JP2001028552A - 直接変換受信機 - Google Patents

直接変換受信機

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JP2001028552A
JP2001028552A JP11200555A JP20055599A JP2001028552A JP 2001028552 A JP2001028552 A JP 2001028552A JP 11200555 A JP11200555 A JP 11200555A JP 20055599 A JP20055599 A JP 20055599A JP 2001028552 A JP2001028552 A JP 2001028552A
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signal
level
variable gain
amplifier
gain amplifier
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JP11200555A
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Muneya Kawashima
宗也 川島
Hitoshi Hayashi
等 林
Masahiro Muraguchi
正弘 村口
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は直接変換受信機において希望波の受
信レベルが不要波に比べて低い場合のダイナミックレン
ジを改善することを目的とする。 【解決手段】 受信した無線周波数の信号を増幅する第
1の可変利得増幅器11と、その入力側で無線周波数の
信号の全受信レベルを検出するレベル検出回路12とそ
れが検出した全受信レベルに応じて第1の可変利得増幅
器11の利得を制御する第1の制御回路13と第1の可
変利得増幅器11が出力する無線周波数の信号をベース
バンド信号に周波数変換する周波数変換器142とベー
スバンド信号から不要成分を除去する低域通過フィルタ
146とそれが出力する信号を増幅する第2の可変利得
増幅器21と前記第2の可変利得増幅器21が出力する
信号のレベルに応じて第2の可変利得増幅器21の利得
を制御する第2の制御回路23とを設けた。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば携帯電話や
PHS(パーソナルハンディホンシステム)のような携
帯用通信機器の受信部として用いるのに適する直接変換
受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、携帯電話やPHSをはじめとする
携帯用通信機器の目覚ましい普及に伴い、機器の小型化
・軽量化や低消費電力化が求められている。このような
携帯用通信機器の受信方式としては、現在はスーパーヘ
テロダイン方式が一般に用いられている。
【0003】スーパーヘテロダイン方式の受信機は、例
えば図10に示すようにRF部70,IF部71及びベ
ースバンド部72で構成されている。図10の例では、
RF部70には帯域通過フィルタ51,低雑音増幅器5
2,帯域通過フィルタ53,周波数変換器54及び局部
発振器55が備わっている。また、IF部71には帯域
通過フィルタ56,周波数変換器57,局部発振器5
8,チャネル選択フィルタ59,中間周波増幅器60,
分配器61,周波数変換器62,64及び90度移相器
66が備わっている。ベースバンド部72には、低域通
過フィルタ63,65,局部発振器67及びベースバン
ド信号処理回路68が備わっている。
【0004】アンテナ50で受信された無線周波数(R
F)の信号がRF部70に入力される。RF部70の帯
域通過フィルタ51は、アンテナ50から入力される無
線周波数の信号の中から必要な周波数帯域内の信号成分
だけを抽出(不要な周波数成分を除去)する。帯域通過
フィルタ51が抽出した無線周波数の信号は、低雑音増
幅器52で増幅された後、帯域通過フィルタ53を通っ
て周波数変換器54に入力される。
【0005】周波数変換器54は、帯域通過フィルタ5
3から入力される無線周波数の信号を、局部発振器55
で発生する第1局部発振波(第1LO)信号を用いて周
波数変換する。周波数変換器54から出力される変換後
の信号の周波数は、無線周波数よりも低い第1中間周波
数(第1IF)になる。周波数変換器54から出力され
る信号は、IF部71の帯域通過フィルタ56で不要波
成分を除去された後、周波数変換器57に入力される。
周波数変換器57は、帯域通過フィルタ56から入力さ
れる第1中間周波数の信号を、局部発振器58で発生す
る第2局部発振波(第2LO)信号を用いて周波数変換
する。周波数変換器57から出力される変換後の信号の
周波数は、第1中間周波数よりも低い第2中間周波数
(第2IF)になる。
【0006】周波数変換器57から出力される信号は、
帯域通過フィルタの一種であるチャネル選択フィルタ5
9を通り、所望のチャネルの信号成分だけが選択され
る。選択されたチャネルの信号成分は、中間周波増幅器
60で増幅された後、分配器61で2系統に分配され、
周波数変換器62及び周波数変換器64にそれぞれ入力
される。
【0007】一方、局部発振器67で発生する信号から
90度移相器66により互いに90度の位相差を有する
2つの第3局部発信波(第3LO)信号が生成され、そ
れぞれの第3局部発信波信号が2つの周波数変換器62
及び64に入力される。周波数変換器62,64は、分
配器61から入力される第2中間周波数の信号に対して
第3局部発信波信号を用いて周波数変換を行い、ベース
バンド信号を生成する。周波数変換器62から出力され
るベースバンド信号(I成分)は、低域通過フィルタ6
3を通ってベースバンド信号処理回路68に入力され、
周波数変換器64から出力されるベースバンド信号(Q
成分)は、低域通過フィルタ65を通ってベースバンド
信号処理回路68に入力される。
【0008】このようなスーパーヘテロダイン方式で
は、RF部70、IF部71の各回路でそれぞれフィル
タリング及び増幅を行うため、高い感度と良好な周波数
選択度を得ることができ、広いダイナミックレンジを確
保できる。しかしながら、多くのフィルタを必要とする
ため、受信機が大型になるのは避けられない。一方、受
信機の小型化に適した受信方式の1つとして、直接変換
方式が知られている。直接変換方式の受信機は、例えば
図9に示すようにRF部75及びベースバンド部76で
構成される。
【0009】図9の例では、RF部75には低雑音増幅
器140,分配器141,周波数変換器142,14
3,90度移相器144及び局部発振器145が備わっ
ている。ベースバンド部76には、低域通過フィルタ1
46,147,増幅器148,149及びベースバンド
信号処理回路150が備わっている。アンテナ50で受
信された無線周波数の信号は、低雑音増幅器140で増
幅された後、分配器141で2系統に分配される。分配
器141から出力される2系統の信号は、それぞれ周波
数変換器142及び143に入力される。
【0010】一方、局部発振器145で発生した信号
は、90度移相器144を通って互いに90度の位相差
を有する2つの局部発信波信号になり、それぞれの局部
発信波信号が周波数変換器142及び143に入力され
る。周波数変換器142及び143は、分配器141か
ら入力される無線周波数の信号を90度移相器144か
ら入力される局部発信波信号を用いて周波数変換し、ベ
ースバンド信号を生成する。ここで、局部発振器145
が発生する局部発信波信号の周波数は、無線周波数の信
号と同じ周波数に設定される。
【0011】周波数変換器142から出力されるベース
バンド信号(I成分)は、低域通過フィルタ146で不
要波成分を除去された後、増幅器148で増幅されベー
スバンド信号処理回路150に入力される。同様に、周
波数変換器143から出力されるベースバンド信号(Q
成分)は低域通過フィルタ147で不要波成分を除去さ
れた後、増幅器149で増幅されベースバンド信号処理
回路150に入力される。
【0012】このような直接変換方式の受信機では、無
線周波数の信号をべ一スバンド信号に直接周波数変換す
るため、IFフィルタを含むIF部の回路が不要であ
る。また、無線周波数の信号と同じ周波数の局部発信波
信号を用いて周波数変換を行うため、イメージ信号が原
理的に存在せず、それを除去するための回路やフィルタ
も不要である。従って、直接変換方式の受信機を用いる
ことにより端末を小型・軽量化することができる。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】ところで、現実の受信
機では自動利得制御を行う必要がある。すなわち、受信
レベルが過大な場合には増幅器の利得を下げることによ
り回路内の信号レベルの飽和を防止できる。また、受信
レベルが小さすぎる場合には増幅器の利得を上げること
により受信感度を改善できる。
【0014】自動利得制御を行う受信機は、例えば図1
1又は図12のように構成することができる。図11に
示す受信機には、低雑音増幅器82,周波数変換器8
3,低域通過フィルタ84及び可変利得増幅部85が備
わっている。可変利得増幅部85は、可変利得増幅器8
6及び利得制御回路87で構成されている。なお、周波
数変換器83には図示しない局部発信器からの信号が入
力される。
【0015】入力端子81から入力される無線周波数の
信号は、低雑音増幅器82で増幅された後、周波数変換
器83でベースバンド信号に周波数変換される。周波数
変換器83が出力するベースバンド信号は、低域通過フ
ィルタ84で不要波を除去された後、可変利得増幅部8
5に入力される。
【0016】可変利得増幅部85の利得制御回路87
は、可変利得増幅器86の出力するベースバンド信号
(希望波成分のみ)のレベル(振幅)を検出し、そのレ
ベルが一定になるように可変利得増幅器86の利得を自
動的に制御する。つまり、可変利得増幅器86の出力す
るベースバンド信号のレベルが過大であれば利得を下
げ、レベルが小さすぎる場合には利得を上げる。従っ
て、出力端子88に現れるベースバンド信号のレベルは
一定に維持される。
【0017】図11に示すような受信機において、回路
各部のレベルは例えば図15,図16に示すようにな
る。なお、図15,図16の中央部に示されるグラフ
は、信号に含まれる各周波数成分の分布(横軸fは周波
数)を表している。無線周波数の希望波成分の周波数が
fdであり、受信した信号には希望波以外の周波数成分
も含まれている。周波数変換器83における周波数変換
によって、希望波成分の周波数はDC(直流)に変換さ
れる。
【0018】また、図15,図16の下方に示すグラフ
は、各部の信号全体のレベル(振幅)とそれに含まれる
各成分の割合を示している。図15は希望波が不要波に
比べレベルが高い場合を示し、図16は希望波が不要波
に比べレベルが低い場合を示している。図15の例で
は、低雑音増幅器82の出力における信号全体のレベル
が飽和レベルLsよりも低く、可変利得増幅器86の出
力における信号のレベルも飽和レベルよりも低いため特
に問題は生じない。この場合、可変利得増幅器86の出
力における信号のレベルが飽和レベルにならないよう
に、利得制御回路87によって可変利得増幅器86の利
得が制御される。
【0019】図16の例では、低雑音増幅器82に入力
される信号全体の受信レベルが過大であるため、低雑音
増幅器82の出力における信号レベルが飽和レベルLs
に到達している。すなわち、低雑音増幅器82の内部で
信号が飽和している。この場合も、利得制御回路87は
可変利得増幅器86の出力レベルが飽和レベルにならな
いように可変利得増幅器86の利得を制御しているが、
低雑音増幅器82における信号の飽和は制御できない。
【0020】図16において低雑音増幅器82での信号
の飽和を避けるためには、入力端子81に入力される信
号のレベルを下げるか又は低雑音増幅器82の利得を小
さくする必要がある。このため、RF部で広いダイナミ
ックレンジを確保することは困難である。一方、図12
に示す受信機ではRF部に低雑音可変利得増幅器91が
設けてある。また、可変利得増幅器86の出力の信号レ
ベルを検出する利得制御回路92は、可変利得増幅器8
6の利得だけでなく低雑音可変利得増幅器91の利得も
制御する。
【0021】すなわち、可変利得増幅部90の利得制御
回路92は、可変利得増幅器86の出力における信号の
レベルが過大な場合には低雑音可変利得増幅器91の利
得及び可変利得増幅器86の利得の両方を下げ、信号レ
ベルの飽和を防止する。また、可変利得増幅器86の出
力における信号レベルが小さすぎる場合には、利得制御
回路92は低雑音可変利得増幅器91の利得及び可変利
得増幅器86の利得の両方を上げる。
【0022】図12に示すような受信機では、図11の
受信機と比べて特性が多少改善されるが、回路各部のレ
ベルには図15,図16と比べて大きな違いは現れな
い。図12の受信機における利得制御回路92は、可変
利得増幅器86の出力に現れる希望波成分だけのレベル
に従って低雑音可変利得増幅器91の利得を制御するの
で、図15に示すように受信した信号に含まれる希望波
成分の比率が高い場合には、受信レベルに応じて低雑音
可変利得増幅器91の利得を制御できる。
【0023】しかし、図16に示すように受信した信号
に含まれる不要波成分の比率が高い場合には、受信レベ
ルが過大になっても利得制御回路92の検出する希望波
のレベルが小さいため、低雑音可変利得増幅器91の利
得の低下は僅かであり、低雑音可変利得増幅器91の出
力の信号レベルが飽和するのを防止できない。
【0024】従って、図12に示す構成を用いる場合で
あってもRF部で広いダイナミックレンジを確保するこ
とは困難である。例えば、TDMA(Time Division Mul
tiple Access)方式を用いたデジタル無線通信システム
では、無線通信端末および基地局は、時間的に連続では
ないバースト的な信号を送受信する。この場合、時間軸
上で見て端末および基地局が出力しない状態(休止期
間)から、1つのバースト期間内で信号を受信する状態
への高速な移行が必要になる。このような2つの状態の
間の移行が短時間に行われないと、通信に活用出来ない
時間領域が増加するため、情報伝達効率が低下する。
【0025】従って、高速な無線通信システムでは、信
号受信時に通信に活用できない時間領域をできるだけ小
さくし、情報伝達効率を向上することが重要である。と
ころで、フィードバック型の自動利得制御増幅回路は、
一般に図13に示すように構成される。図13を参照す
ると、この回路には可変利得増幅器103,整流回路1
04,ローパスフィルタ105,誤差増幅回路106及
び基準電圧発生回路107が備わっている。
【0026】図13の回路においては、可変利得増幅器
103の出力に現れる信号のレベルが変動すると、ロー
パスフィルタ105の出力に現れる直流電圧Vfが変動
する。基準電圧発生回路107が出力する基準電圧Vre
fは一定なので、直流電圧Vfが変動するとそれと基準
電圧Vrefとの差分を誤差として増幅する誤差増幅回路
106の出力には大きなレベル変化が生じる。
【0027】誤差増幅回路106が出力する信号は可変
利得増幅器103にバイアス電圧Vbとして印加され、
可変利得増幅器103の利得は印加されるバイアス電圧
Vbに応じて変化する。その結果、入力端子101の信
号レベルが変動しても可変利得増幅器103の出力に現
れる信号のレベルが変動しないように自動的に制御され
る。
【0028】図13に示すような自動利得制御増幅回路
を用いる場合、信号の変化に対する利得の追従が遅いた
め、バースト信号の高速化に対応するためには、フィー
ドバックループのループ時定数を小さくして応答速度を
改善する必要があった。しかしながら、回路の応答速度
と収束時間との間にはトレードオフの関係があるため、
応答速度を早くするとバースト毎の正確な振幅変動情報
を得ることができないという問題点が生じる。
【0029】また、一般的な増幅器の入出力特性は図1
4に示すようになる。この例では、入力レベルがPin(mi
n)からPin(max)の範囲で変化する場合に出力レベルはPo
ut(min)からPout(max)の範囲になる。図14の例では、
飽和レベルがPsatであり、入力レベルがPin(a)以上の場
合に増幅器が飽和して出力レベルが一定になる。すなわ
ち、入力のダイナミックレンジはPd(in)であり、出力の
ダイナミックレンジはPd(out)なので、出力のダイナミ
ックレンジは入力のダイナミックレンジに比べて(Pin(m
ax)−Pin(a))だけ狭くなる。
【0030】仮に、図14に示す増幅器を図13の自動
利得制御増幅回路における可変利得増幅器103として
用いる場合、可変利得増幅器103の出力側で信号のレ
ベルを検出しているので、検出可能な信号レベルの範囲
はPd(out)になる。従って、可変利得増幅器103の入
力側の実際のダイナミックレンジに比べて狭い範囲の信
号レベルしか検出できない。
【0031】また、例えば携帯電話やPHSに用いられ
る受信機の場合には、受信レベルの検出が必要であるた
め自動利得制御増幅回路の入力側にも受信レベルを検出
するための回路を設ける必要がある。このため、受信機
の構成が複雑になり回路規模も大きくなる。前述のよう
に、従来の直接変換受信機では様々な問題があった。特
に、希望波の受信レベルが不要波に比べて低い場合に、
RF部の増幅器が飽和して十分なダイナミックレンジが
得られないことは大きな問題である。
【0032】本発明は、上記のような直接変換受信機に
おいて希望波の受信レベルが不要波に比べて低い場合の
ダイナミックレンジを改善することを目的とする。
【0033】
【課題を解決するための手段】請求項1の直接変換受信
機は、受信した無線周波数の信号を増幅する第1の可変
利得増幅器と、前記第1の可変利得増幅器の入力側で受
信された無線周波数の信号の全受信レベルを検出するレ
ベル検出回路と、前記レベル検出回路が検出した全受信
レベルに応じて、前記第1の可変利得増幅器の利得を制
御する第1の制御回路と、前記第1の可変利得増幅器が
出力する無線周波数の信号をベースバンド信号に周波数
変換する周波数変換器と、前記周波数変換器が出力する
ベースバンド信号から不要成分を除去する低域通過フィ
ルタと、前記低域通過フィルタが出力する信号を増幅す
る第2の可変利得増幅器と、前記第2の可変利得増幅器
が出力する信号のレベルに応じて、該第2の可変利得増
幅器の利得を制御する第2の制御回路とを設けたことを
特徴とする。
【0034】受信された無線周波数の信号は、第1の可
変利得増幅器で増幅された後、周波数変換器によってベ
ースバンド信号に周波数変換される。このベースバンド
信号に含まれる不要波成分は、低域通過フィルタで除去
される。不要波成分が除去されたベースバンド信号は、
第2の可変利得増幅器で増幅される。レベル検出回路
は、第1の可変利得増幅器の入力側で受信された無線周
波数の信号の全受信レベルを検出する。第1の制御回路
は、前記レベル検出回路が検出した全受信レベルに応じ
て、前記第1の可変利得増幅器の利得を制御する。第2
の制御回路は、前記第2の可変利得増幅器が出力する信
号のレベルに応じて、該第2の可変利得増幅器の利得を
制御する。
【0035】請求項1によれば、レベル検出回路は第1
の可変利得増幅器が増幅する前の無線周波数の信号のレ
ベルを検出するので、検出可能なレベルの範囲が広い。
しかも、希望波及び不要波の両方を含む全受信レベルを
レベル検出回路が検出するので、希望波に比べて不要波
の受信レベルが大きい場合であっても、全受信レベルが
過大な場合に第1の可変利得増幅器の利得を下げて飽和
を防止することができる。このため、ダイナミックレン
ジが広くなる。
【0036】請求項2は、請求項1の直接変換受信機に
おいて、入力信号レベルの対数に応じた信号を出力する
対数増幅器を前記レベル検出回路に設けたことを特徴と
する。請求項2では、対数増幅器を備えるので、全受信
レベルが小さい場合にはその微妙な変化を大きな変化と
して検出することが可能である。しかも、全受信レベル
が非常に大きい場合でも対数増幅器が飽和しにくいた
め、大きなレベルの変化も容易に検出できる。従って、
広い範囲の全受信レベルに対して第1の可変利得増幅器
の出力レベルを一定に維持できる。
【0037】請求項3は、請求項1又は請求項2の直接
変換受信機において、前記レベル検出回路が検出した全
受信レベルのアナログ信号をディジタル信号に変換する
アナログ/ディジタル変換器と、前記レベル検出回路が
検出した全受信レベルと前記第1の可変利得増幅器の利
得との間の予め定めた相関に対応するデータを保持する
とともに、前記アナログ/ディジタル変換器が出力する
ディジタル信号を入力するメモリとを前記第1の制御回
路に設けたことを特徴とする。
【0038】請求項3では、検出した全受信レベルがア
ナログ/ディジタル変換器でディジタル信号に変換さ
れ、前記メモリに印加される。このメモリの出力するデ
ィジタル信号に応じて、前記第1の可変利得増幅器の利
得が定まる。つまり、検出された全受信レベルと第1の
可変利得増幅器の利得との相関は、前記メモリに保持す
るデータの内容に応じて定まる。
【0039】従って、例えば検出される全受信レベルが
対数変換されている場合や、第1の可変利得増幅器の利
得制御入力と利得との関係が線形でない場合であって
も、前記メモリに保持するデータの変更だけで簡単に対
応できる。
【0040】請求項4は、請求項3の直接変換受信機に
おいて、前記メモリが出力するディジタル信号をアナロ
グ信号に変換するディジタル/アナログ変換器を前記第
1の制御回路に設け、前記ディジタル/アナログ変換器
が出力するアナログ信号を用いて前記第1の可変利得増
幅器のバイアスレベルを制御することを特徴とする。請
求項4では、第1の可変利得増幅器のバイアスレベルを
制御することにより、増幅器の動作点を変更し利得を制
御する場合を想定している。前記ディジタル/アナログ
変換器は、前記メモリが出力するディジタル信号をアナ
ログ信号に変換して第1の可変利得増幅器にバイアスレ
ベルとして印加する。
【0041】請求項5は、請求項3の直接変換受信機に
おいて、複数の抵抗器で構成される抵抗分圧回路を前記
メモリの出力端子に接続し、前記抵抗分圧回路の出力端
子を前記第1の可変利得増幅器のバイアスレベル制御端
子に接続したことを特徴とする。請求項5では、第1の
可変利得増幅器のバイアスレベルを制御することによ
り、増幅器の動作点を変更し利得を制御する場合を想定
している。前記抵抗分圧回路は、前記メモリが出力する
ディジタル信号をその値に応じて変化するアナログ電圧
に変換することができる。前記抵抗分圧回路が出力する
アナログ電圧は、第1の可変利得増幅器にバイアスレベ
ルとして印加される。
【0042】抵抗分圧回路は受動素子である抵抗器だけ
で構成でき、特別な電力をそれに供給する必要がないた
め、一般のD/A変換器を用いる場合と比べて受信機の
電力消費を低減できる。
【0043】
【発明の実施の形態】(第1の実施の形態)本発明の直
接変換受信機の1つの実施の形態について、図1〜図4
を参照して説明する。この形態は請求項1に対応する。
【0044】図1はこの形態の受信機の構成を示すブロ
ック図である。図2は可変利得増幅器11の特性例を示
すグラフである。図3は実施の形態で希望波が不要波に
比べレベルが高い場合の各部のレベルを示すレベルダイ
ヤグラムである。図4は実施の形態で希望波が不要波に
比べレベルが低い場合の各部のレベルを示すレベルダイ
ヤグラムである。
【0045】この形態では、請求項1の第1の可変利得
増幅器,レベル検出回路,第1の制御回路及び第2の制
御回路は、それぞれ可変利得増幅器11,レベル検出回
路12,利得制御回路13及びレベル制御回路23に対
応する。また、請求項1の周波数変換器は周波数変換器
142,143に対応し、請求項1の低域通過フィルタ
は低域通過フィルタ146,147に対応し、請求項1
の第2の可変利得増幅器は可変利得増幅器21,22に
対応する。
【0046】図1に示す受信機(直接変換受信機)は、
RF利得制御部10,分配器141,周波数変換器14
2,143,90度移相器144,局部発振器145,
低域通過フィルタ146,147,ベースバンド利得制
御部20及びベースバンド信号処理回路150を備えて
いる。また、RF利得制御部10は可変利得増幅器1
1,レベル検出回路12及び利得制御回路13を備え、
ベースバンド利得制御部20は可変利得増幅器21,2
2及びレベル制御回路23を備えている。
【0047】アンテナ50から入力される無線周波数の
信号は、可変利得増幅器11で増幅された後、分配器1
41を通って2系統に分配される。分配された各系統の
信号は、周波数変換器142及び143に入力される。
局部発振器145は、受信した信号と同じ無線周波数の
局部発信波信号を出力する。局部発振器145が出力す
る局部発信波信号は、90度移相器144を介して周波
数変換器142及び143に印加される。90度移相器
144は、周波数変換器142に印加される局部発信波
信号と周波数変換器143に印加される局部発信波信号
との間に90度の位相差を与える。
【0048】受信した無線周波数の信号は、周波数変換
器142,143によってベースバンド信号の周波数に
変換される。周波数変換器142が出力する信号は複素
数信号の中の実数成分(I信号)であり、周波数変換器
143が出力する信号は虚数成分(Q信号)である。低
域通過フィルタ146及び147は、それぞれ周波数変
換器142及び143が出力するベースバンド信号の低
周波成分だけを通過してベースバンド信号から不要波成
分を除去する。すなわち、不要波成分の周波数は受信し
た無線周波数から多少ずれているのでベースバンド信号
上の不要波の周波数は希望波よりも高く、低域通過フィ
ルタ146,147を通過できない。
【0049】低域通過フィルタ146から出力されるベ
ースバンド信号は、可変利得増幅器21で増幅されベー
スバンド信号処理回路150に入力される。また、低域
通過フィルタ147から出力されるベースバンド信号
は、可変利得増幅器22で増幅されベースバンド信号処
理回路150に入力される。RF利得制御部10に含ま
れているレベル検出回路12は、可変利得増幅器11の
入力側における無線周波数の信号のレベル(全受信レベ
ル:振幅の大きさ)を検出する。例えば、整流回路をレ
ベル検出回路12に内蔵することにより、高周波信号の
振幅の大きさを検出できる。
【0050】アンテナ50が受信する信号には、受信対
象の信号成分である希望波と受信対象でない成分である
不要波とが混在して現れるが、レベル検出回路12は希
望波及び不要波の両方を含む全体の受信レベル、すなわ
ち全受信レベルを検出する。利得制御回路13は、レベ
ル検出回路12が検出した無線周波数の全受信レベルに
応じて可変利得増幅器11の利得を制御する。実際に
は、利得制御回路13は可変利得増幅器11の入力側の
レベルとは無関係に可変利得増幅器11が出力する無線
周波数の信号の振幅が一定になるように利得を制御す
る。
【0051】例えば、可変利得増幅器11の入力側の全
受信レベルが過大である場合には、利得制御回路13は
可変利得増幅器11の利得を下げ、可変利得増幅器11
の入力側の全受信レベルが小さすぎる場合には、利得制
御回路13は可変利得増幅器11の利得を上げる。利得
制御回路13はアナログ電気回路で構成することができ
る。
【0052】この例では、可変利得増幅器11として図
2に示すような特性の増幅回路を用いる場合を想定して
いる。可変利得増幅器11としては様々な構成の回路を
利用できるが、例えば可変利得増幅器11に内蔵される
増幅素子の動作点を定めるバイアス電圧を変更すること
により、その利得を変更することができる。その場合に
は、可変利得増幅器11のバイアス電圧を利得制御回路
13の出力する信号で制御すればよい。
【0053】ベースバンド利得制御部20においては、
レベル制御回路23が可変利得増幅器21の出力するベ
ースバンド信号の信号レベル(振幅)及び可変利得増幅
器22の出力するベースバンド信号の信号レベル(振
幅)に基づいて、可変利得増幅器21及び22の利得を
制御する。可変利得増幅器21及び22には、レベル制
御回路23が出力する制御信号のレベルに応じて利得が
変化する増幅回路を用いればよい。レベル制御回路23
は、可変利得増幅器21の出力するベースバンド信号の
振幅及び可変利得増幅器22の出力するベースバンド信
号の振幅が一定になるように制御する。
【0054】すなわち、レベル制御回路23は可変利得
増幅器21又は22の出力レベルが過大になると可変利
得増幅器21及び22の利得を下げ、可変利得増幅器2
1又は22の出力レベルが小さすぎる場合には可変利得
増幅器21及び22の利得を上げる。図1の受信機の回
路各部のレベルは、例えば図3,図4に示すようにな
る。なお、図3,図4の中央部に示されるグラフは、信
号に含まれる各周波数成分の分布(横軸fは周波数)を
表している。無線周波数の希望波成分の周波数がfdで
あり、受信した信号には希望波以外の周波数成分も含ま
れている。周波数変換器142,143における周波数
変換によって、希望波成分の周波数はDC(直流)に変
換される。
【0055】また、図3,図4の下方に示すグラフは各
部の信号全体のレベル(振幅)とそれに含まれる各成分
の割合を示している。図3は希望波が不要波に比べレベ
ルが高い場合を示し、図4は希望波が不要波に比べレベ
ルが低い場合を示している。図4の例では、希望波が不
要波に比べレベルが低いため、従来の受信機の場合には
信号の飽和が生じる可能性が高い。しかし、この例では
RF利得制御部10の入力側の全受信レベルに応じて可
変利得増幅器11の利得を制御しているので、RF利得
制御部10の出力レベルは一定であり飽和レベルLsに
到達しない。また、RF利得制御部10の内部でも信号
の飽和は生じない。
【0056】また、ベースバンド利得制御部20では、
その出力に現れる希望波のベースバンド信号レベルに基
づいてそれが一定になるように制御しているので、ベー
スバンド利得制御部20の内部信号及びベースバンド利
得制御部20から出力されるベースバンド信号にも飽和
は生じない。従って、従来の受信機と比べて広いダイナ
ミックレンジを確保できる。
【0057】(第2の実施の形態)本発明の直接変換受
信機のもう1つの実施の形態について、図5,図6を参
照して説明する。この形態は請求項2に対応する。図5
はこの形態のRF利得制御部の構成を示すブロック図で
ある。図6は対数増幅器14の特性を示すグラフであ
る。この形態は、第1の実施の形態の変形例であり、受
信機全体の構成は図1と同一であるが、RF利得制御部
10の構成が図5に示すように変更されている。
【0058】図5に示すように、この例ではRF利得制
御部10に可変利得増幅器11,対数増幅器14及び利
得制御回路15が備わっている。この例では、対数増幅
器14は図6に示す特性を有している。すなわち、対数
増幅器14においては入力信号レベルの対数にほぼ比例
する出力レベル(RSSI)が得られる。
【0059】利得制御回路15は、対数増幅器14が出
力するRSSIに応じて可変利得増幅器11の利得を制
御し、可変利得増幅器11が出力する無線周波数の信号
の振幅を一定にする。すなわち、利得制御回路15は可
変利得増幅器11が出力する信号の振幅が過大であると
可変利得増幅器11の利得を下げ、可変利得増幅器11
が出力する信号の振幅が小さいと可変利得増幅器11の
利得を上げるような信号レベルを可変利得増幅器11の
制御入力端子に印加する。利得制御回路15は、アナロ
グ回路を用いて構成することができる。
【0060】この形態の受信機の場合にも、回路各部の
信号レベルは図3,図4と同様になる。また、対数増幅
器14を用いているため、可変利得増幅器11の入力側
のレベルが非常に小さい場合であってもその微妙な変化
を高感度で検出でき、可変利得増幅器11の入力側のレ
ベルが非常に大きい場合であっても飽和が生じにくいの
で、広い範囲の入力レベル変化に対して可変利得増幅器
11の出力レベルを一定に維持できる。つまり、広いダ
イナミックレンジが得られる。
【0061】なお、対数増幅器14以外の非線形増幅器
を用いる場合にも上記と同様な効果を得ることが可能で
ある。 (第3の実施の形態)本発明の直接変換受信機のもう1
つの実施の形態について、図7を参照して説明する。こ
の形態は請求項3,請求項4に対応する。
【0062】図7はこの形態のRF利得制御部の構成を
示すブロック図である。この形態は、第1の実施の形態
の変形例であり、受信機全体の構成は図1と同一である
が、RF利得制御部10の構成が図7に示すように変更
されている。この形態では、請求項3のアナログ/ディ
ジタル変換器及びメモリはそれぞれA/D変換器16及
びROM17に対応し、請求項4のディジタル/アナロ
グ変換器はD/A変換器18に対応する。
【0063】図7に示すRF利得制御部10には、可変
利得増幅器11,対数増幅器14,A/D変換器16,
ROM17及びD/A変換器18が備わっている。この
例では、対数増幅器14は図6に示す特性を有してい
る。すなわち、対数増幅器14においては入力信号レベ
ルの対数にほぼ比例する出力レベル(RSSI)が得ら
れる。
【0064】A/D変換器16は、対数増幅器14が出
力するアナログ信号レベル(RSSI)をディジタル信
号に変換する。ROM17は、それぞれのアドレスに予
め定めたデータを保持している。A/D変換器16の出
力するディジタル信号は、ROM17のアドレス入力端
子に印加される。ROM17のデータ出力端子には、D
/A変換器18が接続されている。D/A変換器18は
ROM17が出力するディジタル信号に対応するアナロ
グ信号レベルを生成する。D/A変換器18の生成した
アナログ信号レベルは、可変利得増幅器11の制御入力
に印加される。
【0065】従って、この例においても、可変利得増幅
器11の入力側で検出された全受信レベルに従って可変
利得増幅器11の利得が自動的に制御される。実際に
は、ROM17の各アドレスに保持されたデータの内容
に応じて、可変利得増幅器11の入力側の全受信レベル
と可変利得増幅器11の制御入力のレベルとの相関が決
定される。
【0066】対数増幅器14における入出力特性や、可
変利得増幅器11の制御入力−利得特性には理想特性と
のずれが生じる場合が多い。しかし、そのような場合で
あってもこの例ではROM17に保持するデータの内容
を修正するだけで理想的な制御特性を得ることができ
る。これにより、可変利得増幅器11が出力する無線周
波数の信号の振幅を一定に維持できる。
【0067】(第4の実施の形態)本発明の直接変換受
信機のもう1つの実施の形態について、図8を参照して
説明する。この形態は請求項5に対応する。図8はこの
形態のRF利得制御部の構成を示すブロック図である。
この形態は、第3の実施の形態の変形例であり、受信機
全体の構成は図1と同一であるが、RF利得制御部10
の構成が図8に示すように変更されている。
【0068】この形態では、請求項5の抵抗分圧回路は
抵抗分圧回路19に対応する。図8に示すRF利得制御
部10の動作は、図7とほとんど同じである。すなわ
ち、ROM17のデータ出力端子に接続された抵抗分圧
回路19はD/A変換器18と同様の機能を果たす。R
OM17が各データ出力端子に出力する電圧は、例えば
データビットが「1」の場合には+5Vの一定電圧にな
り、データビットが「0」の場合には0Vの一定電圧に
なる。従って、抵抗分圧回路19の5組の分圧回路を構
成する抵抗器R1,R2の比率に応じて各分圧回路から
出力される電圧が定まる。
【0069】この例では、データビットが「1」の時に
各分圧回路が出力する電圧V1,V2,V3,V4,V
5の関係が次の条件を満たすように各抵抗値を定めてあ
る。V1=2・V2,V2=2・V3,V3=2・V
4,V4=2・V5抵抗分圧回路19から出力される5
つの電圧V1〜V5は、加算回路30で加算されて可変
利得増幅器11の制御入力端子に印加される。抵抗分圧
回路19から出力される5つの電圧V1〜V5を加算す
ることによって、32種類の電圧をROM17の出力デ
ータから生成することができる。
【0070】抵抗分圧回路19及び加算回路30は特別
な電源を必要としない受動回路であるため、一般的なD
/A変換器を用いる場合と比べて受信機の消費電力が小
さくなる。
【0071】
【発明の効果】本発明の直接変換受信機においては、受
信した無線周波数の信号に含まれる不要波のレベルが希
望波よりも大きい場合であっても、第1の可変利得増幅
器の内部及び出力側で信号の飽和が生じるのを防止でき
るので、受信機のダイナミックレンジが改善される。
【0072】また、対数増幅器を用いてレベルを検出す
ることにより、ダイナミックレンジを更に改善できる。
更に、検出したレベルをディジタル信号に変換してディ
ジタル処理を行う場合には、検出した全受信レベルと第
1の可変利得増幅器に与える制御レベルとの相関をメモ
リに保持するデータの変更で容易に変更できる。また、
抵抗分圧回路を用いてメモリの出力信号から制御レベル
を生成する場合には、受信機の消費電力を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】第1の実施の形態の受信機の構成を示すブロッ
ク図である。
【図2】可変利得増幅器11の特性例を示すグラフであ
る。
【図3】実施の形態で希望波が不要波に比べレベルが高
い場合の各部のレベルを示すレベルダイヤグラムであ
る。
【図4】実施の形態で希望波が不要波に比べレベルが低
い場合の各部のレベルを示すレベルダイヤグラムであ
る。
【図5】第2の実施の形態のRF利得制御部の構成を示
すブロック図である。
【図6】対数増幅器14の特性を示すグラフである。
【図7】第3の実施の形態のRF利得制御部の構成を示
すブロック図である。
【図8】第4の実施の形態のRF利得制御部の構成を示
すブロック図である。
【図9】直接変換方式の受信機の構成例を示すブロック
図である。
【図10】スーパヘテロダイン方式の受信機の構成例を
示すブロック図である。
【図11】自動利得制御を行う受信機の構成例(1)を
示すブロック図である。
【図12】自動利得制御を行う受信機の構成例(2)を
示すブロック図である。
【図13】自動利得制御増幅回路の構成例を示すブロッ
ク図である。
【図14】一般的な増幅器の入出力特性の例を示すレベ
ルダイヤグラムである。
【図15】従来の構成で希望波が不要波に比べレベルが
高い場合の各部のレベルを示すレベルダイヤグラムであ
る。
【図16】従来の構成で希望波が不要波に比べレベルが
低い場合の各部のレベルを示すレベルダイヤグラムであ
る。
【符号の説明】
10 RF利得制御部 11 可変利得増幅器 12 レベル検出回路 13 利得制御回路 14 対数増幅器 15 利得制御回路 16 A/D変換器 17 ROM 18 D/A変換器 19 抵抗分圧回路 20 ベースバンド利得制御部 21,22 可変利得増幅器 23 レベル制御回路 30 加算回路 50 アンテナ 51,53 帯域通過フィルタ 52 低雑音増幅器 54,57 周波数変換器 55,58 局部発振器 56 帯域通過フィルタ 59 チャネル選択フィルタ 60 中間周波増幅器 61 分配器 62,64 周波数変換器 63,65 低域通過フィルタ 66 90度移相器 67 局部発振器 68,150 ベースバンド信号処理回路 70,75 RF部 71 IF部 72,76 ベースバンド部 81 入力端子 82 低雑音増幅器 83 周波数変換器 84 低域通過フィルタ 85,90 可変利得増幅部 86 可変利得増幅器 87,92 利得制御回路 88 出力端子 91 低雑音可変利得増幅器 101 入力端子 102 出力端子 103 可変利得増幅器 104 整流回路 105 ローパスフィルタ 106 誤差増幅回路 107 基準電圧発生回路 140 低雑音増幅器 141 分配器 142,143 周波数変換器 144 90度移相器 145 局部発振器 146,147 低域通過フィルタ 148,149 増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 村口 正弘 東京都新宿区西新宿三丁目19番2号 日本 電信電話株式会社内 Fターム(参考) 5K004 AA05 FA09 FH01 5K052 AA01 AA11 BB02 DD04 EE02 EE13 GG13

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 受信した無線周波数の信号を増幅する第
    1の可変利得増幅器と、 前記第1の可変利得増幅器の入力側で、受信された無線
    周波数の信号の全受信レベルを検出するレベル検出回路
    と、 前記レベル検出回路が検出した全受信レベルに応じて、
    前記第1の可変利得増幅器の利得を制御する第1の制御
    回路と、 前記第1の可変利得増幅器が出力する無線周波数の信号
    をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換器と、 前記周波数変換器が出力するベースバンド信号から不要
    成分を除去する低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタが出力する信号を増幅する第2の
    可変利得増幅器と、 前記第2の可変利得増幅器が出力する信号のレベルに応
    じて、該第2の可変利得増幅器の利得を制御する第2の
    制御回路とを設けたことを特徴とする直接変換受信機。
  2. 【請求項2】 請求項1の直接変換受信機において、入
    力信号レベルの対数に応じた信号を出力する対数増幅器
    を前記レベル検出回路に設けたことを特徴とする直接変
    換受信機。
  3. 【請求項3】 請求項1又は請求項2の直接変換受信機
    において、 前記レベル検出回路が検出した全受信レベルのアナログ
    信号をディジタル信号に変換するアナログ/ディジタル
    変換器と、 前記レベル検出回路が検出した全受信レベルと前記第1
    の可変利得増幅器の利得との間の予め定めた相関に対応
    するデータを保持するとともに、前記アナログ/ディジ
    タル変換器が出力するディジタル信号を入力するメモリ
    とを前記第1の制御回路に設けたことを特徴とする直接
    変換受信機。
  4. 【請求項4】 請求項3の直接変換受信機において、前
    記メモリが出力するディジタル信号をアナログ信号に変
    換するディジタル/アナログ変換器を前記第1の制御回
    路に設け、前記ディジタル/アナログ変換器が出力する
    アナログ信号を用いて前記第1の可変利得増幅器のバイ
    アスレベルを制御することを特徴とする直接変換受信
    機。
  5. 【請求項5】 請求項3の直接変換受信機において、複
    数の抵抗器で構成される抵抗分圧回路を前記メモリの出
    力端子に接続し、前記抵抗分圧回路の出力端子を前記第
    1の可変利得増幅器のバイアスレベル制御端子に接続し
    たことを特徴とする直接変換受信機。
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JP2011205229A (ja) * 2010-03-24 2011-10-13 Toshiba Corp 無線受信回路
CN114978214A (zh) * 2022-05-23 2022-08-30 Oppo广东移动通信有限公司 直接变频接收机、数据接收方法、存储介质及电子设备

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