JP3021662B2 - 直角位相受信機における自動利得制御およびｄｃオフセット消去のための方法および装置 - Google Patents
直角位相受信機における自動利得制御およびｄｃオフセット消去のための方法および装置Info
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- H—ELECTRICITY
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の分野 本発明は、一般的に直角位相復調を使用するRF受信機
に関し、特に、デジタル受信機内での自動利得制御、帯
域外信号の排除、およびDCオフセット消去を行う優れた
方法および装置に関する。
に関し、特に、デジタル受信機内での自動利得制御、帯
域外信号の排除、およびDCオフセット消去を行う優れた
方法および装置に関する。
従来技術の説明 狭帯域FMセルラー通信システム等において使用される
アナログ受信機において、FM復調器は、入射波形に一致
した位相で符号化された情報を抽出するために使用され
る。現在のFM復調器は、しばしばアナログリミタの後に
置かれるアナログ周波数の弁別器を含み、そのリミタ
は、入力信号パワーを一定のレベルに制限するように機
能する。この方法において、最大の信号対雑音比は、周
波数弁別器への入力においてFM入力信号の全ダイナミッ
ク・レンジにわたって維持される。しかしながら、その
ようなアナログ信号処理技術は、一般的に広範囲な信号
フィルタ処理を含み、しばしば多数のディスクリートな
素子を使用して実行される。さらに、改良された動作
は、アナログ復調ではなくむしろ線形デジタル波形復調
を使用して達成されることが証明されている。不都合な
ことに、従来の復調技術はデジタル受信機には適切でな
いことが多く、その理由は、そこから得られたデータを
受信された信号のクリッピングによって結果的に損傷さ
せてしまうからである。
アナログ受信機において、FM復調器は、入射波形に一致
した位相で符号化された情報を抽出するために使用され
る。現在のFM復調器は、しばしばアナログリミタの後に
置かれるアナログ周波数の弁別器を含み、そのリミタ
は、入力信号パワーを一定のレベルに制限するように機
能する。この方法において、最大の信号対雑音比は、周
波数弁別器への入力においてFM入力信号の全ダイナミッ
ク・レンジにわたって維持される。しかしながら、その
ようなアナログ信号処理技術は、一般的に広範囲な信号
フィルタ処理を含み、しばしば多数のディスクリートな
素子を使用して実行される。さらに、改良された動作
は、アナログ復調ではなくむしろ線形デジタル波形復調
を使用して達成されることが証明されている。不都合な
ことに、従来の復調技術はデジタル受信機には適切でな
いことが多く、その理由は、そこから得られたデータを
受信された信号のクリッピングによって結果的に損傷さ
せてしまうからである。
デジタル的に変調された情報信号を受信するためのデ
ジタル受信機は、一般的に制御信号によって調整された
利得を有する可変利得増幅器を含んでいる。制御信号を
使用する受信された信号の利得の調整のプロセスは、自
動利得制御（AGC）と呼ばれる。典型的にデジタル受信
機において、AGCプロセスは可変利得増幅器の出力信号
パワーの測定を含んでいる。測定された値は、所望され
た信号パワーを表す値と比較され、可変利得増幅器に対
する制御信号が発生される。その後、エラー値は、増幅
器の利得を制御するように使用され、それによって、所
望された信号パワーと一致するように信号強度を調整す
る。最適な信号対雑音比でデジタル復調を達成するため
に、自動利得制御は、ベースバンドのアナログ−デジタ
ル変換器の全ダイナミック・レンジに近いベースバンド
波形の大きさを保持するために使用される。しかしなが
ら、これには、受信された信号パワーの全ダイナミック
・レンジにわたって自動利得制御が行われることが一般
的に必要とされる。
ジタル受信機は、一般的に制御信号によって調整された
利得を有する可変利得増幅器を含んでいる。制御信号を
使用する受信された信号の利得の調整のプロセスは、自
動利得制御（AGC）と呼ばれる。典型的にデジタル受信
機において、AGCプロセスは可変利得増幅器の出力信号
パワーの測定を含んでいる。測定された値は、所望され
た信号パワーを表す値と比較され、可変利得増幅器に対
する制御信号が発生される。その後、エラー値は、増幅
器の利得を制御するように使用され、それによって、所
望された信号パワーと一致するように信号強度を調整す
る。最適な信号対雑音比でデジタル復調を達成するため
に、自動利得制御は、ベースバンドのアナログ−デジタ
ル変換器の全ダイナミック・レンジに近いベースバンド
波形の大きさを保持するために使用される。しかしなが
ら、これには、受信された信号パワーの全ダイナミック
・レンジにわたって自動利得制御が行われることが一般
的に必要とされる。
セルラー環境において、デジタル受信機は、信号パワ
ーにおいて急速で広範囲な変化を受ける信号を受信す
る。コード分割多重アクセス（CDMA）および時分割多重
アクセス（TDMA）移動無線セルラー電話等において使用
されているデジタル受信機において、適切な信号処理の
ために復調された信号のパワーを制御する必要がある。
しかしながら、CDMAもしくはTDMA両立式と従来のFM両立
式の両方であるデジタル受信機、すなわち、二重モード
デジタル/FM受信機において、広帯域CDMA（もしくはTDM
A）信号と狭帯域FM信号の両方のパワー制御を行う必要
がある。受信されたFM信号とCDMA信号のパワーに関連し
たダイナミック・レンジを異ならせることによって制御
プロセスは複雑になる。すなわち、受信されたFM信号の
大きさは、100dB以上のダイナミック・レンジにわたっ
て変化するが、CDMAシステムの場合、典型的により制限
されたダイナミック・レンジ、すなわち、約80dBとな
る。
ーにおいて急速で広範囲な変化を受ける信号を受信す
る。コード分割多重アクセス（CDMA）および時分割多重
アクセス（TDMA）移動無線セルラー電話等において使用
されているデジタル受信機において、適切な信号処理の
ために復調された信号のパワーを制御する必要がある。
しかしながら、CDMAもしくはTDMA両立式と従来のFM両立
式の両方であるデジタル受信機、すなわち、二重モード
デジタル/FM受信機において、広帯域CDMA（もしくはTDM
A）信号と狭帯域FM信号の両方のパワー制御を行う必要
がある。受信されたFM信号とCDMA信号のパワーに関連し
たダイナミック・レンジを異ならせることによって制御
プロセスは複雑になる。すなわち、受信されたFM信号の
大きさは、100dB以上のダイナミック・レンジにわたっ
て変化するが、CDMAシステムの場合、典型的により制限
されたダイナミック・レンジ、すなわち、約80dBとな
る。
各モードに対して別個のAGC回路を設けることによっ
て、ハードウェアが複雑になり、そのような受信機は高
価になる。従って、狭帯域であり、ダイナミック・レン
ジが広いFM信号と、広帯域であり、ダイナミック・レン
ジがより制限されたCDMA信号の両方を動作することがで
きるAGC回路を提供することが望ましい。
て、ハードウェアが複雑になり、そのような受信機は高
価になる。従って、狭帯域であり、ダイナミック・レン
ジが広いFM信号と、広帯域であり、ダイナミック・レン
ジがより制限されたCDMA信号の両方を動作することがで
きるAGC回路を提供することが望ましい。
ダイナミック・レンジが制限されているアナログ−デ
ジタル（A/D）変換器を使用する廉価な受信機における
デジタルAGCを提供することも望ましい。また、セルラ
ーシステム内のFM信号は100dB以上変化し、比較的廉価
である８ビットのA/Dはダイナミック・レンジが約48dB
に制限されるので、費用が効果的なAGCの実行は、A/D変
換器において信号のダイナミック・レンジを制御するよ
うにA/D変換器に先行して受信機の部分の利得を制御で
きなければならない。別の方法は、大きいダイナミック
・レンジを有する高価なA/D変換器を使用して受信機の
コストが増加するか、もしくは、非常に困難でコストの
かかる無線のアナログ部分のAGCレンジを増加させるこ
とである。
ジタル（A/D）変換器を使用する廉価な受信機における
デジタルAGCを提供することも望ましい。また、セルラ
ーシステム内のFM信号は100dB以上変化し、比較的廉価
である８ビットのA/Dはダイナミック・レンジが約48dB
に制限されるので、費用が効果的なAGCの実行は、A/D変
換器において信号のダイナミック・レンジを制御するよ
うにA/D変換器に先行して受信機の部分の利得を制御で
きなければならない。別の方法は、大きいダイナミック
・レンジを有する高価なA/D変換器を使用して受信機の
コストが増加するか、もしくは、非常に困難でコストの
かかる無線のアナログ部分のAGCレンジを増加させるこ
とである。
それ故に、本発明の目的は、上述の望ましい特徴を含
み、後述されるように、従来のAGC技術に関連した所定
のその他の利点を実現する最新の改良されたAGC回路を
提供することである。
み、後述されるように、従来のAGC技術に関連した所定
のその他の利点を実現する最新の改良されたAGC回路を
提供することである。
標準的なFMセルラー電話において、AGC機能は、リミ
タと呼ばれる回路によって実行される。リミタが使用さ
れたとき、帯域外信号の排除は、中間周波数（IF）フィ
ルタを使用してのみ行われることができる。不可欠な信
号排除能力は、セラミックのIFフィルタを使用して達成
されるが、これらは比較的大きく高価である。小型で安
いIFフィルタは、一般的に所望された信号排除特性を所
有するように具体化されることが不可能であり、従っ
て、一般的にFMセルラー電話受信機において使用される
ことはない。
タと呼ばれる回路によって実行される。リミタが使用さ
れたとき、帯域外信号の排除は、中間周波数（IF）フィ
ルタを使用してのみ行われることができる。不可欠な信
号排除能力は、セラミックのIFフィルタを使用して達成
されるが、これらは比較的大きく高価である。小型で安
いIFフィルタは、一般的に所望された信号排除特性を所
有するように具体化されることが不可能であり、従っ
て、一般的にFMセルラー電話受信機において使用される
ことはない。
よく知られているように、集積回路（IC）技術におけ
る最近の進歩によって、IFフィルタと比較して非常に小
さく廉価である能動ベースバンドフィルタを実現するこ
とが可能となった。それに続いて、顕著な帯域外の信号
の抑制を達成するように能動ICベースバンドフィルタを
使用することが望ましく、それによって、より小さく廉
価なIFフィルタを使用して、任意の付加的な要求された
信号の排除を行うことができる。能動フィルタにおい
て、利得が高い程、より良く排除を行うことができる。
しかし、利得が高い程、システムは不所望なDCオフセッ
トを受け易い。そのようなDCオフセットの抑制は、使用
できる信号のダイナミック・レンジを最大にし、ベース
バンドの復調された信号においてオフセットによって誘
導された歪みを最小にし、ベースバンドの信号強度の評
価においてオフセットによって誘導されたエラーを最小
にするために望ましい。
る最近の進歩によって、IFフィルタと比較して非常に小
さく廉価である能動ベースバンドフィルタを実現するこ
とが可能となった。それに続いて、顕著な帯域外の信号
の抑制を達成するように能動ICベースバンドフィルタを
使用することが望ましく、それによって、より小さく廉
価なIFフィルタを使用して、任意の付加的な要求された
信号の排除を行うことができる。能動フィルタにおい
て、利得が高い程、より良く排除を行うことができる。
しかし、利得が高い程、システムは不所望なDCオフセッ
トを受け易い。そのようなDCオフセットの抑制は、使用
できる信号のダイナミック・レンジを最大にし、ベース
バンドの復調された信号においてオフセットによって誘
導された歪みを最小にし、ベースバンドの信号強度の評
価においてオフセットによって誘導されたエラーを最小
にするために望ましい。
標準的なCDMA通信システム（および幾つかのTDMAシス
テム）において使用される直角位相偏移変調（QPSK）も
しくは２進位相偏移変調（BPSK）のような標準的なデジ
タル通信システムにおいて、波形からの情報は、DCの周
囲に集中したベースバンド周波数への信号の下方変換に
よって再生される。この場合において、DCオフセットは
容易に取除かれ、その理由は、QPSKおよびBPSKの場合、
搬送波は一般的にいずれかの方法で送信機によって抑制
されるからである。従って、ベースバンドにおいて、DC
ノッチが使用される。
テム）において使用される直角位相偏移変調（QPSK）も
しくは２進位相偏移変調（BPSK）のような標準的なデジ
タル通信システムにおいて、波形からの情報は、DCの周
囲に集中したベースバンド周波数への信号の下方変換に
よって再生される。この場合において、DCオフセットは
容易に取除かれ、その理由は、QPSKおよびBPSKの場合、
搬送波は一般的にいずれかの方法で送信機によって抑制
されるからである。従って、ベースバンドにおいて、DC
ノッチが使用される。
しかしながら、FMおよび連続的位相FSK（AMPS等のFM
セルラー電話システムにおいて使用される）およびガウ
ス最小偏移変調（GMSK）（幾つかのTDMAシステムにおい
て使用される）等の一定の振幅の変調の場合、搬送波
は、受信された信号を復調するために保持されなければ
ならない。
セルラー電話システムにおいて使用される）およびガウ
ス最小偏移変調（GMSK）（幾つかのTDMAシステムにおい
て使用される）等の一定の振幅の変調の場合、搬送波
は、受信された信号を復調するために保持されなければ
ならない。
能動ベースバンドICフィルタを使用することによっ
て、不所望なDCオフセットの抑制を行う機構が必要にな
る。従来のデジタルセルラー電話受信機の一連のIF処理
は、典型的に搬送周波数がDCに下方変換されるように選
択された周波数を有している局部発振器（LO）を含み、
簡単なDCノッチフィルタは、不所望なDCオフセットを取
除くために使用される。FM、FSK、もしくはGMSK信号が
そのような一連のIF処理によって処理される場合、DCオ
フセット抑制は不所望なDC成分を取除くだけでなく、搬
送周波数における重要な位相情報および振幅情報も取除
く。すなわち、FMセルラー電話システムにおいて、重要
な振幅および位相情報が搬送周波数に存在し、そのよう
な情報が破壊された場合、動作は不利な影響を受ける。
て、不所望なDCオフセットの抑制を行う機構が必要にな
る。従来のデジタルセルラー電話受信機の一連のIF処理
は、典型的に搬送周波数がDCに下方変換されるように選
択された周波数を有している局部発振器（LO）を含み、
簡単なDCノッチフィルタは、不所望なDCオフセットを取
除くために使用される。FM、FSK、もしくはGMSK信号が
そのような一連のIF処理によって処理される場合、DCオ
フセット抑制は不所望なDC成分を取除くだけでなく、搬
送周波数における重要な位相情報および振幅情報も取除
く。すなわち、FMセルラー電話システムにおいて、重要
な振幅および位相情報が搬送周波数に存在し、そのよう
な情報が破壊された場合、動作は不利な影響を受ける。
しかしながら、搬送周波数FcとFc＋Flとの間およびFc
とFc−Flとの間において２つの狭帯域の周波数があり
（ここにおいて、Flは復調されたスペクトルにおいて予
測された最も低い周波数であり、FMセルラーに対して典
型的にFl＝300Hzである）、それは復調された信号に不
利に作用せずに抑制されることができる。ごくわずかな
量の音声情報は、搬送周波数に近い周波数で相互変調積
において搬送されるが、そのような積はまれであり、継
続期間が比較的短い。従って、ベースバンドの下方変換
の後に低周波数の相互変調積だけを抑制することによっ
て、通常、結果的に容易に感知できる音声情報が失われ
ることはない。同様に、FSKおよびGMSKシステムにおい
て、非常に少ない信号パワーがFl＝（シンボル速度）/1
00より下で存在し、FcとFc＋Flとの間の周波数帯域は、
デジタルデータを劣化せずに抑制される。
とFc−Flとの間において２つの狭帯域の周波数があり
（ここにおいて、Flは復調されたスペクトルにおいて予
測された最も低い周波数であり、FMセルラーに対して典
型的にFl＝300Hzである）、それは復調された信号に不
利に作用せずに抑制されることができる。ごくわずかな
量の音声情報は、搬送周波数に近い周波数で相互変調積
において搬送されるが、そのような積はまれであり、継
続期間が比較的短い。従って、ベースバンドの下方変換
の後に低周波数の相互変調積だけを抑制することによっ
て、通常、結果的に容易に感知できる音声情報が失われ
ることはない。同様に、FSKおよびGMSKシステムにおい
て、非常に少ない信号パワーがFl＝（シンボル速度）/1
00より下で存在し、FcとFc＋Flとの間の周波数帯域は、
デジタルデータを劣化せずに抑制される。
それ故に、本発明の別の目的は、高利得／高選択性の
能動ベースバンドフィルタが搬送周波数情報の損失を生
じることなく使用される直角受信機を提供することであ
る。
能動ベースバンドフィルタが搬送周波数情報の損失を生
じることなく使用される直角受信機を提供することであ
る。
発明の概要 本発明は、受信されたRF信号の信号パワーを広いダイ
ナミック・レンジにわたって制御するための優れた自動
利得制御方法および装置である。好ましい実施形態にお
いて、自動利得制御装置は、受信されたRF信号の種々の
フェージング特性に応答して所望された制御を行うため
に調整されることができる。重要な信号が（CDMAデジタ
ルセルラーに対する）BPSKもしくはQPSK等の抑制された
搬送波のデジタル形式、もしくは（AMPSセルラー位相シ
ステムにおいて使用される）GMSK、FSK、もしくはFM等
の一定のエンベロープ連続位相形式であるアプリケーシ
ョンにおいて、本発明の装置は、必要な利得制御、帯域
外信号の排除、およびDCオフセットのないベースバンド
への下方変換を行うことができる。
ナミック・レンジにわたって制御するための優れた自動
利得制御方法および装置である。好ましい実施形態にお
いて、自動利得制御装置は、受信されたRF信号の種々の
フェージング特性に応答して所望された制御を行うため
に調整されることができる。重要な信号が（CDMAデジタ
ルセルラーに対する）BPSKもしくはQPSK等の抑制された
搬送波のデジタル形式、もしくは（AMPSセルラー位相シ
ステムにおいて使用される）GMSK、FSK、もしくはFM等
の一定のエンベロープ連続位相形式であるアプリケーシ
ョンにおいて、本発明の装置は、必要な利得制御、帯域
外信号の排除、およびDCオフセットのないベースバンド
への下方変換を行うことができる。
本発明によれば、二重モード受信機のための自動利得
制御（AGC）装置が開示されている。このAGC装置は、入
力信号を受信するための入力ポートと、利息制御信号を
受信するための制御ポートと、出力信号を供給するため
の出力ポートとを有している調節可能な利得増幅器を含
んでいる。出力ポートに結合された下方変換器は、出力
信号の周波数をベースバンド周波数に変換するように動
作し、それによって、ベースバンド信号を生成する。好
ましい実施形態において、下方変換器は、出力信号の受
信された信号の搬送周波数を予め定められたマージンに
よってDCからオフセットされたベースバンド周波数にマ
ッピングするように動作する。前記ベースバンド信号を
受信するために配置されたDCフィードスルー抑制ループ
は、下方変換器によって生成されたDCフィードスルー信
号を抑制し、それによって、補償されたベースバンド信
号を供給する。
制御（AGC）装置が開示されている。このAGC装置は、入
力信号を受信するための入力ポートと、利息制御信号を
受信するための制御ポートと、出力信号を供給するため
の出力ポートとを有している調節可能な利得増幅器を含
んでいる。出力ポートに結合された下方変換器は、出力
信号の周波数をベースバンド周波数に変換するように動
作し、それによって、ベースバンド信号を生成する。好
ましい実施形態において、下方変換器は、出力信号の受
信された信号の搬送周波数を予め定められたマージンに
よってDCからオフセットされたベースバンド周波数にマ
ッピングするように動作する。前記ベースバンド信号を
受信するために配置されたDCフィードスルー抑制ループ
は、下方変換器によって生成されたDCフィードスルー信
号を抑制し、それによって、補償されたベースバンド信
号を供給する。
AGC装置はさらに、出力信号のパワーに基づいて受信
されたパワー信号を発生する手段を具備している。飽和
積分器は、受信されたパワー信号を基準信号と比較し、
基準の値、受信されたパワー信号、および利得制御信号
に基づいて積分し、もしくは積分することを控えること
によって利得制御信号を生成する。
されたパワー信号を発生する手段を具備している。飽和
積分器は、受信されたパワー信号を基準信号と比較し、
基準の値、受信されたパワー信号、および利得制御信号
に基づいて積分し、もしくは積分することを控えること
によって利得制御信号を生成する。
図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、および利点は、図面に関連して
以下の詳細な説明からより明確になり、そこにおいて、
同一の参照番号は全体を通して対応して示されている。
以下の詳細な説明からより明確になり、そこにおいて、
同一の参照番号は全体を通して対応して示されている。
図１は、本発明の自動利得制御装置（AGC）の例示的
なアプリケーションのブロック図である。
なアプリケーションのブロック図である。
図２は、AGC増幅器の利得を利得制御電圧の関数とし
て示している。
て示している。
図３は、アナログ形式で構成された制御ループを含む
本発明の自動利得制御装置の例示的な実施例である。
本発明の自動利得制御装置の例示的な実施例である。
図4Aおよび4Bは、本発明の利得制御装置内に含まれた
信号リミタの例示的な構成に関連した電圧およびパワー
伝達特性をそれぞれ示している。
信号リミタの例示的な構成に関連した電圧およびパワー
伝達特性をそれぞれ示している。
図５は、積分制御スイッチの動作を管理するために使
用される決定論理装置の例示的な実施形態を示してい
る。
用される決定論理装置の例示的な実施形態を示してい
る。
図6A乃至6Cは、本発明のAGC装置の動作を示すタイミ
ング図である。
ング図である。
図７は、制御ループのデジタル構成を含む本発明のAG
C装置の好ましい実施例を示している。
C装置の好ましい実施例を示している。
図８は、図７の積分器内に含まれたデジタル飽和累算
器の例示的な実施形態を示している。
器の例示的な実施形態を示している。
図９は、DCフィードスルー抑制ループを含む本発明の
AGCループの別の好ましい実施例を示している。
AGCループの別の好ましい実施例を示している。
図10は、アナログDCフィードスルー抑制ループのブロ
ック図を示している。
ック図を示している。
実施例 コード分割多重アクセス（CDMA）可搬式セルラー通信
装置等において使用されるデジタル受信機において、処
理された信号のパワーを一定のレベルに設定する必要が
ある。セルラー環境において、受信機は、信号パワーに
おいて高速度で広域の変化を受ける信号を受信する。受
信された信号内に含まれたデジタルデータを適切に処理
するために、信号パワーは受信機内で制御されなければ
ならない。例えば、CDMA（もしくはTDMA）および標準的
なFM信号の両方を処理することができるデジタル受信機
等の二重モードデジタル受信機において、受信された信
号のダイナミック・レンジは、選択された動作モードの
関数として変化する。従って、その動作モードのそれぞ
れにおいて、いずれかの環境において受信された信号パ
ワーの変化を補償することができるデジタル受信機のた
めの自動利得制御装置が開示される。
装置等において使用されるデジタル受信機において、処
理された信号のパワーを一定のレベルに設定する必要が
ある。セルラー環境において、受信機は、信号パワーに
おいて高速度で広域の変化を受ける信号を受信する。受
信された信号内に含まれたデジタルデータを適切に処理
するために、信号パワーは受信機内で制御されなければ
ならない。例えば、CDMA（もしくはTDMA）および標準的
なFM信号の両方を処理することができるデジタル受信機
等の二重モードデジタル受信機において、受信された信
号のダイナミック・レンジは、選択された動作モードの
関数として変化する。従って、その動作モードのそれぞ
れにおいて、いずれかの環境において受信された信号パ
ワーの変化を補償することができるデジタル受信機のた
めの自動利得制御装置が開示される。
図１において、本発明の自動利得制御装置の例示的な
アプリケーションがブロック図の形式で示されている。
図１において、自動利得制御装置がCDMA可搬式セルラー
電話装置10のトランシーバ中に設けられている。電話装
置10は、二重モードすなわちCDMA（もしくはTDMA）およ
び従来のFMの両立式等である。本発明の自動利得制御装
置は、広帯域のCDMA（もしくはTDMA）信号および狭帯域
のFM信号の両方のパワー制御を行うことができる。広帯
域および狭帯域信号の両方に対して動作するためのその
ような回路の両立性によって、受信機はコスト、素子、
およびパワーの節減が得られる。
アプリケーションがブロック図の形式で示されている。
図１において、自動利得制御装置がCDMA可搬式セルラー
電話装置10のトランシーバ中に設けられている。電話装
置10は、二重モードすなわちCDMA（もしくはTDMA）およ
び従来のFMの両立式等である。本発明の自動利得制御装
置は、広帯域のCDMA（もしくはTDMA）信号および狭帯域
のFM信号の両方のパワー制御を行うことができる。広帯
域および狭帯域信号の両方に対して動作するためのその
ような回路の両立性によって、受信機はコスト、素子、
およびパワーの節減が得られる。
電話装置10は、ベースステーションから送信されたCD
MAもしくはFM通信信号を含むRF信号を受信するためのア
ンテナ12を含んでいる。アンテナ12は、受信された信号
をデュプレクサ14に結合し、それによって、受信された
信号を電話10の受信機部分に供給する。デュプレクサ14
はまた、アンテナ12に結合するための電話装置10の送信
機部分からCDMAもしくはFM通信信号を受信し、ベースス
テーションに送信する。
MAもしくはFM通信信号を含むRF信号を受信するためのア
ンテナ12を含んでいる。アンテナ12は、受信された信号
をデュプレクサ14に結合し、それによって、受信された
信号を電話10の受信機部分に供給する。デュプレクサ14
はまた、アンテナ12に結合するための電話装置10の送信
機部分からCDMAもしくはFM通信信号を受信し、ベースス
テーションに送信する。
受信された信号は、デュプレクサ14から下方変換器16
に出力されて、そこにおいて、RF信号は、低い周波数範
囲に変換され、対応する中間周波数（IF）信号として供
給される。下方変換器16からのIF信号は、自動利得制御
されたIF増幅器18に供給される。IF信号は、増幅器18に
も供給されるAGC信号（VAGC）によって決定された利得
レベルで増幅される。増幅器18は、VAGCのベースで80dB
以上の高いダイナミック・レンジにわたって利得の線形
制御を行うことができる。増幅器18は、例えば、本発明
の出願人に譲渡された米国特許第5,099,204号明細書“L
INEAR GAIN CONTROL AMPLIFIER"に説明された設計であ
る。
に出力されて、そこにおいて、RF信号は、低い周波数範
囲に変換され、対応する中間周波数（IF）信号として供
給される。下方変換器16からのIF信号は、自動利得制御
されたIF増幅器18に供給される。IF信号は、増幅器18に
も供給されるAGC信号（VAGC）によって決定された利得
レベルで増幅される。増幅器18は、VAGCのベースで80dB
以上の高いダイナミック・レンジにわたって利得の線形
制御を行うことができる。増幅器18は、例えば、本発明
の出願人に譲渡された米国特許第5,099,204号明細書“L
INEAR GAIN CONTROL AMPLIFIER"に説明された設計であ
る。
上述の米国特許第5,099,204号明細書において、線形
制御の所望されたダイナミック・レンジを達成するため
に補償回路が使用されている。特定の実施形態におい
て、そのような制御は、補償回路からの補助なしに増幅
回路によって行われる。そのような実施形態に含まれて
いるものにおいて、例えば、幾つかの増幅段がカスケー
ドに配置されている。同様に、高圧パワー電源が利用で
きるために、補償回路の必要が排除される。
制御の所望されたダイナミック・レンジを達成するため
に補償回路が使用されている。特定の実施形態におい
て、そのような制御は、補償回路からの補助なしに増幅
回路によって行われる。そのような実施形態に含まれて
いるものにおいて、例えば、幾つかの増幅段がカスケー
ドに配置されている。同様に、高圧パワー電源が利用で
きるために、補償回路の必要が排除される。
利得制御されたIF信号は、増幅器18から第２の周波数
下方変換器に出力され、下方変換器20において、IF信号
は、低い周波数範囲に変換され、対応する同位相および
直角位相ベースバンド信号IBBおよびQBBとして供給され
る。図１に示された実施形態において、動作のCDMAモー
ドにおけるベースバンド信号は、さらなる位相の復調お
よび相関のために出力される符号化されたデジタルデー
タＩおよびＱサンプルである。二重モード受信機におい
て、下方変換器20もまたFM信号を周波数下方変換し、そ
れによって、ベースバンドFM同位相信号および直角位相
信号を供給し、それはさらに音響出力信号に復調される
位相／周波数である。
下方変換器に出力され、下方変換器20において、IF信号
は、低い周波数範囲に変換され、対応する同位相および
直角位相ベースバンド信号IBBおよびQBBとして供給され
る。図１に示された実施形態において、動作のCDMAモー
ドにおけるベースバンド信号は、さらなる位相の復調お
よび相関のために出力される符号化されたデジタルデー
タＩおよびＱサンプルである。二重モード受信機におい
て、下方変換器20もまたFM信号を周波数下方変換し、そ
れによって、ベースバンドFM同位相信号および直角位相
信号を供給し、それはさらに音響出力信号に復調される
位相／周波数である。
検出器25は、下方変換器20によって出力された信号の
強度を測定し、対応する受信された信号強度指示（RSS
I）信号を発生する。RSSI信号は、制御装置（図示され
ていない）によって供給されたAGC基準信号（AGC_REF）
と共に、飽和積分器ネットワーク22に供給される。AGC_
REF信号は、ベースバンド信号に対する所望された信号
強度レベルに対応する。制御装置はまた、飽和積分器22
にAGC下限基準信号（AGC_LOW）およびAGC上限基準信号
（AGC_HIGH）を供給する。AGC_HIGHおよびAGC_LOW信号
は、飽和積分器22によって増幅器18の制御ポートに供給
された利得制御信号（V AGC）の大きさの限界に対応す
る。
強度を測定し、対応する受信された信号強度指示（RSS
I）信号を発生する。RSSI信号は、制御装置（図示され
ていない）によって供給されたAGC基準信号（AGC_REF）
と共に、飽和積分器ネットワーク22に供給される。AGC_
REF信号は、ベースバンド信号に対する所望された信号
強度レベルに対応する。制御装置はまた、飽和積分器22
にAGC下限基準信号（AGC_LOW）およびAGC上限基準信号
（AGC_HIGH）を供給する。AGC_HIGHおよびAGC_LOW信号
は、飽和積分器22によって増幅器18の制御ポートに供給
された利得制御信号（V AGC）の大きさの限界に対応す
る。
図２において、増幅器18の利得が利得制御電圧の関数
として示されている。図２を参照すると、増幅器18の利
得は、AGC_HIGH以上であり、AGC_LOW以下である制御電
圧の比較的一定の値にまで非線形に急激に上昇する。一
般的に、制御ループの対応する時定数が許容可能な範囲
内に留まるようにAGC_HIGHとAGC_LOWとの間の線形範囲
内にVAGCの値を抑制することが所望される。ループ時定
数の許容可能な範囲からの逸脱の結果として、著しいル
ープ制御エラーが生じる。本発明によれば、増幅器18
は、そのようなループ制御エラーによって導かれた性能
の劣化を防ぐために線形利得の領域内で動作するように
飽和積分器22によって抑制される。
として示されている。図２を参照すると、増幅器18の利
得は、AGC_HIGH以上であり、AGC_LOW以下である制御電
圧の比較的一定の値にまで非線形に急激に上昇する。一
般的に、制御ループの対応する時定数が許容可能な範囲
内に留まるようにAGC_HIGHとAGC_LOWとの間の線形範囲
内にVAGCの値を抑制することが所望される。ループ時定
数の許容可能な範囲からの逸脱の結果として、著しいル
ープ制御エラーが生じる。本発明によれば、増幅器18
は、そのようなループ制御エラーによって導かれた性能
の劣化を防ぐために線形利得の領域内で動作するように
飽和積分器22によって抑制される。
以下に説明されるように、飽和積分器22は、VAGCがAG
C_HIGHとAGC_LOWとの間にあるときにRSSIとAGC_REF信号
との間の差を積分するように動作することができる。V
AGCがAGC_HIGHを超過するか、もしくはAGC_LOW以下にな
る原因となる入力を与えられた際に、積分器22は積分を
停止し、利得制御信号VAGCがAGC_HIGHもしくはAGC_LOW
のいずれかにおいて一定に保持され、それによって、制
御ループ応答特性を上述のように向上させる。
C_HIGHとAGC_LOWとの間にあるときにRSSIとAGC_REF信号
との間の差を積分するように動作することができる。V
AGCがAGC_HIGHを超過するか、もしくはAGC_LOW以下にな
る原因となる入力を与えられた際に、積分器22は積分を
停止し、利得制御信号VAGCがAGC_HIGHもしくはAGC_LOW
のいずれかにおいて一定に保持され、それによって、制
御ループ応答特性を上述のように向上させる。
再び図１を参照すると、飽和積分器22は、制御装置か
らのAGC_REF信号と共に検出器25からRSSI信号を受信す
る。正確なパワー制御を行うために、一般的にRSSI信号
とAGC_REFとの間の差が最小にされる必要がある。飽和
積分器22は、差をゼロにすることによってAGCループに
おけるこの関数を供給するために使用される。例えば、
信号の利得が高すぎる場合、RSSI信号もまたAGC_REFと
比較して高くなる。これらの信号が大きさにおいて等価
になるまで、積分器出力信号VAGCは増幅器18の利得を減
少し続ける。
らのAGC_REF信号と共に検出器25からRSSI信号を受信す
る。正確なパワー制御を行うために、一般的にRSSI信号
とAGC_REFとの間の差が最小にされる必要がある。飽和
積分器22は、差をゼロにすることによってAGCループに
おけるこの関数を供給するために使用される。例えば、
信号の利得が高すぎる場合、RSSI信号もまたAGC_REFと
比較して高くなる。これらの信号が大きさにおいて等価
になるまで、積分器出力信号VAGCは増幅器18の利得を減
少し続ける。
RSSI測定が、受信された信号の処理における種々の点
で行われることが理解されるべきである。図１におい
て、測定は下方変換器20による周波数下方変換の後に行
われることが示されているが、測定は、IF増幅器18に後
続する一連の信号処理の任意の点において行われること
ができる。RSSI測定は、信号のフィルタ処理の完了に後
続して行われることが好ましく、それによって、測定さ
れたスプリアス干渉パワーが最小になる。広帯域信号と
狭帯域信号の両方にアナログパワー制御技術を使用する
際に、同じパワー制御回路が両方の動作モードに対して
使用されることができる。
で行われることが理解されるべきである。図１におい
て、測定は下方変換器20による周波数下方変換の後に行
われることが示されているが、測定は、IF増幅器18に後
続する一連の信号処理の任意の点において行われること
ができる。RSSI測定は、信号のフィルタ処理の完了に後
続して行われることが好ましく、それによって、測定さ
れたスプリアス干渉パワーが最小になる。広帯域信号と
狭帯域信号の両方にアナログパワー制御技術を使用する
際に、同じパワー制御回路が両方の動作モードに対して
使用されることができる。
図１の携帯式電話の送信機部分30に関して、送信パワ
ーもまた制御される。VAGC信号は、CDMAモードにおいて
送信パワーを瞬間的に制御するために再び使用される。
VAGC信号は、制御装置（図示されていない）からの種々
のその他の制御信号と共に送信機部分30に供給される。
ーもまた制御される。VAGC信号は、CDMAモードにおいて
送信パワーを瞬間的に制御するために再び使用される。
VAGC信号は、制御装置（図示されていない）からの種々
のその他の制御信号と共に送信機部分30に供給される。
図３において、飽和積分器22の部分的にアナログの構
成を含んでいる本発明の自動利得制御装置の例示的な実
施形態が示されている。図３において、飽和積分器は、
容量性フィードバックネットワークを有する演算増幅器
積分器40を含んでいる。特に、積分器40はキャパシタ43
にも接続されている非反転入力において抵抗42を通って
AGC_REF信号を受信する。積分器決定論理装置46によっ
て与えられた制御情報に応答してスイッチ44が閉じられ
たとき、RSSI検出器48によって出力されたRSSI信号は、
抵抗50を通して積分器40によって受信される。積分器決
定論理装置46からの制御情報に応答してスイッチ44が開
いた位置に保持されているとき、キャパシタ52は積分器
40の出力（VAGC）をAGC_HIGHもしくはAGC_LOWのいずれ
かにおいて一定に保持するように動作する。これによっ
て、IF入力信号の大きさが予め定められたダイナミック
レンジから逸脱する際の増幅器18の飽和を防ぐ。
成を含んでいる本発明の自動利得制御装置の例示的な実
施形態が示されている。図３において、飽和積分器は、
容量性フィードバックネットワークを有する演算増幅器
積分器40を含んでいる。特に、積分器40はキャパシタ43
にも接続されている非反転入力において抵抗42を通って
AGC_REF信号を受信する。積分器決定論理装置46によっ
て与えられた制御情報に応答してスイッチ44が閉じられ
たとき、RSSI検出器48によって出力されたRSSI信号は、
抵抗50を通して積分器40によって受信される。積分器決
定論理装置46からの制御情報に応答してスイッチ44が開
いた位置に保持されているとき、キャパシタ52は積分器
40の出力（VAGC）をAGC_HIGHもしくはAGC_LOWのいずれ
かにおいて一定に保持するように動作する。これによっ
て、IF入力信号の大きさが予め定められたダイナミック
レンジから逸脱する際の増幅器18の飽和を防ぐ。
再び図３を参照すると、RFスイッチ49および55を使用
するスイッチング装置の実施形態が示されている。RFス
イッチ49および55は、図３のスイッチの設定によって示
されているように、CDMAモードの期間中にCDMA IF帯域
通過フィルタ51をIF増幅器18に結合する。FMモードにお
いて、RFスイッチ49および55の位置は、FM IF帯域通過
フィルタ53およびリミタ54をIF増幅器18に結合するよう
に変化される。チャンネル外干渉を排除するためのFM
IF帯域通過フィルタ53は、リミタ54を通して増幅器18に
供給されるFM信号の帯域幅を決定する。例えば、FMモー
ド動作において、FM IFフィルタ53は、約１セルラーチ
ャンネルに及ぶ通過帯域（例えば30kHz）と、IF中心周
波数を著しく超過して延在するストップバンド（例えば
＋／−60kHz）とを有するように設計される。CDMAモー
ド動作の期間中、CDMA IFフィルタ51は、チャンネル外
の干渉を排除し、増幅器18に供給されたCDMA信号の帯域
幅を決定するように設計される。例えばCDMAモードの期
間中に、CDMA IF帯域通過フィルタ51は、受信機のベー
スバンド部分（例えば1.26MHz）のチップ速度に釣合っ
た通過帯域を提供し、予め定められた排除帯域幅（例え
ば1.8MHz）を提供する。別の実施形態において、リミタ
54は、IF増幅器18の前に共通の通路に配置されることが
できる。
するスイッチング装置の実施形態が示されている。RFス
イッチ49および55は、図３のスイッチの設定によって示
されているように、CDMAモードの期間中にCDMA IF帯域
通過フィルタ51をIF増幅器18に結合する。FMモードにお
いて、RFスイッチ49および55の位置は、FM IF帯域通過
フィルタ53およびリミタ54をIF増幅器18に結合するよう
に変化される。チャンネル外干渉を排除するためのFM
IF帯域通過フィルタ53は、リミタ54を通して増幅器18に
供給されるFM信号の帯域幅を決定する。例えば、FMモー
ド動作において、FM IFフィルタ53は、約１セルラーチ
ャンネルに及ぶ通過帯域（例えば30kHz）と、IF中心周
波数を著しく超過して延在するストップバンド（例えば
＋／−60kHz）とを有するように設計される。CDMAモー
ド動作の期間中、CDMA IFフィルタ51は、チャンネル外
の干渉を排除し、増幅器18に供給されたCDMA信号の帯域
幅を決定するように設計される。例えばCDMAモードの期
間中に、CDMA IF帯域通過フィルタ51は、受信機のベー
スバンド部分（例えば1.26MHz）のチップ速度に釣合っ
た通過帯域を提供し、予め定められた排除帯域幅（例え
ば1.8MHz）を提供する。別の実施形態において、リミタ
54は、IF増幅器18の前に共通の通路に配置されることが
できる。
リミタ54は、主としてFMモード動作の期間中に受信さ
れた高パワーRF信号を減衰する。FM信号は、CDMAモード
動作の期間中に来る信号の最大のパワーを超過する可能
性がある。好ましい実施形態において、リミタ54は、増
幅器18への入力パワーをCDMA動作の特性である例えば80
dBのダイナミックレンジ内に制限する。リミタ54によっ
て、図３の自動利得制御（AGC）ループの制御範囲は、
予測されたCDMAダイナミックレンジのベースに基づいて
設計されることができ、それによって、FMおよびCDMAモ
ード動作に対する別個に較正されたAGC制御ループを設
ける必要を排除する。
れた高パワーRF信号を減衰する。FM信号は、CDMAモード
動作の期間中に来る信号の最大のパワーを超過する可能
性がある。好ましい実施形態において、リミタ54は、増
幅器18への入力パワーをCDMA動作の特性である例えば80
dBのダイナミックレンジ内に制限する。リミタ54によっ
て、図３の自動利得制御（AGC）ループの制御範囲は、
予測されたCDMAダイナミックレンジのベースに基づいて
設計されることができ、それによって、FMおよびCDMAモ
ード動作に対する別個に較正されたAGC制御ループを設
ける必要を排除する。
図4Aおよび4Bにおいて、リミタ54の例示的な実施形態
にそれぞれ関連した電圧およびパワー転送特性が示され
ている。図4Aおよび4Bに関して、リミタ54は、予め定め
られた最大電圧Vmよりも小さい電圧を有する信号を減衰
することはない。飽和したパワーは、PSAT＝Vm2/2RLと
して定量化され、そこにおいて、RLは、増幅器18の入力
負荷インピーダンスを示す。PSAT以上の入力パワーに対
して、リミタ54によって生成された出力信号パワーは、
ピーク信号電圧を電圧Vmまでクリップすることによって
ほぼPSATに一定にされる。PSATの値は、予測された最大
のCDMA入力パワーレベルに基づいて選択される。従っ
て、例えば、高パワー正弦波IF入力信号（Pin＞PSAT）
の場合、リミタ54によって生成された出力波形は、固定
された振幅にまで打切られるが、同じ基本周波数を有
し、位相情報は失われていない。リミタによって誘導さ
れた高調波ひずみは、低域通過フィルタ56によって除去
される。
にそれぞれ関連した電圧およびパワー転送特性が示され
ている。図4Aおよび4Bに関して、リミタ54は、予め定め
られた最大電圧Vmよりも小さい電圧を有する信号を減衰
することはない。飽和したパワーは、PSAT＝Vm2/2RLと
して定量化され、そこにおいて、RLは、増幅器18の入力
負荷インピーダンスを示す。PSAT以上の入力パワーに対
して、リミタ54によって生成された出力信号パワーは、
ピーク信号電圧を電圧Vmまでクリップすることによって
ほぼPSATに一定にされる。PSATの値は、予測された最大
のCDMA入力パワーレベルに基づいて選択される。従っ
て、例えば、高パワー正弦波IF入力信号（Pin＞PSAT）
の場合、リミタ54によって生成された出力波形は、固定
された振幅にまで打切られるが、同じ基本周波数を有
し、位相情報は失われていない。リミタによって誘導さ
れた高調波ひずみは、低域通過フィルタ56によって除去
される。
下方変換器20内に含まれた低域通過フィルタ56は、CD
MAモードもしくはFMモードのいずれかにおいて増幅器18
によって出力されたIF信号の周波数よりも大きい遮断周
波数を有するように設計される。上述のように、低域通
過フィルタ56は、ベースバンドの同位相（Ｉ）および直
角位相（Ｑ）成分への下方変換に先行して増幅器18によ
って出力されたIF信号の高調波を減衰るように設計され
る。リミタ54によってクリップされた高パワー波形によ
って不所望な高調波が生じる。IF低域通過フィルタ56は
不所望な高調波を取除き、それによって、それらは所望
されたIF信号情報と共にベースバンドに変換されること
はない。例示的な実施形態において、フィルタ56の型
式、次数、および通過帯域エッジは、増幅器18によって
生成された増幅されたIF信号に固有のIF高調波から生じ
るベースバンドのひずみ生成物を減衰するように選択さ
れる。
MAモードもしくはFMモードのいずれかにおいて増幅器18
によって出力されたIF信号の周波数よりも大きい遮断周
波数を有するように設計される。上述のように、低域通
過フィルタ56は、ベースバンドの同位相（Ｉ）および直
角位相（Ｑ）成分への下方変換に先行して増幅器18によ
って出力されたIF信号の高調波を減衰るように設計され
る。リミタ54によってクリップされた高パワー波形によ
って不所望な高調波が生じる。IF低域通過フィルタ56は
不所望な高調波を取除き、それによって、それらは所望
されたIF信号情報と共にベースバンドに変換されること
はない。例示的な実施形態において、フィルタ56の型
式、次数、および通過帯域エッジは、増幅器18によって
生成された増幅されたIF信号に固有のIF高調波から生じ
るベースバンドのひずみ生成物を減衰するように選択さ
れる。
フィルタ処理されたIF信号はミキサ60の第１の入力に
供給され、ミキサ60の他方の入力は、発振器64からの局
部的に発生された基準信号を受信する。ミキサ60は、フ
ィルタ処理されたIF信号を基準信号と混合し、出力ライ
ン70および72上にそれぞれベースバンドのＩ成分および
Ｑ（直角位相）成分を生成する。ミキサ60は、例えば３
乃至300Hz等の予め定められたマージンによってIF中心
周波数からオフセットされた周波数をベースバンドDC周
波数にマッピングするように設計される。そのようなDC
オフセットマージンによって、図３の自動利得制御ルー
プは、入力DCオフセットエラーと変調されていないFM信
号（すなわち連続波（CW）信号）とを区別することがで
きる。特に、ミキサ60は、中間帯域IF周波数での入力CW
信号に応答して約100Hzの出力周波数を生成するように
動作できることが好ましい。この方法において、RSSIパ
ワー測定を損なう入力DCオフセットエラーは、CW信号情
報を減衰せずにDCノッチフィルタ66によって取除かれ
る。
供給され、ミキサ60の他方の入力は、発振器64からの局
部的に発生された基準信号を受信する。ミキサ60は、フ
ィルタ処理されたIF信号を基準信号と混合し、出力ライ
ン70および72上にそれぞれベースバンドのＩ成分および
Ｑ（直角位相）成分を生成する。ミキサ60は、例えば３
乃至300Hz等の予め定められたマージンによってIF中心
周波数からオフセットされた周波数をベースバンドDC周
波数にマッピングするように設計される。そのようなDC
オフセットマージンによって、図３の自動利得制御ルー
プは、入力DCオフセットエラーと変調されていないFM信
号（すなわち連続波（CW）信号）とを区別することがで
きる。特に、ミキサ60は、中間帯域IF周波数での入力CW
信号に応答して約100Hzの出力周波数を生成するように
動作できることが好ましい。この方法において、RSSIパ
ワー測定を損なう入力DCオフセットエラーは、CW信号情
報を減衰せずにDCノッチフィルタ66によって取除かれ
る。
再び図３に関して、出力ライン70および72は、ベース
バンドのＩおよびＱ低域通過フィルタネットワーク76,7
8にそれぞれ接続される。フィルタネットワーク76およ
び78は、FMおよびCDMAモード動作の期間中にそれぞれ13
kHzと630kHzの遮断周波数を示す低域通過伝達関数を与
えるようにそれぞれ構成されることが望ましい。例示的
な実施形態において、フィルタ76および78のそれぞれは
１対のフィルタを含み、その一方はCDMAモード動作の期
間中に使用され、他方はFMモード動作の期間中に使用さ
れる。ネットワーク76,78内に含まれた個々のフィルタ
は、動作の選択されたモードに従って、ベースバンドの
Ｉ信号通路およびＱ信号通路にそれぞれスイッチされ
る。好まし実施形態において、システム制御装置は、選
択された動作モードに従ってフィルタネットワーク内に
含まれたフィルタをスイッチングする手段を含んでい
る。
バンドのＩおよびＱ低域通過フィルタネットワーク76,7
8にそれぞれ接続される。フィルタネットワーク76およ
び78は、FMおよびCDMAモード動作の期間中にそれぞれ13
kHzと630kHzの遮断周波数を示す低域通過伝達関数を与
えるようにそれぞれ構成されることが望ましい。例示的
な実施形態において、フィルタ76および78のそれぞれは
１対のフィルタを含み、その一方はCDMAモード動作の期
間中に使用され、他方はFMモード動作の期間中に使用さ
れる。ネットワーク76,78内に含まれた個々のフィルタ
は、動作の選択されたモードに従って、ベースバンドの
Ｉ信号通路およびＱ信号通路にそれぞれスイッチされ
る。好まし実施形態において、システム制御装置は、選
択された動作モードに従ってフィルタネットワーク内に
含まれたフィルタをスイッチングする手段を含んでい
る。
A/D変換器86および88に対する実行機能およびアンチ
エイリアシング機能に加えて、低域通過フィルタ76およ
び78は、帯域外信号の排除も行う。好ましい実施形態に
おいて、フィルタ76および78は、高利得および高いスト
ップバンド排除を有する。結果として、IF帯域通過フィ
ルタ51および53はより少ないストップバンド排除を有
し、それによって、より安くなる。
エイリアシング機能に加えて、低域通過フィルタ76およ
び78は、帯域外信号の排除も行う。好ましい実施形態に
おいて、フィルタ76および78は、高利得および高いスト
ップバンド排除を有する。結果として、IF帯域通過フィ
ルタ51および53はより少ないストップバンド排除を有
し、それによって、より安くなる。
ベースバンドフィルタネットワーク76,78およびDCノ
ッチフィルタ66によってフィルタ処理された後、結果と
して生じるベースバンドのＩ信号およびＱ信号は、RSSI
検出器48に供給される。RSSI検出器48は、測定された信
号パワーを（dBで）表す出力RSSI信号を供給する。RSSI
検出器48によって出力されたRSSI信号とAGC REFとの間
の差は、制御電圧VAGCを生成するように飽和積分器22内
で積分される。
ッチフィルタ66によってフィルタ処理された後、結果と
して生じるベースバンドのＩ信号およびＱ信号は、RSSI
検出器48に供給される。RSSI検出器48は、測定された信
号パワーを（dBで）表す出力RSSI信号を供給する。RSSI
検出器48によって出力されたRSSI信号とAGC REFとの間
の差は、制御電圧VAGCを生成するように飽和積分器22内
で積分される。
再び図３に関して、ベースバンドフィルタネットワー
ク76および78のＩおよびＱ出力はまた、ＩおよびＱアナ
ログ−デジタル（A/D）変換器86,88にそれぞれ供給され
る。A/D変換器86,88は、選択された動作モード、すなわ
ちCDMAもしくはFMのいずれかにおいて、デジタル復調の
ためにベースバンドのＩおよびＱ信号を量子化するよう
に動作する。好ましい実施形態において、A/D変換器86
および88のダイナミック・レンジは、IF増幅器18のAGC
装置の制御範囲を超過する信号に適合するのに十分であ
るように選択される。図２および３に関連して上に説明
されているように、飽和積分器22内の決定論理装置46
は、制御電圧VAGCをAGC_LOW＜VAGC＜AGC_HIGHの範囲内
に抑制する。これによって、増幅器18が非線形動作領域
において飽和することを阻止する。
ク76および78のＩおよびＱ出力はまた、ＩおよびＱアナ
ログ−デジタル（A/D）変換器86,88にそれぞれ供給され
る。A/D変換器86,88は、選択された動作モード、すなわ
ちCDMAもしくはFMのいずれかにおいて、デジタル復調の
ためにベースバンドのＩおよびＱ信号を量子化するよう
に動作する。好ましい実施形態において、A/D変換器86
および88のダイナミック・レンジは、IF増幅器18のAGC
装置の制御範囲を超過する信号に適合するのに十分であ
るように選択される。図２および３に関連して上に説明
されているように、飽和積分器22内の決定論理装置46
は、制御電圧VAGCをAGC_LOW＜VAGC＜AGC_HIGHの範囲内
に抑制する。これによって、増幅器18が非線形動作領域
において飽和することを阻止する。
従って、A/D変換器86,88は、積分器40が飽和しようと
しまいと、過剰な歪みなしに入力信号を量子化するよう
に設計される。好ましい実施形態において、A/D変換器8
6,88のそれぞれは、６乃至８ビットのダイナミック・レ
ンジを供給する。このダイナミック・レンジは、任意の
RF入力レベルに対するA/D変換器86,88の量子化されたデ
ジタル出力の信号対雑音比と比較したA/D変換器86,88へ
の入力の信号対雑音比の低下を防ぐのに十分である。例
えば、VAGCがAGC_LOWに到達したとき、リミタ54は、IF
信号の振幅を抑制する。この方法において、A/D変換器8
6,88の入力における信号レベルは、幾らかの固定された
量だけAGC_REFによって示されたレベルを超過すること
ができる。それ故に、A/D変換器86,88は、増加したレベ
ルにおいてベースバンド信号の正確な量子化を続行す
る。
しまいと、過剰な歪みなしに入力信号を量子化するよう
に設計される。好ましい実施形態において、A/D変換器8
6,88のそれぞれは、６乃至８ビットのダイナミック・レ
ンジを供給する。このダイナミック・レンジは、任意の
RF入力レベルに対するA/D変換器86,88の量子化されたデ
ジタル出力の信号対雑音比と比較したA/D変換器86,88へ
の入力の信号対雑音比の低下を防ぐのに十分である。例
えば、VAGCがAGC_LOWに到達したとき、リミタ54は、IF
信号の振幅を抑制する。この方法において、A/D変換器8
6,88の入力における信号レベルは、幾らかの固定された
量だけAGC_REFによって示されたレベルを超過すること
ができる。それ故に、A/D変換器86,88は、増加したレベ
ルにおいてベースバンド信号の正確な量子化を続行す
る。
同様に、A/D変換器86、88のダイナミック・レンジ
は、低いレベルのRF入力信号における信号対雑音比の低
下を防ぐのに十分である。例えば、VAGCがAGC_HIGHに到
達し、スイッチ44が開いているときに、入力RF信号が低
下し続けた場合、A/D変換器86,88の入力におけるベース
バンド号のレベルはAGC_REFによって示されたレベル以
下に低下する。A/D変換器86,88への信号入力のレベルが
減少することによって、結果的に装置を完全に使用する
ことができず、すなわち、A/D変換器86,88の出力の幾つ
かのビットは使用されない。RF入力信号が大きい場合、
A/D変換器86,88のダイナミック・レンジ全体が変換処理
の期間中に使用される。従って、本発明のAGC装置は、
制限された範囲のAGC制御ループをIF増幅器18の制御範
囲よりも実質的に大きいダイナミック・レンジに及ぶ復
調信号において使用可能にする。
は、低いレベルのRF入力信号における信号対雑音比の低
下を防ぐのに十分である。例えば、VAGCがAGC_HIGHに到
達し、スイッチ44が開いているときに、入力RF信号が低
下し続けた場合、A/D変換器86,88の入力におけるベース
バンド号のレベルはAGC_REFによって示されたレベル以
下に低下する。A/D変換器86,88への信号入力のレベルが
減少することによって、結果的に装置を完全に使用する
ことができず、すなわち、A/D変換器86,88の出力の幾つ
かのビットは使用されない。RF入力信号が大きい場合、
A/D変換器86,88のダイナミック・レンジ全体が変換処理
の期間中に使用される。従って、本発明のAGC装置は、
制限された範囲のAGC制御ループをIF増幅器18の制御範
囲よりも実質的に大きいダイナミック・レンジに及ぶ復
調信号において使用可能にする。
図５において、スイッチ44の位置を制御するように動
作する決定論理装置46の例示的な実施形態が示されてい
る。図５において示されているように、AGC_HIGHおよび
VAGC信号は、論理比較器104に与えられる。VAGCがAGC_H
IGHのレベルを超過したとき、比較器104の出力は論理レ
ベル１（１）になる。比較器104の出力は、フリップフ
ロップ110の出力と論理的に論理積（AND）処理され、そ
れは、スイッチ44の閉じられた位置のための論理レベル
１にある。フリップフロップ110の出力は、スイッチ44
の位置の過剰なスプリアスなトグリングを防ぐために遅
延素子114を通して遅延される。ANDゲート108および遅
延素子114は、スイッチ44の閉鎖に続く固定された期間
の後までスイッチ44が開くことを阻止するように動作す
る。ANDゲート108の出力は低レベルから高レベルに転移
し、従って、フリップフロップ110の出力を論理レベル
０にリセットし、ANDゲート130の出力において論理レベ
ル０を生成し、スイッチ44を開く。スイッチ44が開いた
ときに、もはやRSSI信号とAGC_REF信号がループによっ
て等価にされることはない。AGC_HIGHを超過し、ループ
が開かれた場合、RSSI信号はAGC REFよりも小さい信号
を示し、論理比較器102の出力は論理レベル０になる。R
SSI信号がAGC_REFのレベルを超過したとき、比較器102
の出力は高レベルに転移し、ANDゲート106の出力もまた
高レベルに転移し、従って、フリップフロップ110の出
力は論理レベル１に設定され、スイッチ44が閉じられ
る。遅延素子112およびANDゲート106は、遅延素子114お
よびANDゲート108に類似して機能し、スイッチ44が予め
定められた開放期間の間に閉じることを防ぐ。
作する決定論理装置46の例示的な実施形態が示されてい
る。図５において示されているように、AGC_HIGHおよび
VAGC信号は、論理比較器104に与えられる。VAGCがAGC_H
IGHのレベルを超過したとき、比較器104の出力は論理レ
ベル１（１）になる。比較器104の出力は、フリップフ
ロップ110の出力と論理的に論理積（AND）処理され、そ
れは、スイッチ44の閉じられた位置のための論理レベル
１にある。フリップフロップ110の出力は、スイッチ44
の位置の過剰なスプリアスなトグリングを防ぐために遅
延素子114を通して遅延される。ANDゲート108および遅
延素子114は、スイッチ44の閉鎖に続く固定された期間
の後までスイッチ44が開くことを阻止するように動作す
る。ANDゲート108の出力は低レベルから高レベルに転移
し、従って、フリップフロップ110の出力を論理レベル
０にリセットし、ANDゲート130の出力において論理レベ
ル０を生成し、スイッチ44を開く。スイッチ44が開いた
ときに、もはやRSSI信号とAGC_REF信号がループによっ
て等価にされることはない。AGC_HIGHを超過し、ループ
が開かれた場合、RSSI信号はAGC REFよりも小さい信号
を示し、論理比較器102の出力は論理レベル０になる。R
SSI信号がAGC_REFのレベルを超過したとき、比較器102
の出力は高レベルに転移し、ANDゲート106の出力もまた
高レベルに転移し、従って、フリップフロップ110の出
力は論理レベル１に設定され、スイッチ44が閉じられ
る。遅延素子112およびANDゲート106は、遅延素子114お
よびANDゲート108に類似して機能し、スイッチ44が予め
定められた開放期間の間に閉じることを防ぐ。
論理動作の類似したシーケンスは、RF入力信号のレベ
ルがAGCの範囲を超過する際に実行される。VAGCがAGC_L
OWのレベル以下に低下するとき、比較器118の出力は論
理レベル１になる。比較器118の出力は、フリップフロ
ップ124の出力で論理的に論理積処理され、それはスイ
ッチ44が閉じられてるときに論理レベル１である。その
後、ANDゲート122の出力は低レベルから高レベルに転移
し、従って、フリップフロップ124の出力を論理レベル
０にリセットする。これによって、ANDゲート130の出力
において論理レベルは０になり、その結果、スイッチ44
は開く。スイッチ44が開かれたとき、もはやRSSI信号が
ループによってAGC_REFと等価にされることはない。こ
の方法においてループが開かれた際に、RSSI信号はAGC_
REFよりも大きく、論理比較器116の出力は論理レベル０
である。RSSI信号がAGC_REFよりも小さくなるとき、比
較器116およびANDゲート120の出力は高レベルに転移す
る。この転移によって、フリップフロップ124の出力は
論理レベル１に設定され、スイッチ44が閉じる。遅延素
子126,128およびANDゲート120,122は、遅延素子114およ
びANDゲート108に類似して機能し、開放位置と閉鎖位置
の間でのスイッチ44の急速なトグリングを防ぐのに役立
つ。
ルがAGCの範囲を超過する際に実行される。VAGCがAGC_L
OWのレベル以下に低下するとき、比較器118の出力は論
理レベル１になる。比較器118の出力は、フリップフロ
ップ124の出力で論理的に論理積処理され、それはスイ
ッチ44が閉じられてるときに論理レベル１である。その
後、ANDゲート122の出力は低レベルから高レベルに転移
し、従って、フリップフロップ124の出力を論理レベル
０にリセットする。これによって、ANDゲート130の出力
において論理レベルは０になり、その結果、スイッチ44
は開く。スイッチ44が開かれたとき、もはやRSSI信号が
ループによってAGC_REFと等価にされることはない。こ
の方法においてループが開かれた際に、RSSI信号はAGC_
REFよりも大きく、論理比較器116の出力は論理レベル０
である。RSSI信号がAGC_REFよりも小さくなるとき、比
較器116およびANDゲート120の出力は高レベルに転移す
る。この転移によって、フリップフロップ124の出力は
論理レベル１に設定され、スイッチ44が閉じる。遅延素
子126,128およびANDゲート120,122は、遅延素子114およ
びANDゲート108に類似して機能し、開放位置と閉鎖位置
の間でのスイッチ44の急速なトグリングを防ぐのに役立
つ。
ANDゲート130の論理出力は、積分エネーブル信号と考
えることができ、スイッチ44に接続されたスイッチ制御
ライン124上に与えられる。好ましい実施例において、
スイッチ44は、制御ライン124上の論理１の供給に応答
して閉じられ、論理０がその上に与えられたときに開か
れる。従って、積分器決定論理装置46は、RSSI信号とAG
C_REF信号との間の差が演算増幅器積分器40によって積
分されるときに制御する。この方法において、積分器決
定論理装置46と積分器40は、VAGCを供給するために協同
する。図３のAGC装置の動作は、図6A乃至6Cのタイミン
グ図に関連して詳細に説明される。特に、図6Aおよび6B
は、例示的なRF信号のパワーにおける時間変化および飽
和積分器22内のスイッチ44の対応する状態（開放もしく
は閉鎖状態）をそれぞれ示している。図6Cにおいて、図
6AのRF入力信号に応答して演算増幅器積分器40によって
発生された利得制御電圧（VAGC）の対応する値が示され
ている。
えることができ、スイッチ44に接続されたスイッチ制御
ライン124上に与えられる。好ましい実施例において、
スイッチ44は、制御ライン124上の論理１の供給に応答
して閉じられ、論理０がその上に与えられたときに開か
れる。従って、積分器決定論理装置46は、RSSI信号とAG
C_REF信号との間の差が演算増幅器積分器40によって積
分されるときに制御する。この方法において、積分器決
定論理装置46と積分器40は、VAGCを供給するために協同
する。図３のAGC装置の動作は、図6A乃至6Cのタイミン
グ図に関連して詳細に説明される。特に、図6Aおよび6B
は、例示的なRF信号のパワーにおける時間変化および飽
和積分器22内のスイッチ44の対応する状態（開放もしく
は閉鎖状態）をそれぞれ示している。図6Cにおいて、図
6AのRF入力信号に応答して演算増幅器積分器40によって
発生された利得制御電圧（VAGC）の対応する値が示され
ている。
図6Aおよび6Cに示されているように、第１の積分期間
（t0＜ｔ＜t1）にわたって、RF入力信号のパワーは、AG
CループのAGC制御範囲に制限され、従って、AGC_LOW＜V
AGC＜AGC_HIGHとなる（図6C参照）。時間ｔ＝t1におい
て、積分器決定論理装置46は、VAGCがAGC_LOWに到達し
たことを決定し、その結果としてスイッチ44を開く。ス
イッチ44は、時間t1＜ｔ＜t2を通して開いたままであ
り、その期間中に時間積分器40は、RSSIとAGC_REFとの
間の差を積分することが阻止される。この期間中に、A/
D変換器86および88の入力は、リミタ54によって抑制さ
れる。時間ｔ＝t2において、RF入力信号パワーは、再び
ループ制御範囲の上限よりも小さくなり、その結果、ス
イッチ44は積分決定論理46によって閉じられ、VAGCはAG
C_LOWを超過する。その後、スイッチ44は、制御電圧V
AGCがAGC_HIGHに到達し、時間スイッチ44が積分器決定
論理46によって再び開かれるまで第２の積分期間（t2＜
ｔ＜t3）にわたって閉じられたままである。この期間中
に、A/D変換器86および88の入力は、RF入力信号レベル
における変化に応答して変化する。類似した方法で、ス
イッチ44は、第３、第４、および第５の積分期間を開始
するために時間t4,t6,t8において積分器決定論理46によ
って閉じられる。
（t0＜ｔ＜t1）にわたって、RF入力信号のパワーは、AG
CループのAGC制御範囲に制限され、従って、AGC_LOW＜V
AGC＜AGC_HIGHとなる（図6C参照）。時間ｔ＝t1におい
て、積分器決定論理装置46は、VAGCがAGC_LOWに到達し
たことを決定し、その結果としてスイッチ44を開く。ス
イッチ44は、時間t1＜ｔ＜t2を通して開いたままであ
り、その期間中に時間積分器40は、RSSIとAGC_REFとの
間の差を積分することが阻止される。この期間中に、A/
D変換器86および88の入力は、リミタ54によって抑制さ
れる。時間ｔ＝t2において、RF入力信号パワーは、再び
ループ制御範囲の上限よりも小さくなり、その結果、ス
イッチ44は積分決定論理46によって閉じられ、VAGCはAG
C_LOWを超過する。その後、スイッチ44は、制御電圧V
AGCがAGC_HIGHに到達し、時間スイッチ44が積分器決定
論理46によって再び開かれるまで第２の積分期間（t2＜
ｔ＜t3）にわたって閉じられたままである。この期間中
に、A/D変換器86および88の入力は、RF入力信号レベル
における変化に応答して変化する。類似した方法で、ス
イッチ44は、第３、第４、および第５の積分期間を開始
するために時間t4,t6,t8において積分器決定論理46によ
って閉じられる。
図７を参照すると、飽和積分器22のデジタル構成が含
まれている本発明によるAGCループの好ましい実施例が
示されている。図７の実施例において、A/D変換器86,88
によって生成されたベースバンドのＩおよびＱサンプル
における固有のDCオフセットを取除くためにアナログDC
ノッチフィルタ66ではなくむしろデジタル高域通過フィ
ルタ150が使用される。フィルタ150の遮断周波数は、ミ
キサ60内に導入される周波数オフセットよりも実質的に
小さなるように選択されている。DCオフセットの除去の
別の実施形態において、 （ｉ）ベースバンドのＩおよびＱ信号サンプルの平均を
別個に決定し、 （ii）次の処理に先行してＩおよびＱ成分のそれぞれか
ら結果的なDC成分を減算することが行われる。
まれている本発明によるAGCループの好ましい実施例が
示されている。図７の実施例において、A/D変換器86,88
によって生成されたベースバンドのＩおよびＱサンプル
における固有のDCオフセットを取除くためにアナログDC
ノッチフィルタ66ではなくむしろデジタル高域通過フィ
ルタ150が使用される。フィルタ150の遮断周波数は、ミ
キサ60内に導入される周波数オフセットよりも実質的に
小さなるように選択されている。DCオフセットの除去の
別の実施形態において、 （ｉ）ベースバンドのＩおよびＱ信号サンプルの平均を
別個に決定し、 （ii）次の処理に先行してＩおよびＱ成分のそれぞれか
ら結果的なDC成分を減算することが行われる。
デジタルRSSI検出器154は、典型的にベースバンドの
ＩおよびＱサンプルの大きさの関数として指数化された
ログパワーの値を含んでいる検索表を含む。デジタルRS
SI検出器154は、LOG（MAX｛ABS（Ｉ）,ABS（Ｑ）｝）の
値と修正項の値とを決定することによって、ログパワ
ー、すなわち10LOG（I2＋Q2）を近似する。動作MAX｛AB
S（Ｉ）,ABS（Ｑ）｝によって、所定のI/Qサンプルの対
の最も大きい成分の大きさに等しい出力値が生成され
る。特定の実施形態において、この出力値は、ログパワ
ーの検索表へのインデックスとして役立つ。その後、検
索表から得られた出力は、LOG（I2＋Q2）とLOG（MAX｛A
BS（Ｉ）,ABS（Ｑ）｝）との間の差にぼ等しい修正項に
加算される。
ＩおよびＱサンプルの大きさの関数として指数化された
ログパワーの値を含んでいる検索表を含む。デジタルRS
SI検出器154は、LOG（MAX｛ABS（Ｉ）,ABS（Ｑ）｝）の
値と修正項の値とを決定することによって、ログパワ
ー、すなわち10LOG（I2＋Q2）を近似する。動作MAX｛AB
S（Ｉ）,ABS（Ｑ）｝によって、所定のI/Qサンプルの対
の最も大きい成分の大きさに等しい出力値が生成され
る。特定の実施形態において、この出力値は、ログパワ
ーの検索表へのインデックスとして役立つ。その後、検
索表から得られた出力は、LOG（I2＋Q2）とLOG（MAX｛A
BS（Ｉ）,ABS（Ｑ）｝）との間の差にぼ等しい修正項に
加算される。
受信されたパワーの評価、すなわち、RSSI検出器154
によって生成されたRSSI信号は、AGC_REF信号と共にデ
ジタル減算器158に供給される。その後、結果として生
じるエラー信号は、デジタルスケール乗算器162によっ
て所望されたループ時定数tdに従ってスケールされる。
ループ時定数tdは、RF入力信号の予測されたフェージン
グ特性に従って選択される。比較的短いループ時定数
（速いループ応答特性）は一般的に、フィルタおよびそ
の他の素子によってループに導入された所定の遅延を過
剰にオーバーシュートもしくはリンギングを生じないレ
ベルにまでループ応答を遅らせながら、急なフェージン
グ特性を示す信号の追跡を可能にするように選択され
る。
によって生成されたRSSI信号は、AGC_REF信号と共にデ
ジタル減算器158に供給される。その後、結果として生
じるエラー信号は、デジタルスケール乗算器162によっ
て所望されたループ時定数tdに従ってスケールされる。
ループ時定数tdは、RF入力信号の予測されたフェージン
グ特性に従って選択される。比較的短いループ時定数
（速いループ応答特性）は一般的に、フィルタおよびそ
の他の素子によってループに導入された所定の遅延を過
剰にオーバーシュートもしくはリンギングを生じないレ
ベルにまでループ応答を遅らせながら、急なフェージン
グ特性を示す信号の追跡を可能にするように選択され
る。
好ましい実施例において、スケール乗算器162は、RSS
I信号の衰弱に応答して減算器158からのエラー信号に第
１のループ時定数を乗じ、RSSI信号の値が増加している
ときに第２のループ時定数に乗じるようにプログラムさ
れる。これによって、動作環境のフェージング特性のベ
ースでAGCループ応答を調整する際にさらにフレキシブ
ルにすることができ、ループのオーバーシュートを最小
にする。
I信号の衰弱に応答して減算器158からのエラー信号に第
１のループ時定数を乗じ、RSSI信号の値が増加している
ときに第２のループ時定数に乗じるようにプログラムさ
れる。これによって、動作環境のフェージング特性のベ
ースでAGCループ応答を調整する際にさらにフレキシブ
ルにすることができ、ループのオーバーシュートを最小
にする。
再び図７を参照して、スケール乗算器162によって発
生されたスケールされたエラー信号は、飽和累算器166
に供給される。飽和累算器166は、エラー信号の総計がA
GC_HIGHもしくはAGC_LOWのいずれかに到達するまで、ス
ケールされたエラー信号の値を総計のエラー信号に累算
するように動作する。その後、総計のエラー信号の値
は、スケールされたエラー信号が受信されるまでAGC_HI
GHもしくはAGC_LOWのいずれかで保持され、その時点で
の総計のエラー信号と結合した後に、それは結果的にAG
C_HIGHおよびAGC_LOWによって決定された範囲内の総計
のエラー信号となる。
生されたスケールされたエラー信号は、飽和累算器166
に供給される。飽和累算器166は、エラー信号の総計がA
GC_HIGHもしくはAGC_LOWのいずれかに到達するまで、ス
ケールされたエラー信号の値を総計のエラー信号に累算
するように動作する。その後、総計のエラー信号の値
は、スケールされたエラー信号が受信されるまでAGC_HI
GHもしくはAGC_LOWのいずれかで保持され、その時点で
の総計のエラー信号と結合した後に、それは結果的にAG
C_HIGHおよびAGC_LOWによって決定された範囲内の総計
のエラー信号となる。
図８において、飽和累算器166の例示的なディスクリ
ートな時間構成が示されている。図８によって示されて
いるように、スケールされたエラー信号は、デジタル加
算器170の第１の入力に供給される。スケールされたエ
ラー信号は、飽和累算器166によって先行する時間のス
テップにおいて生成された総計のエラー信号にデジタル
加算器170内で加算され、そこにおいて、総計のエラー
信号はレジスタ174に記憶される。システム制御装置
（図示されていない）によって供給されたAGC_HIGHおよ
びAGC_LOWの値は、第２のレジスタ178内に記憶される。
第２のレジスタ178に結合された最小信号クリッパ182お
よび最大信号クリッパ184は、第１のレジスタ174に供給
されたデジタル信号の値をAGC_HIGHおよびAGC_LOWによ
って決定された範囲内に抑制する。
ートな時間構成が示されている。図８によって示されて
いるように、スケールされたエラー信号は、デジタル加
算器170の第１の入力に供給される。スケールされたエ
ラー信号は、飽和累算器166によって先行する時間のス
テップにおいて生成された総計のエラー信号にデジタル
加算器170内で加算され、そこにおいて、総計のエラー
信号はレジスタ174に記憶される。システム制御装置
（図示されていない）によって供給されたAGC_HIGHおよ
びAGC_LOWの値は、第２のレジスタ178内に記憶される。
第２のレジスタ178に結合された最小信号クリッパ182お
よび最大信号クリッパ184は、第１のレジスタ174に供給
されたデジタル信号の値をAGC_HIGHおよびAGC_LOWによ
って決定された範囲内に抑制する。
図７および８において示された高域通過フィルタ15
0、RSSI検出器154、および飽和積分器22のデジタル構成
によって、対応するアナログ構成に比較して幾つかの利
点が提供される。例えば、そこにおいて使用されている
デジタル素子は温度ドリフトを受けにくく、また、ルー
プ信号獲得を促進するように、予測された信号フェージ
ング状態に従って積分時定数が調節されることができ
る。さらに、デジタル形式に構成されたフィルタおよび
積分器は、ディスクリートな抵抗性および容量性素子の
対応する配置よりも著しく少ない体積である。
0、RSSI検出器154、および飽和積分器22のデジタル構成
によって、対応するアナログ構成に比較して幾つかの利
点が提供される。例えば、そこにおいて使用されている
デジタル素子は温度ドリフトを受けにくく、また、ルー
プ信号獲得を促進するように、予測された信号フェージ
ング状態に従って積分時定数が調節されることができ
る。さらに、デジタル形式に構成されたフィルタおよび
積分器は、ディスクリートな抵抗性および容量性素子の
対応する配置よりも著しく少ない体積である。
また、デジタルRSSI検出器およびデジタル飽和積分器
の使用によって、結果的に正確度が向上することが期待
される。得に、VAGCの値がAGC_HIGHもしくはAGC_LOWの
いずれかに維持されることが要求される期間中に、アナ
ログ素子に関連した容量の放電等は、一般的に結果とし
て時間の経過と共に所望されたレベルから“垂下してい
る"VAGCの値になる。図７および８において示されてい
る飽和積分器のデジタル構成は、アナログ構成のような
信号の“垂下”特性を示さない。
の使用によって、結果的に正確度が向上することが期待
される。得に、VAGCの値がAGC_HIGHもしくはAGC_LOWの
いずれかに維持されることが要求される期間中に、アナ
ログ素子に関連した容量の放電等は、一般的に結果とし
て時間の経過と共に所望されたレベルから“垂下してい
る"VAGCの値になる。図７および８において示されてい
る飽和積分器のデジタル構成は、アナログ構成のような
信号の“垂下”特性を示さない。
再び図７および８を参照すると、飽和累算器166のレ
ジスタ174内に記憶された制御信号は、デジタル−アナ
ログ変換器（DAC）190に供給される。好ましい実施例に
おいて、DAC190の分解能は、1dB以下の大きさの出力ア
ナログAGCステップを与えるのに十分である。その代り
に、パルス幅変調（PWM）もしくはパルス密度変調（PD
M）され、論理レベルが0,1の出力パルスシーケンスが制
御信号に応答して生成される。PDM信号は、本発明の出
願人に譲渡された米国特許出願第08/011,618号明細書
“Multibit To Single Bit Digital Signal Converter"
において説明されている。出力パルスシーケンスの平均
値は、所望されたアナログ出力電圧に対応する。
ジスタ174内に記憶された制御信号は、デジタル−アナ
ログ変換器（DAC）190に供給される。好ましい実施例に
おいて、DAC190の分解能は、1dB以下の大きさの出力ア
ナログAGCステップを与えるのに十分である。その代り
に、パルス幅変調（PWM）もしくはパルス密度変調（PD
M）され、論理レベルが0,1の出力パルスシーケンスが制
御信号に応答して生成される。PDM信号は、本発明の出
願人に譲渡された米国特許出願第08/011,618号明細書
“Multibit To Single Bit Digital Signal Converter"
において説明されている。出力パルスシーケンスの平均
値は、所望されたアナログ出力電圧に対応する。
DAC190によって供給されたアナログ出力は、IF増幅器
18の利得制御端子に供給される前に低域通過フィルタ19
4を通過する。低域通過フィルタ194は、DAC190によって
生成された任意のスプリアス出力を減衰するように設計
されている。
18の利得制御端子に供給される前に低域通過フィルタ19
4を通過する。低域通過フィルタ194は、DAC190によって
生成された任意のスプリアス出力を減衰するように設計
されている。
図９において、同時に搬送周波数信号情報を破壊する
ことなく不所望なDCオフセット信号成分を有効に抑制す
るように動作する本発明のAGCループの別の好ましい実
施例が示されている。図９のAGCループは、図７のAGCル
ープに実質的に類似しており、従って、同一の参照番号
が同一の回路素子の実施例において使用される。従来技
術の説明に記載されているように、QPSKもしくはBPSK等
のデジタル変調のための受信機において、受信された搬
送周波数がDCに下方変換される（すなわちマッピングさ
れる）ように一連のIF処理内の局部発振器（LO）の周波
数が選択されることは共通している。しかしながら、再
び、ミキサ60によって通された不所望なDCフィードスル
ーを抑制するように設計された連続的なベースバンド処
理はまた、FM等の変調方式および連続位相FSKに対して
生じる受信された搬送波を中心に集められた信号情報を
破壊し易い。
ことなく不所望なDCオフセット信号成分を有効に抑制す
るように動作する本発明のAGCループの別の好ましい実
施例が示されている。図９のAGCループは、図７のAGCル
ープに実質的に類似しており、従って、同一の参照番号
が同一の回路素子の実施例において使用される。従来技
術の説明に記載されているように、QPSKもしくはBPSK等
のデジタル変調のための受信機において、受信された搬
送周波数がDCに下方変換される（すなわちマッピングさ
れる）ように一連のIF処理内の局部発振器（LO）の周波
数が選択されることは共通している。しかしながら、再
び、ミキサ60によって通された不所望なDCフィードスル
ーを抑制するように設計された連続的なベースバンド処
理はまた、FM等の変調方式および連続位相FSKに対して
生じる受信された搬送波を中心に集められた信号情報を
破壊し易い。
本発明の１見地によれば、IF発振器64のLO周波数は、
受信された搬送波が予め定められたマージンによってDC
からオフセットされたベースバンド周波数にマッピング
されるように選択される。DCフィードスルー抑制ループ
200（図９）によって、受信された搬送周波数における
信号情報を同時に保護しながら不所望なDCフィードスル
ーの消去が可能になる。好ましい実施形態において、LO
周波数は、搬送周波数から少量だけ（例えば100Hz）オ
フセットされるように選択され、結果として、名目上、
受信されたスペクトルのベースバンドの下方変換が行わ
れる。次に、予め定められたオフセット周波数（例えば
100Hz）でミキサ60によって出力されたＩおよびＱチャ
ンネル信号エネルギは、受信された搬送周波数で与えら
れた情報に対応する。搬送波情報を含んでいる下方変換
されたスペクトルは、ミキサ60からの不所望なDCフィー
ドスルーが抑制されながらA/D変換器86,88に供給され
る。この処理は、予め定められたオフセットによって受
信された搬送波から間隔を隔てられた周波数で結果的に
エネルギを減衰するが、多くの応用（例えば音声通信）
において、抑制された低周波数エネルギは、ほとんど使
用できない信号情報を搬送するだけである。従って、DC
抑制ループ200によって、受信された搬送周波数に存在
する情報を破壊せずに外部からのDCフィードスルーの消
去を行うことができる。
受信された搬送波が予め定められたマージンによってDC
からオフセットされたベースバンド周波数にマッピング
されるように選択される。DCフィードスルー抑制ループ
200（図９）によって、受信された搬送周波数における
信号情報を同時に保護しながら不所望なDCフィードスル
ーの消去が可能になる。好ましい実施形態において、LO
周波数は、搬送周波数から少量だけ（例えば100Hz）オ
フセットされるように選択され、結果として、名目上、
受信されたスペクトルのベースバンドの下方変換が行わ
れる。次に、予め定められたオフセット周波数（例えば
100Hz）でミキサ60によって出力されたＩおよびＱチャ
ンネル信号エネルギは、受信された搬送周波数で与えら
れた情報に対応する。搬送波情報を含んでいる下方変換
されたスペクトルは、ミキサ60からの不所望なDCフィー
ドスルーが抑制されながらA/D変換器86,88に供給され
る。この処理は、予め定められたオフセットによって受
信された搬送波から間隔を隔てられた周波数で結果的に
エネルギを減衰するが、多くの応用（例えば音声通信）
において、抑制された低周波数エネルギは、ほとんど使
用できない信号情報を搬送するだけである。従って、DC
抑制ループ200によって、受信された搬送周波数に存在
する情報を破壊せずに外部からのDCフィードスルーの消
去を行うことができる。
図９によって示されているように、DCフィードスルー
抑制ループ200は、A/D変換器86,88それぞれを通るLPF7
6,78の出力に動作可能に結合された入力ポートを有して
いるＩおよびＱチャンネルデジタル積分器204,206を含
む。図９の実施例において、積分器204および206は、A/
D変換器86および88のデジタル出力を積分するようにそ
れぞれ配置される。各積分の結果は、ＩおよびＱチャン
ネルのデジタル−アナログ変換器（D/A）208,210によっ
てアナログ信号に変換され、それは、積分器204,206と
アナログ減算器212,214との間にそれぞれ挿入される。
デジタル積分器204,206の利得定数は、積分器204,206が
100Hz以上の周波数で信号パワーに応答しないように選
択される。積分器204,206によって生成された結果とし
て生じるDC消去信号は、ミキサ60、LPF76,78およびA/D
変換器86,88によって信号通路において導入された不所
望なDCエラーに名目上等しい。この方法において、A/D
変換器86,88に供給され、従って、RSSI回路154に供給さ
れたパワーレベルが、AGC回路22によって実際に受信さ
れたパワーレベルを示していることは確実である。それ
故に、DCフィードスルー抑制ループ200は、不所望なDC
フィードスルーの排除の期間中でさえも受信されたパワ
ーレベルの完全性を維持するように機能する。
抑制ループ200は、A/D変換器86,88それぞれを通るLPF7
6,78の出力に動作可能に結合された入力ポートを有して
いるＩおよびＱチャンネルデジタル積分器204,206を含
む。図９の実施例において、積分器204および206は、A/
D変換器86および88のデジタル出力を積分するようにそ
れぞれ配置される。各積分の結果は、ＩおよびＱチャン
ネルのデジタル−アナログ変換器（D/A）208,210によっ
てアナログ信号に変換され、それは、積分器204,206と
アナログ減算器212,214との間にそれぞれ挿入される。
デジタル積分器204,206の利得定数は、積分器204,206が
100Hz以上の周波数で信号パワーに応答しないように選
択される。積分器204,206によって生成された結果とし
て生じるDC消去信号は、ミキサ60、LPF76,78およびA/D
変換器86,88によって信号通路において導入された不所
望なDCエラーに名目上等しい。この方法において、A/D
変換器86,88に供給され、従って、RSSI回路154に供給さ
れたパワーレベルが、AGC回路22によって実際に受信さ
れたパワーレベルを示していることは確実である。それ
故に、DCフィードスルー抑制ループ200は、不所望なDC
フィードスルーの排除の期間中でさえも受信されたパワ
ーレベルの完全性を維持するように機能する。
図10を参照すると、RSSI検出器154に供給された信号
パワーのレベルを保存しながら同時に不所望なDCフィー
ドスルーを除去するように動作するDCフィードスルー抑
制ループ230（図９の200に置換されることができる）の
アナログ構成が示されている。IF発振器64のLO周波数
（図９）は、予め定められたマージンによってDCからオ
フセットされたベースバンド周波数にマッピングされる
ように選択される。抑制ループ200に関して上述された
ものにほぼ類似した方法で、DCフィードスルー抑制ルー
プ230は、受信された搬送周波数における信号情報を保
存しながら同時に不所望なDCフィードスルーの消去を行
うことができる。特に、積分器234および238における利
得を適切に選択することによって、オフセット周波数に
マッピングされた下方変換された搬送波情報はA/D変換
器86,88に供給される。上述のように、ミキサ60からの
不所望なDCフィードスルーは、その後に減算器212およ
び214によって抑制される。
パワーのレベルを保存しながら同時に不所望なDCフィー
ドスルーを除去するように動作するDCフィードスルー抑
制ループ230（図９の200に置換されることができる）の
アナログ構成が示されている。IF発振器64のLO周波数
（図９）は、予め定められたマージンによってDCからオ
フセットされたベースバンド周波数にマッピングされる
ように選択される。抑制ループ200に関して上述された
ものにほぼ類似した方法で、DCフィードスルー抑制ルー
プ230は、受信された搬送周波数における信号情報を保
存しながら同時に不所望なDCフィードスルーの消去を行
うことができる。特に、積分器234および238における利
得を適切に選択することによって、オフセット周波数に
マッピングされた下方変換された搬送波情報はA/D変換
器86,88に供給される。上述のように、ミキサ60からの
不所望なDCフィードスルーは、その後に減算器212およ
び214によって抑制される。
DCフィードスルー抑制ループ230はまた、A/D変換器8
6,88に供給され、従ってRSSI検出器154に供給されたベ
ースバンド信号パワーが、実際に受信された信号パワー
を示し、また、外部からのDC信号によって損なわれてい
ないことが確実になるように動作する。
6,88に供給され、従ってRSSI検出器154に供給されたベ
ースバンド信号パワーが、実際に受信された信号パワー
を示し、また、外部からのDC信号によって損なわれてい
ないことが確実になるように動作する。
例示的な実施例において、“多重トーン”のアナログ
信号に対応する受信されたFM信号の受信に適合するため
に上述のDCフィードスルー抑制技術を変更することが望
ましい。特に、ある種の応用において、受信されたFM信
号は、一組の固定（すなわち固定周波数の）FM信号成分
で構成された“多重トーン”波形に相当し、そこにおい
て、各固定成分は、特定のアナログトーンの大きさもし
くはピッチに対応する。これには、多重FM信号成分の相
互作用によって生成された低周波数相互変調積が保存さ
れることが要求される。従って、静的周波数オフセット
が、LO発振器64によって導入された場合、特定の相互変
調積は、ミキサ60によってベースバンドDCへ（すなわ
ち、現在のDCフィードスルーになる可能性のある同じベ
ースバンド周波数へ）マッピングされることが可能であ
る。この場合、不所望なDCフィードスルーと、ミキサ60
によってベースバンドDCにマッピングされた有効な信号
情報とを区別することが困難となる。DCフィードスルー
抑制ループ200および230は、一般的にミキサ60によって
生成されたほぼ全てのDC信号エネルギを消去するように
設計されているので、有効な相互変調情報が不所望なDC
フィードスルーと共に排除されることが考えられる。
信号に対応する受信されたFM信号の受信に適合するため
に上述のDCフィードスルー抑制技術を変更することが望
ましい。特に、ある種の応用において、受信されたFM信
号は、一組の固定（すなわち固定周波数の）FM信号成分
で構成された“多重トーン”波形に相当し、そこにおい
て、各固定成分は、特定のアナログトーンの大きさもし
くはピッチに対応する。これには、多重FM信号成分の相
互作用によって生成された低周波数相互変調積が保存さ
れることが要求される。従って、静的周波数オフセット
が、LO発振器64によって導入された場合、特定の相互変
調積は、ミキサ60によってベースバンドDCへ（すなわ
ち、現在のDCフィードスルーになる可能性のある同じベ
ースバンド周波数へ）マッピングされることが可能であ
る。この場合、不所望なDCフィードスルーと、ミキサ60
によってベースバンドDCにマッピングされた有効な信号
情報とを区別することが困難となる。DCフィードスルー
抑制ループ200および230は、一般的にミキサ60によって
生成されたほぼ全てのDC信号エネルギを消去するように
設計されているので、有効な相互変調情報が不所望なDC
フィードスルーと共に排除されることが考えられる。
再び図９を参照すると、本発明の別の見地によれば、
この困難な問題は、各目上のLO周波数に適用されたDCオ
フセットに時間可変変数を導入するように動作するLOオ
フセット変調器260を提供することによって解決され
る。“名目上の"LO周波数という用語は、受信された中
心搬送周波数がミキサ60によってベースバンドDCにマッ
ピングされる周波数を示している。この場合においてミ
キサ60によって供給されたLOオフセット周波数は、予め
定められた範囲にわたって変化し、静的ではないので、
受信された固定成分はベースバンドDCに連続的にマッピ
ングされず、代りにLOオフセットにおける変化に基づい
てベースバンド周波数にマッピングされる。従って、有
効な低周波数相互変調積は不所望なDCフィードスルーと
区別され、それは、DCフィードスルーは、LO発振器信号
に与えられた周波数オフセットにおける変化にもかかわ
らずベースバンドDCのままであるからである。従って、
オフセット変調器260によって、DCフィードスルー抑制
ループは、同時に所定の固定信号情報を保存しながら不
所望なDCフィードスルーを排除することができる。
この困難な問題は、各目上のLO周波数に適用されたDCオ
フセットに時間可変変数を導入するように動作するLOオ
フセット変調器260を提供することによって解決され
る。“名目上の"LO周波数という用語は、受信された中
心搬送周波数がミキサ60によってベースバンドDCにマッ
ピングされる周波数を示している。この場合においてミ
キサ60によって供給されたLOオフセット周波数は、予め
定められた範囲にわたって変化し、静的ではないので、
受信された固定成分はベースバンドDCに連続的にマッピ
ングされず、代りにLOオフセットにおける変化に基づい
てベースバンド周波数にマッピングされる。従って、有
効な低周波数相互変調積は不所望なDCフィードスルーと
区別され、それは、DCフィードスルーは、LO発振器信号
に与えられた周波数オフセットにおける変化にもかかわ
らずベースバンドDCのままであるからである。従って、
オフセット変調器260によって、DCフィードスルー抑制
ループは、同時に所定の固定信号情報を保存しながら不
所望なDCフィードスルーを排除することができる。
各目上のLO周波数に導入された変調された周波数オフ
セットは、平均オフセット周波数、最小および最大オフ
セット周波数、およびオフセット変調周波数（すなわ
ち、オフセットが最小オフセット周波数と最大オフセッ
ト周波数との間で変化される速度）で特徴付けられる。
例えば、特定の実施例において、平均周波数オフセット
は100Hzになるように選択され、最小および最大オフセ
ットは、それぞれ50Hzおよび150Hzになるように選択さ
れ、オフセット変調周波数は10Hzに設定される。
セットは、平均オフセット周波数、最小および最大オフ
セット周波数、およびオフセット変調周波数（すなわ
ち、オフセットが最小オフセット周波数と最大オフセッ
ト周波数との間で変化される速度）で特徴付けられる。
例えば、特定の実施例において、平均周波数オフセット
は100Hzになるように選択され、最小および最大オフセ
ットは、それぞれ50Hzおよび150Hzになるように選択さ
れ、オフセット変調周波数は10Hzに設定される。
上述の実施例がFM FSKもしくはGMSK受信機を構成す
るのに使用された場合、A/D変換器86,88の出力は、FM復
調器（図示されていない）に供給される。LOオフセット
変調器260によって導入された変調信号（好ましい実施
例において10Hz）は、FM復調の後に、音響品質に影響を
与えずにLOオフセット変調器260の最大オフセット周波
数よりも幾らか高い遮断周波数を有するデジタル高域通
過フィルタによって容易に取除くことができる。
るのに使用された場合、A/D変換器86,88の出力は、FM復
調器（図示されていない）に供給される。LOオフセット
変調器260によって導入された変調信号（好ましい実施
例において10Hz）は、FM復調の後に、音響品質に影響を
与えずにLOオフセット変調器260の最大オフセット周波
数よりも幾らか高い遮断周波数を有するデジタル高域通
過フィルタによって容易に取除くことができる。
好ましい実施例の上述の説明は、当業者が本発明を構
成および使用できるように行われたものである。これら
の実施例への種々の変更は当業者には明らかであり、本
明細書において定義された特有の原理は、発明力を要せ
ずに別の実施例に適用されることができるであろう。従
って、本発明は、本明細書において示された実施例に限
定されるものではなく、ここに開示された原理および優
れた特徴と両立する幅広い技術的範囲に調和するもので
ある。
成および使用できるように行われたものである。これら
の実施例への種々の変更は当業者には明らかであり、本
明細書において定義された特有の原理は、発明力を要せ
ずに別の実施例に適用されることができるであろう。従
って、本発明は、本明細書において示された実施例に限
定されるものではなく、ここに開示された原理および優
れた特徴と両立する幅広い技術的範囲に調和するもので
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ブラック、ピーター・ジェイ オーストラリア国、クイーンズランド 4067、セント・ルシア、オーストラル・ ストリート 11、アパートメント ナン バー13 (72)発明者 ピーターゼル、ポール・イー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92124、サン・ディエゴ、カレ・マリセ ルダ 6146、ナンバー203 (56)参考文献 特開 平６−216954（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−245539（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−505138（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 3/20 - 3/34 H04L 27/14,27/22
Claims (21)
- 【請求項１】入力信号を受信する入力ポートと、利得制
御信号を受信する制御ポートと、出力信号を供給する出
力ポートとを有している調整可能な利得増幅器を含んで
いる自動利得制御装置において、 前記出力ポートに結合され、ベースバンド信号を生成す
るように前記出力信号の周波数をベースバンド周波数に
下方変換し、また、前記出力信号の搬送周波数を予め定
められたマージンによってDCからオフセットされたベー
スバンド周波数にマッピングする下方変換器と、 前記ベースバンド信号を受信するために配置され、前記
下方変換器によって生成されたDCフィードスルー信号を
抑制し、補償されたベースバンド信号を供給するDCフィ
ードスルー抑制ループと、 前記補償されたベースバンド信号のパワーに基づいて受
信パワー信号を生成する手段と、 前記受信パワー信号を基準信号と比較してその比較の結
果に応じてエラー信号を生成するとともに、前記エラー
信号と前記利得制御信号との値に基づいて前記エラー信
号を選択的に積分することによって前記利得制御信号を
供給する手段を含んでいる飽和積分器手段とを具備して
いる自動利得制御装置。 - 【請求項２】前記DCフィードスルー抑制ループは、さら
に、 前記ベースバンド信号を受信する第１の入力と、低域通
過フィルタの入力に動作可能に結合された出力ポートと
を有する減算器と、 前記低域通過フィルタの出力ポートに動作可能に結合さ
れた積分器入力ポートと、前記減算器の第２の入力に動
作可能に結合された積分器出力ポートとを有している積
分器とを含んでいる請求項１記載の自動利得制御装置。 - 【請求項３】前記DCフィードスルー抑制ループは、さら
に、 前記低域通過フィルタの前記出力ポートに結合されたア
ナログ−デジタル変換器と、 前記積分器出力ポートと前記減算器の前記第２の入力と
の間に配置されたデジタル−アナログ変換器とを含んで
いる請求項２記載の自動利得制御装置。 - 【請求項４】前記飽和積分器手段は、前記利得制御信号
の大きさが第１の予め定められたしきい値よりも小さい
ときにのみ選択的に前記エラー信号を積分できるように
する第１の手段と、前記利得制御信号の大きさが第２の
予め定められたしきい値を超過するときにのみ選択的に
前記エラー信号を積分できるようにする第２の手段とを
含んでいる請求項１記載の自動利得制御装置。 - 【請求項５】前記下方変換器は、 前記出力信号を受信する第１の入力ポートを有するミキ
サと、 前記ミキサの第２の入力ポートに接続された局部発振器
とを具備し、 前記局部発振器の周波数は、前記出力信号の中心周波数
が前記予め定められたマージンによってDCからオフセッ
トされた前記ベースバンド周波数にマッピングされるよ
うに選択されている請求項１記載の自動利得制御装置。 - 【請求項６】前記下方変換器は、前記出力信号の前記中
心周波数がDCに関してマッピングされる前記予め定めら
れたマージンを変化させるように前記発振器の前記周波
数を変化させるオフセット変調器回路を含んでいる請求
項５記載の自動利得制御装置。 - 【請求項７】前記下方変換器は、前記調整可能な利得増
幅器の前記出力ポートに結合され、前記出力信号を前記
ベースバンド信号のＩおよびＱのベースバンド信号成分
に下方変換するように動作可能であるミキサを含んでい
る請求項６記載の自動利得制御装置。 - 【請求項８】前記DCフィードスルー抑制ループは、前記
ＩおよびＱのベースバンド信号成分をそれぞれフィルタ
処理する第１および第２の低域通過フィルタを含んでい
る請求項７記載の自動利得制御装置。 - 【請求項９】入力信号を受信する入力ポートと、利得制
御信号を受信する制御ポートと、出力信号を供給する出
力ポートとを有する調整可能な利得増幅器を使用する自
動利得制御方法において、 予め定められたマージンによってDCからオフセットされ
たベースバンド周波数に前記出力信号の搬送周波数がマ
ッピングされるベースバンド信号を生成するように前記
出力信号の周波数をベースバンド周波数に下方変換し、 補償されたベースバンド信号を供給するように前記ベー
スバンド信号を伴うDCフィードスルー信号を抑制し、 前記補償されたベースバンド信号のパワーに基づいて受
信パワー信号を生成し、 前記受信パワー信号と基準信号との間の差および前記利
得制御信号の値に基づいて、前記差を選択的に積分する
ステップを有する自動利得制御方法。 - 【請求項１０】受信信号パワーの変化を補償する自動利
得制御装置において、 受信信号に結合された入力ポートと、周波数を有する出
力信号を生成する出力ポートと、利得制御信号を受信す
る制御ポートとを有する調整可能な利得増幅器と、 前記出力ポートに結合され、ベースバンド周波数を有す
るベースバンド信号を生成するように前記出力信号の周
波数を下方変換し、また、前記出力信号の搬送周波数を
予め定められたマージンによってDCからオフセットされ
たベースバンド周波数にマッピングする下方変換器と、 前記下方変換器に結合され、前記ベースバンド信号内の
DCオフセットエラー及び信号を取り除いてフィルタ処理
信号を生成するフィルタと、 前記フィルタに結合され、前記フィルタ処理信号のパワ
ーに応じてパワーレベル信号を生成するパワー検出器
と、 前記パワー検出器に結合された第１の入力と基準信号に
結合された第２の入力とを有し、前記基準信号と前記パ
ワーレベル信号との差を選択的に積分することによって
前記利得制御信号を生成する積分器とを具備する自動利
得制御装置。 - 【請求項１１】前記利得制御信号の大きさが第１の予め
定められたしきい値よりも小さくかつ第２の予め定めら
れたしきい値よりも大きいときに前記差を選択的に積分
できるようにする制御論理回路をさらに含む請求項10記
載の自動利得制御装置。 - 【請求項１２】前記下方変換器が 前記調整可能な利得増幅器の前記出力ポートに結合され
た中間周波数フィルタと、 周波数基準信号を生成する発振器と、 前記発振器と中間周波数フィルタとに結合され、前記周
波数基準信号と前記出力信号とに応じて少なくとも１つ
のベースバンド成分を生成するミキサと、 前記ミキサに結合され、前記少なくとも１つのベースバ
ンド成分から少なくとも１つの低域通過伝達関数を生成
する少なくとも１つの低域通過フィルタとから構成され
る請求項10記載の自動利得制御装置。 - 【請求項１３】前記装置がコード分割多重アクセス（CD
MA）モードと周波数変調（FM）モードのいずれかで動作
し、 前記少なくとも１つの低域通過フィルタがCDMAモード動
作用の第１のフィルタとFMモード動作用の第２のフィル
タとで構成される請求項12記載の自動利得制御装置。 - 【請求項１４】前記積分器が、 前記制御論理回路により制御され、閉位置の場合に前記
パワーレベル信号を前記積分器の入力に結合させるスイ
ッチと、 前記スイッチが開位置の場合に予め定められた複数の電
圧レベルのうちの１つで積分器入力を保持するキャパシ
タとを含む請求項11記載の自動利得制御装置。 - 【請求項１５】受信信号パワーの変化を補償する自動利
得制御装置において、 受信信号に結合された入力ポートと、周波数を有する出
力信号を生成する出力ポートと、アナログ利得制御信号
を受信する制御ポートとを有する調整可能な利得増幅器
と、 前記出力ポートに結合され、ベースバンド周波数を有す
る少なくとも１つのベースバンド信号を生成するように
前記出力信号の周波数を下方変換し、また、前記出力信
号の搬送周波数を予め定められたマージンによってDCか
らオフセットされたベースバンド周波数にマッピングす
る下方変換器と、 それぞれが前記少なくとも１つのベースバンド信号のう
ちの異なる信号に結合され、前記少なくとも１つのベー
スバンド信号のデジタル表示を生成する少なくとも１つ
のアナログ−デジタル変換器と、 前記少なくとも１つのアナログ−デジタル変換器に結合
され、少なくとも１つのフィルタ処理信号を生成するフ
ィルタと、 前記フィルタに結合され、前記少なくとも１つのフィル
タ処理信号に応じてパワーレベル信号を生成するパワー
検出器と、 前記パワー検出器に結合され、前記パワーレベル信号を
予め定められた基準信号と比較してエラー信号を生成す
るとともに、前記エラー信号とデジタル利得制御信号と
の値に応じて前記エラー信号を選択的に積分することに
よってデジタル利得制御信号を生成する積分器と、 前記積分器と前記調整可能な利得増幅器との間に結合さ
れ、前記デジタル利得制御信号から前記アナログ利得制
御信号を生成するデジタル−アナログ変換器とを具備す
る自動利得制御装置。 - 【請求項１６】前記積分器が、 前記パワー検出器に結合され、前記パワーレベル信号と
前記予め定められた基準信号との差に応じて前記エラー
信号を生成する減算器と、 前記減算器に結合され、前記パワーレベル信号の値が減
少するとき第１の定数を用いてまた前記パワーレベル信
号の値が増加するとき第２の定数を用いて前記エラー信
号を乗算することによりスケールされたエラー信号を生
成するスケール乗算器と、 前記スケール乗算器に結合され、前記スケールされたエ
ラー信号を累算することによって前記デジタル利得制御
信号を生成するとともに、前記累算されたスケールエラ
ー信号が予め定められた最小しきい値まで減少するとき
に前記予め定められた最小しきい値で前記デジタル利得
制御信号を保持し、前記累算されたスケールエラー信号
が予め定められた最大しきい値まで増加するときに前記
予め定められた最大しきい値で前記デジタル利得制御信
号を保持する累算器とを具備する請求項15記載の自動利
得制御装置。 - 【請求項１７】前記デジタル−アナログ変換器を前記調
整可能な利得増幅器に結合させる低域通過フィルタをさ
らに含む請求項15記載の自動利得制御装置。 - 【請求項１８】受信信号に結合された入力ポートと、周
波数を有する出力信号を生成する出力ポートと、利得制
御信号を受信する制御ポートとを有する調整可能な利得
増幅器を具備する自動利得制御装置中で受信信号パワー
の変化を補償する方法において、 前記出力信号の周波数を下方変換してベースバンド周波
数を有するベースバンド信号を生成し、 前記ベースバンド信号中のDCオフセットエラー及び信号
を除去することによってフィルタ処理信号を生成し、 前記フィルタ処理信号のパワーに応じてパワーレベル信
号を生成し、 前記パワーレベル信号と基準信号との差を選択的に積分
することによって利得制御信号を生成するステップを有
する方法。 - 【請求項１９】利得制御信号を生成するステップが、前
記利得制御信号の値が予め定められた最小しきい値より
も大きく予め定められた最大しきい値よりも小さいとき
のみ前記差を積分するステップをさらに含む請求項18記
載の方法。 - 【請求項２０】受信信号に結合された入力ポートと、周
波数を有する出力信号を生成する出力ポートと、アナロ
グ利得制御信号を受信する制御ポートとを有する調整可
能な利得増幅器を具備する自動利得制御装置中で受信信
号パワーの変化を補償する方法において、 前記出力信号の周波数を下方変換してベースバンド周波
数を有する少なくとも１つのベースバンド信号を生成
し、 各ベースバンド信号のデジタル表示を生成し、 前記少なくとも１つのベースバンド信号の前記デジタル
表示をフィルタ処理することによって少なくとも１つの
フィルタ処理信号を生成し、 前記少なくとも１つのフィルタ処理信号に応じてパワー
レベル信号を生成し、 前記パワーレベル信号を基準信号と比較してエラー信号
を生成し、 前記エラー信号の値とデジタル利得制御信号の値とに応
じて前記エラー信号を選択的に積分することによってデ
ジタル利得制御信号を生成し、 前記デジタル利得制御信号をアナログ利得制御信号に変
換するステップを有する方法。 - 【請求項２１】デジタル利得制御信号を生成するステッ
プが、前記デジタル利得制御信号の値が予め定められた
最小しきい値よりも大きく予め定められた最大しきい値
よりも小さいときのみ前記エラー信号を積分するステッ
プをさらに含む請求項20記載の方法。
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