largă, ca de exemplu un semnal CDMA care conține informație digitală sau semnal este de bandă îngustă, ca de exemplu un semnal FM care conține informație analogică, circuitul prezentei invenții realizează controlul necesar al amplificării.
în acord cu prezenta invenției sunt descrise o metodă și un circuit pentru reglarea automată a amplificării în buclă închisă (AGC) capabil să lucreze într-un interval dinamic mare de funcționare. Circuitul AGC este compus dintr-un amplificator care primește semnalul de intrare susceptibil de variații în putere. De asemenea, amplificatorul primește și un semnal de control. Semnalul de intrare este amplificat la un nivel corespun
RO 113696 Bl zător în dB, amplificarea fiind o funcție liniară de semnal de control. în felul acesta se obține un semnal de ieșire amplificat. Un dispozitiv de măsurare este cuplat la amplificator pentru măsurarea logaritmică a puterii semnalului de intrare. Acest dispozitiv furnizează un semnal cu o variație liniară funcție de variațiile puterii semnalului de intrare. Un mijloc de integrare inclus permite obținerea unui semnal măsurat și a unui semnal de referință care corespunde unei anumite valori a puterii semnalului de intrare. Dispozitivul de integrare integrează în timp diferența dintre semnalul măsurat și semnalul de referință generând un semnal de control corespunzător rezultatului integrării.
într-un receptor digital ca acela folosit într-un telefon celular mobil cu acces multiplu (CDMA code division multiple access] este necesară limitarea puterii semnalului prelucrat. într-un mediu celular, un receptor digital poate primi un semnal care înregistrează variații rapide și mari în putere a semnalului. în scopul prelucrării corespunzătoare a datelor digitale conținute de semnalul primit, trebuie limitată puterea semnalului. Acest gen de circuit de reglare automată a amplificării în buclă închisă, capabil de a limita puterea semnalului într-un mediul celular, este descris în continuare.
în fig. 1, circuitul de reglare automată a amplificării este implementat într-un emițător-receptor al unui telefon celular mobil CDMA 10.
Telefonul 10 poate fi exclusiv compatibil CDMA sau poate fi în mod dual, adică CDMA și convențional FM. Circuitul de reglare automată a amplificării în buclă închisă al prezentei invenții poate realiza limitarea puterii pentru ambele semnale CDMA de bandă largă și bandă îngustă. Compatibilitatea funcționării acestui circuit pentru ambele feluri de semnale de bandă largă și bandă îngustă permit o creștere a rentabilității costului componentelor și puterii receptorului.
Telefonul 10 include o antenă 12 pentru recepționarea semnalelor FR, incluzând semnalele de comunicație CDMA sau FM transmise dintr-o stație de bază și destinate recepției și procesării de către telefonul 10. Antena 12 cuplează semnalul primit la un duplexor 14 care transmite semnalul receptorului telefonului 10. Duplexorul 14 primește și semnalele de comunicație CDMA sau FM de la emițătorul telefonului 10 pentru a le cupla la antena 12, în scopul transmiterii acestora unei stații de bază.
Semnalele primite sunt transmise de la duplexorul 14 la un convertor coborât de frecvență 16, unde semnalele de RF sunt transformate în semnale de frecvență intermediară - IF. Semnalele de IF de la convertorul 16 sunt transmise la un amplificator de frecvență intermediară cu reglare automată a amplificării 18.
Semnalele de IF sunt amplificate la un nivel determinat de către un semnal AGC, de asemenea furnizat amplificatorului 18. Amplificatorul 18 este capabil de a realiza un control linear al amplificării în dB, pentru un interval dinamic mai mare decât 80 dB. Amplificatorul 18 este descris în Cererea de brevet US intitulată Amplificator cu control linear al amplificării, nr. de înregistrare 07/ 598,845, înregistrat în oct. 15,1990, brevet US 5099204, publicat la data
24.Q3.1992.
Semnalele de IF cu amplitudinea controlată ies din amplificatorul 18 spre al doilea convertor coborâtor de frecvență 20, unde sunt convertite într-o gamă de frecvență mai joasă și sunt furnizate corespunzător semnale în banda de bază pentru utilizator. în realizarea ilustrată în fig. 1 semnalele în banda de bază, în modul de operare CDMA, reprezintă eșantioane I și Q de date digitale codate, care sunt supuse mai departe unei demodulări și corelări. într-un receptor în mod dual (cu două moduri de funcționare CDMA/FM), convertorul 20 convertește și demodulează frecvența semnalelor FM, furnizând în final un semnal de ieșire audio.
Convertorul 20 este de asemeRO 113696 Bl nea capabil să măsoare intensitatea semnalului recepționat de telefonul 10 și să genereze un semnal corespunzător ca indicații de intensitate a semnalului recepționat (RSSI - received signal strenqth indication). Semnalul RSSI împreună cu un semnal de referință RSSI RSI REF, aplicate la îndreptare către un integrator 22.
Semnalul de referință este generat de un dispozitiv de control (nefigurat) și corespunde unui nivel al intenstității semnalului dorit pentru semnalele de IF (frecvență intermediară) obținute din amplificatorul 18. Integratorul 22 generează semnalul AGC care este introdus în amplificatorul 18 în scopul reglării amplificării.
Convertorul 20 permite folosirea unei tehnici de reglare a amplificării, analogice pentru un semnal digital suprapus peste un semnal purtător, spre deosebire de tehnicile de control folosite în receptoarele digitale. în particular, convertorul 20 realizează o măsurare analogică a puterii semnalului de RF și furnizează un semnal RSSI corespunzător. Semnalul RSSI variază liniar cu logaritmul puterii măsurate. Această măsurare analogică a puterii este necesară pentru a realiza controlul puterii semnalului recepționat de bandă largă, precum și pentru a menține semnalul, ca ieșire pentru procesarea digitală, la un nivel de putere constant. Similar și în cazul unui semnal de bandă îngustă, puterea este menținută la un nivel constant.
Integratorul 22 primește semnalul RSSI de la convertorul 20 împreună cu semnalul de referință RSSI. în scopul obținerii unui control real al puterii este necesar ca eroarea dintre semnalul RSSI (indicator al nivelului de putere măsurat) și semnalul de referință RSSI RFE (indicator al nivelului de putere dorit) să fie eliminată.
Integratorul 22 este folosit în acest scop pentru reducerea acestei erori către zero. De exemplu, dacă amplificarea semnalului este prea mare, semnalul RSSI va fi de asemnea mare în comparație cu semnalul de referință RSSI. Până când cele două semnale de intrare în integratorul 22 vor fi indentice, semnalul de ieșire al acestuia va continua să crească, conducând astfel la o reducere a câștigului amplificatorului 18.
Trebuie să se înțeleagă că măsurarea lui RSSI se poate face în diferite puncte în timpul procesării semnalului primit. Deși în fig. 1 se sugerează că măsurătoarea este realizată de convertorul 20, pentru un semnal de IF, în realitate, măsurătoarea poate fi efectuată și în convertorul 16 sau în orice alt punct, pentru semnalele de RF sau IF.
Folosirea tehnicilor analogice în controlul puterii semnalului de bandă largă conduce la reducerea în hardware-ul necesar unui telefon dual. Așa cum s-a menționat anterior, într-un telefon în mod dual puterea semnalului de bandă largă și îngustă trebuie să fie furnizată prin semnalul CDMA și semnalul FM. în cadrul tehnicilor analogice de control al puterii pentru ambele semnale de bandă largă și îngustă, același circuit de reglare a puterii poate fi utilizat pentru ambele moduri de operare.
Tehnicile de control analogice ale puterii furnizează un răspuns mai rapid la variațiile puterii semnalului decât tehnicile de control convenționale, digitale, al puterii. Folosind tehnicile de control analogice pentru controlul puterii unui semnal de bandă largă ce conține date digitale, puterea semnalului poate fi contolată la o viteză mai rapidă decât în tehnicile convenționale digitale de control al puterii. Implementarea buclei AGC, implementare prezentată în această invenție, nu limitează erorile dinamice astfel încât realizează un control rapid al puterii amplificate pentru un interval de 100 dB.
Mai mult, în acest montaj, unde se folosește un circuit de măsurare și control linear (linear față de tensiune pe dBm) lățimea benzii buclei este independentă de puterea semnalului. Lățimea benzii buclei este menținută constantă, deoarece amplificarea fiecărui element din buclă este constantă pentru un interRO 113696 Bl val larg de variație a semnalului.
Referitor la elementele de emițător ale telefonului 10, puterea de emisie este de asemenea controlată. Semnalul AGC este de asemenea folosit pentru controlul instantaneu al puterii emise.
Semnalul AGC este furnizat blocurilor emițătorului (părții de emițător) împreună cu diferite alte șemnale de control de către controler. Prin utilizarea semnalului AGC și pentru controlul puterii transmise, amplificarea emițătorului este ajustată conform cu amplificarea receptorului, astfel că amplificarea emițătorului urmărește amplificarea receptorului.
La transmiterea semnalului de comunicare CDMA de la telefonul 10 la o stație de bază, emițătorul telefonului 10 este alimentat cu semnalele benzii de bază, în mod obișnuit eșantioane I și Q ale datelor digitale codate, la telefonul cu un singur mod .
La telefonul cu două moduri eșantioane I și Q sau semnale FM ar fi furnizate ca semnale de bandă de bază. Eșantioanele I și Q sau semnalele FM sunt transformate în semnale de înaltă frecvență IF de către un convertor de frecvență ridicător 26. Semnalele de IF sunt amplificate, la un nivel determinat de semnalul AGC furnizat prin logica de comandă (controler) 24, de un amplificator IF 28.
Semnalele IF amplificate sunt convertite în frecvență, într-un alt convertor ridicător de frecvență 30 și furnizate ca semnale de RF.
Convertorul 30 include de asemenea un amplificator și primește semnale din logica 24 în scopul controlului amplificării semnalelor de RF. Semnalele RF sunt apoi furnizate duplexorului 14 care cuplează semnalele la antena 12, pentru emisie.
Trebuie remarcat că aplicarea semnalului AGC, în scopul controlului amplificării amplificatorului IF 28, reprezintă un mare avantaj pentru funcționarea telefonului. Folosirea semnalului AGC, de asemenea permite ca amplificarea emi10 țătorului să urmărească amplificarea receptorului. De exemplu, când semnalul primit crește în intensitate este necesară o micșorare a puterii semnalului emis pentru a menține comunicația de la telefon la stația de bază. Corespunzător, dacă circuitul AGV al receptorului forțează o descreștere a amplificării pentru semnalul recepționat, amplificarea la emisie este diminuată corespunzător.
Referindu-ne la fig. 2A și 2B, vom întâlni în aceste figuri mai multe detalii ale circuitului de reglare automată a amplificării în buclă închisă, așa cum este el implementat în partea de receptor a unui telefon 10. în particular, fig. 2A și 2B ilustrează amplificatorul 18, convertorul 20 și integratorul 22 ca elemente principale ale buclei închise.
în fig. 2A, integratorul 22 este compus dintr-un amplficator operațional, op.amp. 100, având un circuit de reacție configurat astfel încât op.amp.100 funcționează ca un integrator. în particular op.amp. 100 primește un semnal de referință RSSI REF, printr-un rezistor 102, la intrarea sa inversoare. Semnalul de ieșire RSSI OUT a cărui generare este descrisă în detaliu mai jos] reprezintă semnalul de intrare la intrarea neinversoare a amplificatorului op.amp. 100, în timp Ge intrarea neinversoare este de asemenea cuplată la masă printr-un rezistor 104. Ieșirea lui op.amp.100 este cuplată la intrarea inversoare a op. amp. 100 printr-un condensator 106. Integratorul 22 produce o tensiune de ieșire care este proporțională cu integrala, adică produsul dintre amplitudine și durată, a diferenței dintre semnalul de referință RSSI REF și semnalul de ieșire RSSI OUT. Semnalul de referință RSSI REF este un indicator al intensității semnalului dorit, în timp ce semnalul de ieșire RSSI OUT este indicator al intensității semnalului măsurat. Semnalul de ieșire din op.amp. 100 este un semnal necompensat AGC care este cuplat ca semnal de intrare la amplificatorul IF 18.
Amplificatorul IF 18 este compus dintr-un circuit de compensare 110, un
RO 113696 Bl circuit amplificator 130, un filtru 160 și un circuit amplificator 170. Circuitul de compensare 110 primește semnalul AGC și ca răspuns generează un semnal de compensare, AGC SCALED, care compensează neliniaritățile în controlul amplificării pentru un interval dinamic al circuitelor de amplificare 130 și 170.
Semnalul de compensare de la ieșirea circuitlui de compensare 110 este aplicat la ambele circuite de amplificare 130 și 170.
Circuitul de amplificare 130 amplifică semnalul de intrare IF la un nivel de amplificare determinat de semnalul AGC SCALED. Semnalul amplificat de IF este apoi aplicat la filtrul 160, este filtrat, după care este introdus în amplificatorul 170. Circuitul de amplificare 170 primește semnalul amplificat și filtrat IF la un nivel determinat de semnalul de compensare. Semnalul amplificat IF este apoi procesat după ce a trecut de circuitul de amplificare 170.
Circuitul de compensare 110 este compus dintr-un amplificator operațional, op.amp.112, care are o intrare inversare cuplată pentru a primi semnalul AGC printr-un rezistor de intrare 114. Intrarea inversoare este de, asemenea cuplată la ieșirea lui op.amp. 112 printr-un circuit de reacție compus dintr-un rezistor 116 cuplat în serie cu o diodă 118, circuitul serie fiind cuplat în paralel cu un rezistor variabil 120. Intrarea neinversoare a ap,amp.112 este prevăzută cu o diodă de referință 122 care este alimentată printr-un rezistor 124 de la o tensiune de alimentare VCC. Rezistorii 114, 116, și 124 sunt de aceeași valoare a rezistenței, de 10 k Ω, în timp ce rezistorul variabil 120 are o valoare a rezistenței mai mare, de exemplu 50 kQ.
în funcționarea circuitului de compensare 110, când tensiunea semnalului
AGC SCALED este sub tensiunea de bază care apare la intrarea neinversoare a op.amp. 112, combinația în paralel a rezistențelor 116 și 120, împreună cu rezistorul de intrare 114 ((R116 || R120) / R114), determină o primă pantă a curbei de amplificare pentru funcționarea op.amp.112. Când tensiunea semnalului AGC SCALED este peste tensiunea de bază, valoarea rezistorului variabil 120 împreună cu rezistorul de intrare 114 (R120/R114) determină o a două pantă, diferită, de amplificare, pentru funcționareea lui op.amp.112. Diodele 118 și 122 sunt preferabil de același tip, astfel că variațiile de temperatură care efectuează dioda 118 și, ca urmare, și reacția afectează în mod similar tensiunea de bază și dioda 122. Ca variantă, dioda 122 poate fi înlocuită printr-un element sensibil la temperatură, un termistor. Tensiunea de bază care apare la intrarea neinversoare a op. amp. 112 poate fi stabilită la mai multe niveluri diferite prin prin metode bine cunoscute în domeniu.
Semnalul de compensare generat de circuitul de compensare 110 de la ieșirea op.amp.112 este furnizat ambelor circuite amplificatoare 130 și 170. Circuitul amplificator 130 este compus dintr-un amplificator FET cu poartă dublă 132 care are poarta Gq cuplată printrun rezistor 134 la ieșirea op.amp. 112 și printr-un condensatorul 136 la masă. Cealaltă poartă Ga, a tranzistorului FET 132 primește un semnal de intrare IF IN printr-un condensator variabil 138 și este cuplat la masă printr-un circuit RLC paralel, format dintr-un rezistor 140, un condensator variabil 142 și o bobină 144. Sursa S a tranzistorului FET 132 este cuplată la masă prin combinația RC paralel formată dintr-un rezistor 146 și un condensatorului 148. Drena D a tranzistorului FET 132 este cuplată la tensiunea de alimentare +VCC printr-o combinație paralel formată dintr-un rezistor 150 și bobină 152, în timp ce, la masă, este cuplată printr-un condensator variabil 154. Drena D a tranzistorului FET 132 este cuplată la intrarea filtrului 160 care este un filtru trece bandă cu undă acustică de suprafață SAW.
RO 113696 Bl
Filtrul SAW 160 are o frecvență centrală de 70 MHz și o lățime a benzii de
1,25 MHz.
Tensiunea la poarta G1f determinată de ieșirea op.amp.112, controlează nivelul de câștig al amplificatorului FET 132. Semnalul de intrare IF este amplificat, cu nivelul de câștig determinat, de FET 132 la tensiunea de ieșire care apare pe transductorul de intrare (nefigurat), al filtrului 150, are astfel de valori încât, în combinație cu impedanța de ieșire a tranzistorului FET 132, care apare la drenă D, impedanța acestui circuit reprezintă impedanța sursei corespunzătoare filtrului (văzută de filtru) SAW 160.
Se poate arăta că prin folosirea circuitelor simple, pierderea totală de inserție (IL - insertion loss) a filtrului complet SAW este aproximativ:
ÎG/Gs?
unde: Ga = partea reală a admitanței acustice
Gs = partea reală a admitanțelor sursei și sarcinii.
De asemenea, se poate arăta că răspunsul de tranzit triplu (TTR) al filtrului complet este definit de:
[Ga+Gs]2 [Ga+Gf
Folosind relațiile (1) și (2), se poate calcula că pentru un răspuns de tranzit triplu de 30 dB față de semnalul principal, se poate obține o pierdere de inserție de 12 dB.
Circuitul amplificator 170 este constituit într-o manieră similară cu cea a circuitului amplificator 130. Circuitul amplificator este deci compus dintr-un amplificator FET cu poartă dublă 172, preferabil de același tip cu FET 132, care are o poartă G5 cuplată printr-un rezistor 174 la ieșirea op.amp 112 și printr-un condensator 176 la masă. Cealaltă poartă G2 a tranzistorului FET
172 este cuplată la ieșirea filtrului SAW 160 pentru primirea semnalului filtrat și amplificat de IF și este cuplată la masă printr-o combinație RLC paralel formată dintr-un rezistor 180, un cndensator variabil 182 și o bobină 184. Sursa S a tranzistorului FET 172 este de asemenea cuplată la masă printr-o combinație paralel formată dintr-un rezistor 186 și un condensator 188. Drena D a tranzistorului FET 172 este cuplată la sursa de tensiune +VCC printr-o combinație paralel formată dintr-un rezistor 190 și o bobină 192, în timp ce la masă este cuplată printr-un condensator variabil 194. Ieșirea tranzistorului FET 172 este furnizată printr-un condensator variabil 192 cuplat de asemenea la drena D a tranzistorului FET 172.
Tensiunea la poarta G1f determinată de ieșirea op.amp.112, controlează nivelul de câștig al amplificatorului FET 172. Semnalul de ieșire IF din filtrul SAW 160 este amplificat cu un nivel de câștig determinat, de FET 172 la tensiunea de ieșire care apare la ieșirea condensatorului variabil 196. Combinația paralel a rezistenței 180 capacități 182 și inductanței 184 are astfel de valori încât, împreună cu impedanța de intrare a tranzistorului FET 172 care se vede la poarta G2, impedanța acestui circuit furnizează sarcina proprie pentru impedanța de ieșire a filtrului SAW 160.
Semnalul de la ieșirea amplificatorului 170 este considerat intrarea pentru convertorul coborâtor de frecvență 20. în fig. 2B sunt arătate în detaliu componențele acestui convertor. Semnalul de IF este furnizat la intrarea unui sistem FM IF mixer, 200, printr-o rețea de intrare simetrică compusă din trei condensatori 202, 204 și 206 și o inductanță variabilă 208. Sistemul 200, în varianta de realizare preferată, este un sistem de înaltă performanță monolitic, de putere joasă FM IF, încorporând un mixer/oscilator, două amplificatoare de frecvență intermediară, un detector de cuadratură, un un circuit de blocare
RO 113696 Bl semnal audio (muting), un indicator logaritmic al intensității semnalului primit (RSSI) și un regulator de tensiune. Un asemenea dispozitiv este furnizat de Signetics Corporations din Sunnyvale, California sub Part No. NE/ȘA 605.
Intrarea de IF este asigurată prin rețeaua de intrare simetrică la cele două porți de intrare ale mixerului 210. O a treia poartă de intrare primește un semnal de referință IF de frecvență mai joasă furnizată de un oscilator 212 printr-un circuit de comandă (driver) 214. Mixerul 210 combină semnalul de IF cu semnalul de referință IF pentru a obține un semnal de IF de frecvență joasă care este aplicată la un filtru 216.
Filtrul 216 este un filtru trece bandă, un filtru cuarț, care înlătură frecvențele din afara benzii din semnalul de IF. Semnalul IF filtrat este scos din filtrului 216 este aplicat unui la intrarea amplficatorul IF 218.
Amplificatorul 218 include un circuit de decuplare compus din două condensatoare 220 și 222. Amplificatorul 218 amplifică semnalul de IF și furnizează un semnal amplificat de IF ca semnal de ieșire, printr-un rezistor 224, către un alt filtru 226. Filtrul 226 este de asemenea un filtru trece bandă, este preferabil filtru cuarț, și înlătură frecvențele din afara benzii, din semnalul IF. Semnalul filtrat de IF este aplicat de la ieșirea filtrului 226 la intrarea unui amplificator IF 234.
Semnalul filtrat de IF iese din filtrul 226 și reprezintă de asemenea ieșirea pentru circuite de procesare a semnalului digital (nefigurate) pentru demodularea și corelarea eșantioanelor I și Q a datelor digitale codate din care este compus semnalul IF, când semnalele care se primesc sunt semnale CDMA. Este evident că, în continuare, semnalul obținut din filtru poate fi mai departe mixat cu un semnal de frecvență joasă și filtrat (prin componentele 20 nefigurate) pentru a furniza convertorului coborâtor la utilizator semnalul benzii de bază pentru prelucrarea digitală.
Amplificatorul 218 de asemenea asigură o ieșire de semnal amplificat de IF, pentru un indicator logaritmic, al intensității semnalului recepționat, RSSI 228, care măsoară precis puterea semnalului de IF într-o plajă de 90 dB. RSSI 228 furnizează un semnal linear, RSSI OUT, indicator al logaritumului puterii semnalului măsurat. Ieșirea lui RSSI 228 este cuplată la intrarea neinversoare a op.amp.100 a integratorului 22, în timp ce este cuplată și la masă printr-un rezistor 230 în paralel cu un condensator 232. Semnalul RSSI OUT este astfel obținut ca o ieșire pentru integratorului 22, unde este generat semnalul AGC, așa cum s-a discutat mai sus.
Când telefonul 10 este în mod de funcționare FM, pentru telefoanele cu două moduri, semnalul ieșit din filtrul 226 este mai departe procesat ca semnal FM și nu ca semnal digital. Semnalul obținut de la filtrul 226 este de asemenea cuplat la intrarea unui amplificator IF 234
Filtrele 216 și 226 sunt de tipul trece bandă, cu bandă largă, penru a elimina frecvențele în modul de funcționare CDMA. De aceea, filtrarea suplimentară este necesară atunci când telefonul este în modul de funcționare FM. Astfel, filtre suplimentare (nefigurate) sunt necesare a fi adăugate în circuitul de filtrare, aceste filtre fiind cu bandă de trecere îngustă acordat pe canalul FR la care telefonul 10 este autorizat pentru comunicațiile FM. Este clar că filtrele adiționale vor fi selectate dintr-un banc de filtre trece bandă înguste, corespunzător cu un semnal selectat filtrat pentru canalul FM al utilizatorului. Aceste filtre suplimentare pot fi conectate în circuit pentru a realiza o filtrare suplimentară față de cea a filtrelor 216 și 226, sau având filtrele 216 și 226 deconectate din circuit cu filtre suplimentare selectate corespunzător din bancul de filtre necesare pentru filtrare.
Amplificatorul 234 include de asemenea un circuit de decuplare format din două condensatoare 236 și 238.
RO 113696 Bl
Amplificatorul 234 amplifică semnalul IF și furnizează semnalul amplificat IF ca ieșire la detectorul de cuadratură 240. □ altă ieșire a amplificatorului 234 este cuplată la detectorul 240 și de asemenea este cuplat AC la o rețea de caudratură acordată, compusă din trei condensatori 242,. 244, 246 și o bobină 248. Ieșirea detectorului de cuadratură 240 este cuplată pe un circuit paralel format dintr-un rezistor 250 și un condensator 252, ca un semnal audio, UNMUTED AUDIO.
Detectorul ,,de cuadratură 240 . w furnizează o ieșire pentru un comutator muting 254. Comutatorul muting 254 are de asemenea o intrare pentru a primi un semnal de comandă, MUTE IN, care controlează dacă ieșirea audio este blocată sau nu. Ieșirea comutatorului muting 254 este cuplată pe un circuit paralel format dintr-un rezistor 256 și un condensator 258 ca un semnal audio, MUTED AUDIO.
Se poate vedea din fig. 2A și 2B că circuitul analogic poate fi folosit pentru a obține reglarea automată în buclă închisă a amplificatorului la procesare semnalelor analogice (FM] și digitale (CDMA). O asemenea implementare de circuit elimină necesitatea de a avea circuite analogice și digitale într-un montaj de procesare a semnalului în mod dual. Mai mult, folosirea tehnicilor analogice la reglarea amplificării semnalelor digitale conduce la un control mai rapid al amplificării decât tehnicile convenționale.
Circuitul prezentei invenții se caracterizează printr-un cost mic, prin implementarea unui circuit de reglare automată a amplificării de putere mică pentru diferite proiecte radio. Având o măsurare foarte corectă a intensității semnalului și controlul linear al amplificării pe o bandă relativ largă, în mod obișnuit mai mare de 80 dB, circuitul este aplicabil la mediu celular CDMA, unde controlul amplificării este un element critic în telefonia CDMA.
Avantajele prezentei invenții depășesc multe din deficiențele altor tehnici de reglare a amplificării, în particular acelea experimentate în mediile telefonice celulare.
Descrierea anterioară a montajului este dată pentru a permite oricărei persoane calificate de a o folosi. Eventuale modificări pot fi Ușor efectuate de către cei calificați folosind principiile de bază enunțate. Astfel, prezenta invenție nu intenționează să se limiteze la montajele arătate aici, ci putând fi folosită în scopuri mai largi, respectând principiile și caracteristicile noi prezentate în descrierea invenției.
Claims (4)
1 9. Circuit conform revendicării
5 18, caracterizat prin aceea că filtrul trece bandă (160) cuprinde un filtru cu undă acustică de suprafață.
20. Circuit conform revendicării
18, caracterizat prin aceea că circuitul io de compensare (110) cuprinde:
- un amplificator operațional (112), având o intrare neinversoare capabilă să primească o tensiune de referință, o intrare inversoare capabilă 15 să primească semnal (AGC) necompensat de reglare a câștigului, furnizat de circuitul integrator (22) și o ieșire, și
- o rețea de reacție neliniară (116, 118, 120) conectată între ieșirea 20 amplificatorului operațional (112) și intrarea inversoare.
21. Circuit conform revendicării
20, caracterizat prin aceea că integratorul (22) cuprinde:
25 - un amplificator operațional (100) având o intrare neinversoare capabilă să primească un semnal de măsurare (RSSI OUT), furnizat de către numitul indicator de intensitate a semnalului
30 recepționat, o intrare inversoare capabilă să primească semnalul de referință (RSSI REF).menționat, și o ieșire; și
- un condensator de reacție (106) conectat între ieșirea amplificatorului
35 operațional și intrarea inversoare a acestuia.
22. Circuit conform revendicării
21, caracterizat prin aceea că indicatorul de intensitate a semnalului recep-
1 □. Circuit conform revendicării 5 caracterizat prin aceea că mijlocul de integrare cuprinde:
- un amplificator operațional având o intrare neinversoare capabilă să primească semnalul de măsurare, o intrare inversoare capabilă să primească respectivul semnal de referință și o ieșire; și
- o buclă de reacție capacitivă cuplată între ieșirea amplificatorului operațional și intrarea inversoare.
11. Circuit conform revendicării 5, caracterizat prin aceea că semnalul de intrare conține informații sub formă numerică sau sub formă analogică, prestabilită.
12. Circuit conform revendicării 5, caracterizat prin aceea că, într-o variantă concretă de realizare, cuprinde:
- un prim amplificator (130) având o intrare de semnal, o intrare de reglare a câștigului și o ieșire, intrarea de semnal a primului amplificator fiind capabilă să primească un semnal de intrare (IF IN);
- un filtru (160] având o intrare și o ieșire, numita intrare a filtrului fiind cuplată la ieșirea primului amplificator (130);
- un al doilea amplificator (170] având o intrare de semnal, o intrare de reglare a câștigului și o ieșire, intrarea de semnal a celui de-al doilea amplificator (170] fiind cuplată la ieșirea filtrului (160) menționat;
- un indicator de intensitate a semnalului recepționat având o intrare cuplată la ieșirea celui de-al doilea amplificator (170) și o ieșire;
- un integrator [22] având o pereche de intrări și o ieșire, una din intrările integratorului (22) fiind capabilă să primească un semnal de referință (RSSI REF), iar cealaltă din intrările integratorului (22) fiind conectată la ieșirea indicatorului de intensitate a semnalului primit,
- Un circuit de compensare (110), având o intrare conectată la ieșirea integratorului și o ieșire conectată la intrările de reglare a câștigului primului amplificator (130) și a celui de-al doilea amplificator (170)
13. Circuit conform revendicării 12, caracterizat prin aceea că primul amplificator (130) și al doilea amplificator (170) sunt amplificatoare cu câștig variabil, ele având un câștig determinat de un semnal (AGC SCALED] de reglare compensat, furnizat de către circuitul de compensare (110) la intrările de reglare a primului amplificator (130) și a celui de-al doilea amplificator (170).
14. Circuit conform revendicării
12, caracterizat prin aceea că circuitul de compensare (110) cuprinde:
- un amplificator operațional (112), având o intrare neinversoare capabilă să primească o tensiune de referință, o intrare inversoare capabilă să primească semnal (AGC) necompensat de reglare a câștigului, furnizat de circuitul integrator (22) și o ieșire, și
- o rețea de reacție neliniară (116, 118, 120) conectată între ieșirea amplificatorului operațional (112) și intrarea inversoare.
15. Circuit conform revendicării 12, caracterizat prin aceea că integratorul (22) cuprinde:
- un amplificator operațional (100) având o intrare neinversoare capabilă să primească un semnal de măsurare (RSSI OUT), furnizat de către numitul indicator de intensitate a semnalului recepționat, o intrare inversoare capabilă să primească semnalul de referință (RSSI REF), menționat, și o ieșire; și
- un condensator de reacție (106) conectat între ieșirea amplificatorului operațional și intrarea inversoare a acestuia.
RO 113696 Bl
16. Circuit conform revendicării 12, caracterizat prin aceea că indicatorul de intensitate a semnalului recepționat cuprinde mijloace pentru: primirea unui semnal de intrare (IF) de la al doilea amplificator (170), măsurare logaritmică a puterii acestui semnal de intrare și pentru furnizarea unui semnal (RSSI □UT) de comandă a câștigului necompensat, linear, corespunzător.
17. Circuit conform revendicării 16, caracterizat prin aceea că indicatorul de intensitate a semnalului recepționat mai cuprinde:
- un mijloc de conversie a frecvenței pentru translația frecvenței semnalului de intrare (IF) la o frecvență mai joasă;
- mijloace de filtrare (216, 226) pentru filtrarea componentelor de frecvență nedorite din semnalul de intrare menționat; și
- mijloace de amplificare (218, 234) pentru amplificarea semnalului de intrare (IF) cu un câștig predeterminat.
18. Circuit conform revendicării
12, caracterizat prin aceea că primul amplificator (130) și al doilea amplificator (170) cuprinde, fiecare, câte un amplificator FET (132, 172), fiecare având o primă poartă (G1), o a doua poartă (G2) și o drenă (D), fiecare primă poartă (GJ a primului amplificator FET (132) și a celui de-al doilea amplificator FET (172) ale amplificatoarelor (130, 170) formând, respectiv, o primă și o a doua intrare de comandă câștig amplificator, fiecare a doua poartă (G2) a primului amplificator FET (132) și a celui de-al doilea amplificator FET (172) ale amplificatoarelor (130, 170) formând, respectiv, o primă și o a doua intrare de semnal amplificator, și fiecare drenă (D) a primului amplificator FET (132) și a celui de-al doilea amplificator FET (172) ale amplificatoarelor (130, 170) formând, respectiv, o primă și o a doua ieșire amplificator, și filtrul (160) menționat, cuprinde un filtru trece-bandă.
1, caracterizată prin aceea că faza de filtrare, menționată, cuprinde o filtrare trece-bandă a primului semnal amplificat, menționat.
5. Circuit de reglare automată a amplificării în buclă închisă, într-o gamă dinamică mare, pentru aplicarea metodei conform revendicării 1, caracterizat prin aceea că aceasta cuprinde:
- un mijloc de amplificare ce primește un semnal de intrare, care este susceptibil de variații ale puterii, și un semnal de reglare, amplifică semnalul de intrare menționat, cu un nivel de câștig determinat de respectivul semnal de reglare, și furnizează un semnal de ieșire corespunzător al mijlocului de amplificare, numitul mijloc de amplificare cuprinzând, la rândul său:
- un mijloc de compensare care primește un semnal de reglare și generează un semnal de reglare compensat, corespunzător, în conformitate cu niște caracteristici de compensare prestabilite;
- un mijloc de amplificare de intrare, care primește semnalul de intrare și numitul semnal de reglare compensat, amplifică respectivul semnal de intrare cu un nivel de câștig de intrare, determi20 nat de semnalul de reglare compensat, menționat, și furnizează un semnal de ieșire corespunzător mijlocului de amplificare de intrare;
- un mijloc de filtrare care primește și filtrează respectivul semnal de ieșire al mijlocului de amplificare de intrare;
- un mijloc de amplificare de ieșire, care primește numitul semnal de ieșire filtrat al mijlocului de amplificare de intrare, și numitul semnal de reglare compensat, amplifică semnalul de ieșire filtrat al mijlocului de amplificare de intrare cu un nivel de câștig de ieșire, determinat de semnal de reglare compensat, menționat, și furnizează un semnal de ieșire corespunzător mijlocului de amplificare de ieșire;
- un mijloc de măsurare conectat cu mijlocul de amplificare, care măsoară logaritmul puterii respectivului semnal de ieșire al mijlocului de amplificare și furnizează un semnal de măsurare liniar corespunzător; și
- un mijloc de intrare care primește semnalul de măsurare și un semnal de referință ce corespunde unei puteri dorite a numitului semnal de ieșire, integrează, în raport cu timpul, diferența dintre semnalul de măsurare și semnalul de referință, și furnizează semnalul de reglare menționat.
6. Circuit conform revendicării 5, caracterizat prin aceea că numitul mijloc de compensare generează respectivul semnal de reglare compensat, în conformitate cu niște caracteristici de compensare a câștigului predeterminate, iar câștigurile mijlocului de amplificare de intrare și a mijlocului de amplificare de ieșire, în dB, sunt funcții lineare de semnalul de reglare compensat, într-un domeniu de câștig prestabilit.
7. Circuit conform revendicării 5, caracterizat prin aceea că mijlocul de amplificare de intrare și mijlocul de amplificare de ieșire cuprind fiecare câte un amplificator FET cu poartă dublă.
8. Circuit conform revendicării 5, caracterizat prin aceea că numitul mijloc de măsurare cuprinde un circuit indicator de intensitate a semnalelor recepționate.
RO 113696 Bl
9. Circuit conform revendicării 8 caracterizat prin aceea că mijlocul de integrare cuprinde:
- un amplificator operațional având o intrare neinversoare capabilă să primească semnalul de măsurare, o intrare inversoare capabilă să primească respectivul semnal de referință și o ieșire; și
- o buclă de reacție capacitivă cuplată între ieșirea amplificatorului operațional și intrarea inversoare.
1. Metodă de reglare automată a amplificării în buclă închisă, într-o plajă dinamică mare, caracterizată prin aceea că aceasta cuprinde următoarele faze:
- compensarea unui semnal de reglare în conformitate cu niște caracteristici de compensare prestabilite, astfel încât să se asigure un semnal de reglare compensat;
- amplificarea unui semnal de intrare cu un câștig determinat de semnalul de reglare menționat, această amplificare a respectivului semnal de intrare cuprinzând, la rândul său, următoarele faze:
- primirea semnalului de intrare,
- primirea semnalului de reglare compensat,
- amplificarea semnalului de intrare menționat cu un prim nivel de câștig, determinat de respectivul semnal de reglare compensat,
- furnizarea unui prim semnal amplificat corespunzător semnalului de intrare amplificat cu primul nivel de câștig,
- filtrarea primului semnal amplificat,
- amplificarea respectivului prim semnal amplificat și filtrat cu un al doilea nivel de câștig determinat de semnal de reglare compensat, menționat, și
- furnizarea unui semnal de ieșire corespunzător primului semnal amplificat și filtrat, amplificat, în continuare, cu al doilea nivel de câștig,
RO 113696 Bl
- măsurarea logaritmului puterii semnalului de ieșire menționat;
- furnizarea unui semnal de măsurare corespunzător puterii măsurate a respectivului semnal de ieșire;
- integrarea, în raport cu timpul, a diferenței dintre semnalul de măsurare menționat, și un semnal de referință; și
- furnizarea semnalului de reglare menționat corespunzător unui rezultat al integrării diferenței menționate dintre semnalul de măsurare și semnalul de referință.
2. Metodă conform revendicării 1, caracterizată prin aceea că numitele caracteristici de compensare sunt caracteristici de câștig.
3. Metodă conform revendicării 1, caracterizată prin aceea că semnalul de măsurare menționat este un semnal linear, corespunzător logaritmului puterii măsurate a semnalului de ieșire.
4. Metodă conform revendicării
4 0 ționat cuprinde mijloace pentru: primirea unui semnal de intrare (IF) de la al doilea amplificator (170), măsurare logaritmică a puterii acestui semnal de intrare și pentru furnizarea unui semnal (RSSI 4 5 OUT) de comandă a câștigului necompensat, liniar, corespunzător.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/620,092 US5107225A (en) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | High dynamic range closed loop automatic gain control circuit |
| PCT/US1991/008962 WO1992010028A1 (en) | 1990-11-30 | 1991-11-27 | High dynamic range closed loop automatic gain control circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RO113696B1 true RO113696B1 (ro) | 1998-09-30 |
Family
ID=24484540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RO93-00674A RO113696B1 (ro) | 1990-11-30 | 1991-11-27 | Metoda si circuit de reglare automata a amplificarii in bucla inchisa, intr-o plaja dinamica mare |
Country Status (21)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5107225A (ro) |
| EP (1) | EP0559840B1 (ro) |
| JP (1) | JP3280022B2 (ro) |
| KR (1) | KR100190976B1 (ro) |
| AT (1) | ATE178437T1 (ro) |
| AU (1) | AU652807B2 (ro) |
| BG (1) | BG61293B1 (ro) |
| BR (1) | BR9107139A (ro) |
| CA (1) | CA2093638C (ro) |
| DE (1) | DE69131074T2 (ro) |
| DK (1) | DK0559840T3 (ro) |
| ES (1) | ES2129445T3 (ro) |
| FI (1) | FI114762B (ro) |
| GR (1) | GR3030105T3 (ro) |
| HK (1) | HK1014809A1 (ro) |
| HU (1) | HU214918B (ro) |
| MX (1) | MX9102309A (ro) |
| NO (1) | NO306840B1 (ro) |
| RO (1) | RO113696B1 (ro) |
| TW (1) | TW216471B (ro) |
| WO (1) | WO1992010028A1 (ro) |
Families Citing this family (101)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5283536A (en) * | 1990-11-30 | 1994-02-01 | Qualcomm Incorporated | High dynamic range closed loop automatic gain control circuit |
| US5796772A (en) * | 1991-05-13 | 1998-08-18 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5887020A (en) * | 1991-05-13 | 1999-03-23 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5790587A (en) * | 1991-05-13 | 1998-08-04 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5815525A (en) | 1991-05-13 | 1998-09-29 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5694414A (en) * | 1991-05-13 | 1997-12-02 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| JPH05160653A (ja) * | 1991-12-09 | 1993-06-25 | Yamaha Corp | 自動利得制御装置 |
| BR9302276A (pt) * | 1992-06-10 | 1994-01-11 | Motorola Inc | Transmissor e processo para transmitir sinais de niveis de desvio variaveis |
| FI93159C (fi) * | 1992-09-23 | 1995-02-27 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä radiopuhelimen radiotaajuusvahvistimen ohjaamiseksi ja menetelmän mukainen ohjausjärjestelmä |
| US5329547A (en) * | 1993-03-11 | 1994-07-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system |
| US5410741A (en) * | 1993-03-23 | 1995-04-25 | Motorola Inc. | Automatic gain control of transponded supervisory audio tone |
| CA2136749C (en) * | 1993-03-26 | 1998-11-03 | Richard K. Kornfeld | Power amplifier bias control circuit and method |
| JP2948054B2 (ja) * | 1993-05-21 | 1999-09-13 | アルプス電気株式会社 | 送受信機 |
| US5339046A (en) * | 1993-06-03 | 1994-08-16 | Alps Electric Co., Ltd. | Temperature compensated variable gain amplifier |
| US5408697A (en) * | 1993-06-14 | 1995-04-18 | Qualcomm Incorporated | Temperature-compensated gain-controlled amplifier having a wide linear dynamic range |
| US5603113A (en) * | 1993-06-16 | 1997-02-11 | Oki Telecom | Automatic gain control circuit for both receiver and transmitter adjustable amplifiers including a linear signal level detector with DC blocking, DC adding, and AC removing components |
| US5412686A (en) * | 1993-09-17 | 1995-05-02 | Motorola Inc. | Method and apparatus for power estimation in a communication system |
| US5465398A (en) * | 1993-10-07 | 1995-11-07 | Metricom, Inc. | Automatic power level control of a packet communication link |
| US6088590A (en) * | 1993-11-01 | 2000-07-11 | Omnipoint Corporation | Method and system for mobile controlled handoff and link maintenance in spread spectrum communication |
| US6094575A (en) * | 1993-11-01 | 2000-07-25 | Omnipoint Corporation | Communication system and method |
| US6005856A (en) * | 1993-11-01 | 1999-12-21 | Omnipoint Corporation | Communication protocol for spread spectrum wireless communication system |
| ZA95605B (en) * | 1994-04-28 | 1995-12-20 | Qualcomm Inc | Method and apparatus for automatic gain control and dc offset cancellation in quadrature receiver |
| US5469115A (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver |
| US5530716A (en) * | 1994-06-30 | 1996-06-25 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for identifying a coded communication signal |
| JP2885267B2 (ja) * | 1994-07-15 | 1999-04-19 | 日本電気株式会社 | デジタル変調信号受信機 |
| US5754585A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for serial noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5832028A (en) * | 1994-09-09 | 1998-11-03 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for coherent serial correlation of a spread spectrum signal |
| US5856998A (en) * | 1994-09-09 | 1999-01-05 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for correlating a continuous phase modulated spread spectrum signal |
| US5627856A (en) * | 1994-09-09 | 1997-05-06 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for receiving and despreading a continuous phase-modulated spread spectrum signal using self-synchronizing correlators |
| US5629956A (en) * | 1994-09-09 | 1997-05-13 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for reception and noncoherent serial correlation of a continuous phase modulated signal |
| US5659574A (en) | 1994-09-09 | 1997-08-19 | Omnipoint Corporation | Multi-bit correlation of continuous phase modulated signals |
| US5548616A (en) * | 1994-09-09 | 1996-08-20 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Spread spectrum radiotelephone having adaptive transmitter gain control |
| US5648982A (en) * | 1994-09-09 | 1997-07-15 | Omnipoint Corporation | Spread spectrum transmitter |
| US5757847A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-26 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for decoding a phase encoded signal |
| US5963586A (en) | 1994-09-09 | 1999-10-05 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for parallel noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5953370A (en) | 1994-09-09 | 1999-09-14 | Omnipoint Corporation | Apparatus for receiving and correlating a spread spectrum signal |
| US5692007A (en) | 1994-09-09 | 1997-11-25 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for differential phase encoding and decoding in spread-spectrum communication systems with continuous-phase modulation |
| US5881100A (en) | 1994-09-09 | 1999-03-09 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for coherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5754584A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Non-coherent spread-spectrum continuous-phase modulation communication system |
| US5610940A (en) * | 1994-09-09 | 1997-03-11 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal |
| US5680414A (en) | 1994-09-09 | 1997-10-21 | Omnipoint Corporation | Synchronization apparatus and method for spread spectrum receiver |
| US5566201A (en) * | 1994-09-27 | 1996-10-15 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Digital AGC for a CDMA radiotelephone |
| ZA9510509B (en) * | 1994-12-23 | 1996-05-30 | Qualcomm Inc | Dual-mode digital FM communication system |
| US5689815A (en) * | 1995-05-04 | 1997-11-18 | Oki Telecom, Inc. | Saturation prevention system for radio telephone with open and closed loop power control systems |
| US5832022A (en) * | 1995-06-02 | 1998-11-03 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for controlling the modulation index of continuous phase modulated (CPM) signals |
| US5802046A (en) * | 1995-06-05 | 1998-09-01 | Omnipoint Corporation | Efficient time division duplex communication system with interleaved format and timing adjustment control |
| US5959980A (en) * | 1995-06-05 | 1999-09-28 | Omnipoint Corporation | Timing adjustment control for efficient time division duplex communication |
| US5745484A (en) * | 1995-06-05 | 1998-04-28 | Omnipoint Corporation | Efficient communication system using time division multiplexing and timing adjustment control |
| US5689502A (en) * | 1995-06-05 | 1997-11-18 | Omnipoint Corporation | Efficient frequency division duplex communication system with interleaved format and timing adjustment control |
| US6940840B2 (en) * | 1995-06-30 | 2005-09-06 | Interdigital Technology Corporation | Apparatus for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
| US6049535A (en) | 1996-06-27 | 2000-04-11 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| US7123600B2 (en) | 1995-06-30 | 2006-10-17 | Interdigital Technology Corporation | Initial power control for spread-spectrum communications |
| US7929498B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-04-19 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
| US7020111B2 (en) * | 1996-06-27 | 2006-03-28 | Interdigital Technology Corporation | System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications |
| US7072380B2 (en) * | 1995-06-30 | 2006-07-04 | Interdigital Technology Corporation | Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications |
| US6885652B1 (en) | 1995-06-30 | 2005-04-26 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| ZA965340B (en) * | 1995-06-30 | 1997-01-27 | Interdigital Tech Corp | Code division multiple access (cdma) communication system |
| US5715526A (en) * | 1995-09-08 | 1998-02-03 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and method for controlling transmission power in a cellular communications system |
| US5627857A (en) * | 1995-09-15 | 1997-05-06 | Qualcomm Incorporated | Linearized digital automatic gain control |
| US5982824A (en) * | 1995-12-18 | 1999-11-09 | Lucent Technologies, Inc. | Method and apparatus for automatic gain control |
| US5974041A (en) * | 1995-12-27 | 1999-10-26 | Qualcomm Incorporated | Efficient parallel-stage power amplifier |
| US5872481A (en) * | 1995-12-27 | 1999-02-16 | Qualcomm Incorporated | Efficient parallel-stage power amplifier |
| JPH09270723A (ja) | 1996-03-29 | 1997-10-14 | Alps Electric Co Ltd | 携帯電話機の受信回路用ｉｃ |
| US5809400A (en) * | 1996-06-21 | 1998-09-15 | Lucent Technologies Inc. | Intermodulation performance enhancement by dynamically controlling RF amplifier current |
| JPH1065568A (ja) * | 1996-08-21 | 1998-03-06 | Oki Electric Ind Co Ltd | 無線装置 |
| KR100193843B1 (ko) * | 1996-09-13 | 1999-06-15 | 윤종용 | 이동통신시스템 송수신기의 디지탈 자동이득제어방법 및 장치 |
| JP3475037B2 (ja) * | 1997-03-14 | 2003-12-08 | 株式会社東芝 | 無線機 |
| US6236863B1 (en) | 1997-03-31 | 2001-05-22 | Oki Telecom, Inc. | Comprehensive transmitter power control system for radio telephones |
| US6069525A (en) * | 1997-04-17 | 2000-05-30 | Qualcomm Incorporated | Dual-mode amplifier with high efficiency and high linearity |
| US6185431B1 (en) | 1997-06-18 | 2001-02-06 | Oki Telecom, Inc. | Mobile station closed loop output power stability system for weak signal conditions |
| JPH1155131A (ja) * | 1997-08-06 | 1999-02-26 | Nec Corp | 無線送信電力制御装置 |
| US6259682B1 (en) * | 1997-11-25 | 2001-07-10 | Uniden America Corporation | Closed loop transmitter with improved stability and accuracy over a wide range of power levels having means for maintaining constant loop gain |
| US6160803A (en) * | 1998-01-12 | 2000-12-12 | Golden Bridge Technology, Inc. | High processing gain spread spectrum TDMA system and method |
| US6081161A (en) * | 1998-05-18 | 2000-06-27 | Omnipoint Corporation | Amplifier with dynamatically adaptable supply voltage |
| US6008698A (en) * | 1998-05-18 | 1999-12-28 | Omnipoint Corporation | Amplifier with dynamically adaptable supply current |
| US6137354A (en) * | 1998-05-18 | 2000-10-24 | Omnipoint Corporation | Bypassable amplifier |
| US6259901B1 (en) | 1998-07-03 | 2001-07-10 | Mobile Communications Tokyo Inc. | Radio-frequency power amplifier of mobile communication equipment |
| US6069526A (en) * | 1998-08-04 | 2000-05-30 | Qualcomm Incorporated | Partial or complete amplifier bypass |
| US6484017B1 (en) | 1998-09-07 | 2002-11-19 | Lg Information & Communications, Ltd. | Up converter of base station transmitter in wireless communication system and method of controlling outputs thereof |
| US6208873B1 (en) * | 1998-11-23 | 2001-03-27 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for transmitting reverse link power control signals based on the probability that the power control command is in error |
| US6947469B2 (en) | 1999-05-07 | 2005-09-20 | Intel Corporation | Method and Apparatus for wireless spread spectrum communication with preamble processing period |
| US6121831A (en) * | 1999-05-12 | 2000-09-19 | Level One Communications, Inc. | Apparatus and method for removing offset in a gain circuit |
| JP3592980B2 (ja) * | 1999-06-29 | 2004-11-24 | 株式会社東芝 | 送信回路及び無線送信装置 |
| WO2001022575A1 (en) * | 1999-09-23 | 2001-03-29 | Wey Chia Sam | Method and apparatus for providing a constant loop bandwidth of a power control loop system at different power levels |
| US6553212B1 (en) * | 1999-11-01 | 2003-04-22 | Nokia Networks Oy | Method and apparatus for improving loop stability and speed of a power control loop |
| US7400870B2 (en) * | 2001-10-30 | 2008-07-15 | Texas Instruments Incorporated | Hardware loop for automatic gain control |
| JP3796204B2 (ja) * | 2002-07-31 | 2006-07-12 | 松下電器産業株式会社 | マルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法およびピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路 |
| US7129753B2 (en) * | 2004-05-26 | 2006-10-31 | Infineon Technologies Ag | Chip to chip interface |
| TWM278180U (en) * | 2004-09-14 | 2005-10-11 | Inventec Appliances Corp | Circuit structure of mobile phone capable of dynamically controlling power |
| ATE427586T1 (de) * | 2004-10-18 | 2009-04-15 | Nxp Bv | Signalempfanger und mobilkommunikationsgerat |
| US8920343B2 (en) | 2006-03-23 | 2014-12-30 | Michael Edward Sabatino | Apparatus for acquiring and processing of physiological auditory signals |
| US8126094B2 (en) | 2009-01-07 | 2012-02-28 | Skyworks Solutions, Inc. | Circuits, systems, and methods for managing automatic gain control in quadrature signal paths of a receiver |
| US8536950B2 (en) * | 2009-08-03 | 2013-09-17 | Qualcomm Incorporated | Multi-stage impedance matching |
| US8102205B2 (en) | 2009-08-04 | 2012-01-24 | Qualcomm, Incorporated | Amplifier module with multiple operating modes |
| CN103067035B (zh) * | 2011-10-24 | 2015-11-18 | 联发科技股份有限公司 | 切片式传送器前端电路及相关方法 |
| US9065691B2 (en) | 2011-10-24 | 2015-06-23 | Mediatek Inc. | Sliced transmitter front-end |
| CN103580634A (zh) * | 2013-10-29 | 2014-02-12 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种音频信号分析中的自动增益控制器 |
| CN104320097B (zh) * | 2014-09-10 | 2017-06-20 | 浙江迪元仪表有限公司 | 快速稳定的超声波信号自动增益控制方法 |
| RU2614345C1 (ru) * | 2015-12-21 | 2017-03-24 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Поволжский государственный технологический университет" | Способ расширения динамического диапазона в радиотехнических системах |
| FR3088157A1 (fr) | 2018-11-06 | 2020-05-08 | Parrot Faurecia Automotive Sas | Dispositif electronique et procede de reception d'un signal radioelectrique, circuit integre implementant un tel dispositif |
| US11959847B2 (en) | 2019-09-12 | 2024-04-16 | Cytonome/St, Llc | Systems and methods for extended dynamic range detection of light |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3325738A (en) * | 1964-02-17 | 1967-06-13 | Avco Corp | Signal to noise ratio controlled squelch circuit |
| US4263560A (en) * | 1974-06-06 | 1981-04-21 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Log-exponential AGC circuit |
| US4560949A (en) * | 1982-09-27 | 1985-12-24 | Rockwell International Corporation | High speed AGC circuit |
| US4602218A (en) * | 1985-04-30 | 1986-07-22 | Motorola, Inc. | Automatic output control circuitry for RF power amplifiers with wide dynamic range |
-
1990
- 1990-11-30 US US07/620,092 patent/US5107225A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-11-27 DE DE69131074T patent/DE69131074T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-27 AT AT92904567T patent/ATE178437T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-11-27 HU HU9301576A patent/HU214918B/hu unknown
- 1991-11-27 AU AU12416/92A patent/AU652807B2/en not_active Expired
- 1991-11-27 JP JP50428192A patent/JP3280022B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-11-27 EP EP92904567A patent/EP0559840B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-27 BR BR919107139A patent/BR9107139A/pt not_active IP Right Cessation
- 1991-11-27 DK DK92904567T patent/DK0559840T3/da active
- 1991-11-27 ES ES92904567T patent/ES2129445T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-27 WO PCT/US1991/008962 patent/WO1992010028A1/en active IP Right Grant
- 1991-11-27 CA CA002093638A patent/CA2093638C/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-27 RO RO93-00674A patent/RO113696B1/ro unknown
- 1991-11-29 MX MX9102309A patent/MX9102309A/es unknown
- 1991-12-04 TW TW080109524A patent/TW216471B/zh not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-05-17 FI FI932238A patent/FI114762B/fi not_active IP Right Cessation
- 1993-05-27 BG BG97790A patent/BG61293B1/bg unknown
- 1993-05-28 NO NO931949A patent/NO306840B1/no not_active IP Right Cessation
- 1993-05-31 KR KR1019930701621A patent/KR100190976B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1998
- 1998-12-28 HK HK98116161A patent/HK1014809A1/xx not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-04-30 GR GR990401187T patent/GR3030105T3/el unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO306840B1 (no) | 1999-12-27 |
| DE69131074T2 (de) | 1999-11-11 |
| TW216471B (ro) | 1993-11-21 |
| CA2093638C (en) | 2002-01-22 |
| HK1014809A1 (en) | 1999-09-30 |
| BG97790A (bg) | 1994-04-29 |
| GR3030105T3 (en) | 1999-07-30 |
| EP0559840A4 (en) | 1994-11-23 |
| US5107225A (en) | 1992-04-21 |
| DE69131074D1 (de) | 1999-05-06 |
| WO1992010028A1 (en) | 1992-06-11 |
| BR9107139A (pt) | 1993-11-16 |
| FI932238A0 (fi) | 1993-05-17 |
| ATE178437T1 (de) | 1999-04-15 |
| NO931949L (no) | 1993-06-17 |
| HU9301576D0 (en) | 1993-11-29 |
| MX9102309A (es) | 1992-07-08 |
| JPH06505138A (ja) | 1994-06-09 |
| KR100190976B1 (en) | 1999-06-15 |
| FI932238A (fi) | 1993-05-17 |
| ES2129445T3 (es) | 1999-06-16 |
| HUT66966A (en) | 1995-01-30 |
| CA2093638A1 (en) | 1992-05-31 |
| EP0559840A1 (en) | 1993-09-15 |
| DK0559840T3 (da) | 1999-10-11 |
| NO931949D0 (no) | 1993-05-28 |
| BG61293B1 (en) | 1997-04-30 |
| FI114762B (fi) | 2004-12-15 |
| JP3280022B2 (ja) | 2002-04-30 |
| AU1241692A (en) | 1992-06-25 |
| AU652807B2 (en) | 1994-09-08 |
| HU214918B (hu) | 1998-07-28 |
| EP0559840B1 (en) | 1999-03-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RO113696B1 (ro) | Metoda si circuit de reglare automata a amplificarii in bucla inchisa, intr-o plaja dinamica mare | |
| US5283536A (en) | High dynamic range closed loop automatic gain control circuit | |
| EP0553300B1 (en) | Linear gain control amplifier | |
| US5819165A (en) | System for regulating the power output of and linearizing the transmission signal from a radio transmitter | |
| JP3457325B2 (ja) | デジタル受信機における自動利得制御方法および装置 | |
| KR101023382B1 (ko) | 직교 변조기, 직교 변조기의 캘리브레이션 방법 및 동기엔벨로프 검출기 | |
| JP3545767B2 (ja) | 可変減衰を利用した相互変調ひずみ低減回路 | |
| US5129098A (en) | Radio telephone using received signal strength in controlling transmission power | |
| US5603113A (en) | Automatic gain control circuit for both receiver and transmitter adjustable amplifiers including a linear signal level detector with DC blocking, DC adding, and AC removing components | |
| EP0838896A3 (en) | Radio receiver gain control | |
| KR100193842B1 (ko) | 무선통신시스템의 전력조절 회로 및 방법 | |
| RU2209504C2 (ru) | Усилитель с переменным усилением и высоким динамическим диапазоном | |
| US4450417A (en) | Feed forward circuit | |
| US4417220A (en) | Adjustable and selective electrical filters and methods of tuning them | |
| AU680682B2 (en) | Method and arrangement for controlling the operation of a high-frequency power amplifier | |
| US6392501B1 (en) | Method and arrangement for tuning a resonator | |
| US4068176A (en) | Direct reading sinad meter | |
| JP2855652B2 (ja) | 送信装置 | |
| EP1414161A1 (en) | Receiver | |
| JP2002280958A (ja) | 送信機および送信制御用テーブルデータ作成方法 | |
| JP2001028552A (ja) | 直接変換受信機 | |
| JPH10117219A (ja) | ベースバンド信号の減衰のための方法および回路 | |
| JPH06296145A (ja) | 電池駆動形送受信機 | |
| KR20010057831A (ko) | 이동통신 기지국 시스템의 송신 이득 제어장치 |