CN114070310A - 高通滤波方法、高通滤波器和主动降噪系统 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 34
- 238000001914 filtration Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 39
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 7
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000037452 priming Effects 0.000 description 5
- 101100163897 Caenorhabditis elegans asic-2 gene Proteins 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03H17/00—Networks using digital techniques
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Abstract
本公开涉及一种高通滤波方法、高通滤波器和主动降噪系统，属于电子技术领域，能够降低主动降噪系统的有用信号的延时，并有效去除信号中的直流偏置。一种高通滤波方法，应用于高通滤波器，所述方法包括：基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号；滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号；将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较；基于比较结果，调整所述当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于所述输入信号中的直流偏置值。
Description
技术领域
本公开涉及电子技术领域，具体地，涉及一种高通滤波方法、高通滤波器和主动降噪系统。
背景技术
主动降噪系统(ActiveNoiseCancellation，ANC)使用数字系统实现时，又称为数字降噪系统(Digital Noise Cancellation，DNC)。在DNC系统中，需要有模数转换系统(Analog-To-Digital Converter，ADC)提供超低延时的数据给数字信号处理器(DigitalSignal Processor，DSP)/专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，ASIC)进行噪声预测。
在DNC中，对数字滤波器的相位延时要求苛刻，通常要求在通带内的相位延时在20度以内，群延时在50微秒以内。
在ADC系统中，由于麦克风、运算放大器等需要适当的电压、电流工作点，最终由ADC采集到的数字信号会带有一定直流偏置，而这部分直流偏置对后续的信号处理是不利的。现代录音系统通常会在ADC输出数字信号前加上一个高通滤波器(High-Pass Filter，HPF)来滤除直流成分，如图1所示。然而，增加的高通滤波器的相位延时、群延时在低频时都比较大，例如典型一阶IIR HPF在工作采样率fs＝96KHz时，在20Hz处的相位延时达到了15度，群延时达到2毫秒，这对于ANC/DNC来说，是不可以接受的。
发明内容
本公开的目的是提供一种高通滤波方法、高通滤波器和主动降噪系统，能够降低主动降噪系统的有用信号的延时，并有效去除主动降噪系统的信号中的直流偏置。
根据本公开的第一实施例，提供一种高通滤波方法，应用于高通滤波器，所述方法包括：基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号；滤除所述高通滤波器的输出信号中的有用信号；将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较；基于比较结果，调整所述当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于所述输入信号中的直流偏置值。
可选地，所述基于比较结果，调整所述当前直流参考值，包括：在所述残余直流值的绝对值不超过所述预设阈值的情况下，保持所述当前直流参考值；在所述残余直流值的绝对值超过所述预设阈值的情况下，基于所述残余直流值的极性来调整所述当前直流参考值。
可选地，所述基于所述残余直流值的极性来调整所述当前直流参考值，包括：若所述残余直流值的极性为正，则增加所述当前直流参考值；若所述残余直流值的极性为负，则减小所述当前直流参考值。
可选地，在所述将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较之前，所述方法还包括：以第一采样率对滤除得到的信号进行抽取，所述第一采样率低于向所述高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的通带的下限。
可选地，所述方法还包括：以第二采样率对抽取得到的信号再次进行抽取，所述第二采样率为避免所述高通滤波器出现震荡的采样率。
可选地，在所述基于比较结果，调整所述当前直流参考值之后，所述方法还包括：将调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值，其中所述预设启动增益根据向所述高通滤波器输出所述输入信号的第一系统中的下采样滤波器的延时特性进行设定。
可选地，所述基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号，包括；将所述高通滤波器的输入信号与所述当前直流参考值相减，得到所述高通滤波器的输出信号。
根据本公开的第二实施例，提供一种高通滤波器，包括：输出信号获取模块，用于基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号；低通滤波器，用于滤除所述高通滤波器的输出信号中的有用信号；比较器，用于将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较；直流参考值调整器，用于基于比较结果，调整所述当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于所述输入信号中的直流偏置值。
可选地，所述直流参考值调整器用于：在所述残余直流值的绝对值不超过所述预设阈值的情况下，保持所述当前直流参考值；在所述残余直流值的绝对值超过所述预设阈值的情况下，基于所述残余直流值的极性来调整所述当前直流参考值。
可选地，所述直流参考值调整器还用于：若所述残余直流值的极性为正，则增加所述当前直流参考值；若所述残余直流值的极性为负，则减小所述当前直流参考值。
可选地，所述高通滤波器还包括：第一抽取器，用于以第一采样率对所述低通滤波器滤除得到的信号进行抽取，所述第一采样率低于向所述高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的通带的下限。
可选地，所述高通滤波器还包括：第二抽取器，用于以第二采样率对所述第一抽取器抽取得到的信号再次进行抽取，所述第二采样率为避免所述高通滤波器出现震荡的采样率。
可选地，所述高通滤波器还包括：启动补偿电路，用于将调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值，其中所述预设启动增益根据向所述高通滤波器输出所述输入信号的第一系统中的下采样滤波器的延时特性进行设定。
可选地，所述输出信号获取模块还用于：将所述高通滤波器的输入信号与所述当前直流参考值相减，得到所述高通滤波器的输出信号。
根据本公开的第三实施例，提供一种主动降噪系统，包括：第一系统，该第一系统向高通滤波器输出含有直流偏置的输出信号；以及高通滤波器，该高通滤波器为根据本公开第二实施例所述的高通滤波器。
通过采用上述技术方案，由于首先基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值得到高通滤波器的输出信号，然后滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号，然后将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较并基于比较结果，调整当前直流参考值，使得调整后的直流参考值等于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值，这样就形成了对高通滤波器的输入信号中的直流偏置进行滤除的循环回路，通过不断地利用滤除了有用信号后的信号中的残余直流值对当前直流参考值进行调整，最终使得调整后的当前直流参考值等于或接近于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值，从而使得高通滤波器的输出信号中不包含直流值或只含极少的直流值，有效去除了向高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的输出信号中的直流偏置。另外，由于在有用信号的传输路径中没有任何的中间电路，因此使得有用信号的延时为0。
本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：
图1是现有技术中使用了数字高通滤波器的DNC的前馈系统示意图。
图2是根据本公开一种实施例的高通滤波方法的流程图。
图3是根据本公开一种实施例的高通滤波方法的又一流程图。
图4是根据本公开一种实施例的高通滤波器的示意结构图。
图5是根据本公开一种实施例的高通滤波器的又一示意结构图。
图6是一种示例性的主动降噪系统的示意框图。
具体实施方式
以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。
图2是根据本公开一种实施例的高通滤波方法的流程图。该方法应用于高通滤波器。如图2所示，该方法包括以下步骤S11至S14。
在步骤S11中，基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到高通滤波器的输出信号。
例如，可以通过将高通滤波器的输入信号与当前直流参考值直接相减，得到高通滤波器的输出信号。也可以先将当前直流参考值乘以预设系数，然后再与高通滤波器的输入信号相减，得到高通滤波器的输出信号。
高通滤波器的输入信号源自于第一系统的输出信号。也即，第一系统的输出信号被输入给根据本公开实施例的高通滤波器，然后高通滤波器对第一系统的输出信号执行下文描述的、如根据本公开实施例所述的处理，得到根据本公开实施例的高通滤波器的输出信号。
第一系统，指的是其输出信号中含有直流偏置且该直流偏置需要被滤除的系统，例如，第一系统可以是录音系统中的ADC系统，也可以是音频信号系统中的放大器系统等。
在步骤S12中，滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号。
在该步骤中，可以采用低通滤波器来滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号。通过滤除有用信号，就能够使得整个高通滤波器的信号路径中均不含有有用信号，也即只剩下直流信号和极低频信号。
有用信号，指的是对第一系统所属的系统(例如ANC/DNC系统)而言有用的信号。
在步骤S13中，将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较。
在步骤S14中，基于比较结果，调整当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值。
直流参考值的初始值可以根据实际情况进行设定。例如，在ANC/DNC系统的开发阶段，由于该系统的直流值是不确定的，所以可以将直流参考值的初始值设置为0或者其他数值。在已经开发完成的ANC/DNC系统场景中，由于此时系统的直流值是能够测量到的，所以可以将直流参考值的初始值设置为测量得到的直流值，这样就能够在系统启动时就去除高通滤波器的输入信号中大部分的直流偏置。随后，在工作过程中，利用步骤S11至S14的循环，实现直流参考值的自适应调整，以消除高通滤波器的输入信号中的直流漂移，达到校正第一系统的输出信号(也即高通滤波器的输入信号)中的直流偏置值的目的。
在一种实施例中，在残余直流值的绝对值不超过预设阈值的情况下，这说明当前直流参考值大小合适，则保持当前直流参考值，也即不做调整。在残余直流值的绝对值超过预设阈值的情况下，这说明当前直流参考值的大小不合适，则基于残余直流值的极性来调整去直流参考值，例如：若残余直流值的极性为正，这说明当前直流参考值偏小，则增加当前直流参考值；若残余直流值的极性为负，这说明当前直流参考值偏大，则减小当前直流参考值。
另外，在增加或减小当前直流参考值时，可以基于残余直流值的绝对值和预设阈值的差值与当前直流参考值之间的预设函数关系来进行增加或减小，或者也可以按照预设的步长来进行增加或减小。例如，如果残余直流值的绝对值与预设阈值的差值很大，那么就可以以较大的步长来进行增加或减小；如果残余直流值的绝对值与预设阈值的差值较小，那么就可以以较小的步长来进行增加或减小，这样，既能增加调整的速度，又能够增加调整的精度。
通过循环重复步骤S11至S14，就能够使得调整后的当前直流参考值等于或接近于第一系统的输出信号(也即高通滤波器的输入信号)中的直流偏置值，从而使得第一系统的输出信号经过根据本公开实施例的高通滤波器的处理之后不包含直流值或只含极少的直流值。
通过采用上述技术方案，由于首先基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值得到高通滤波器的输出信号，然后滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号，然后将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较并基于比较结果，调整当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值，这样就形成了对高通滤波器的输入信号中的直流偏置进行滤除的循环回路，通过不断地利用滤除了有用信号后的信号中的残余直流值对当前直流参考值进行调整，最终使得调整后的当前直流参考值等于或接近于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值，从而使得第一系统的输出信号经过根据本公开实施例的高通滤波器的处理之后不包含直流值或只含极少的直流值，有效去除了第一系统的输出信号中的直流偏置。另外，根据本公开实施例的高通滤波过程位于有用信号的传输路径之外，因此由于有用信号的传输路径中没有增加任何的中间电路，故而对于第一系统的通带信号(例如10Hz～20KHz)而言，有用信号的延时为0。
图3是根据本公开一种实施例的高通滤波方法的又一流程图。
首先，在步骤S31中，基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到高通滤波器的输出信号。
然后，在步骤S32中，滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号，得到信号Y1。该步骤已经在前面的步骤S12中进行了详细描述，此处不再赘述。
然后，在步骤S33中，以第一采样率对滤除得到的信号Y1进行抽取，得到信号Y2，第一采样率低于第一系统的通带的下限。也即，假设第一系统的通带为f1至f2的频率范围内，则第一采样率就需要低于第一系统的通带的下限，也即低于f1。
抽取，指的是对滤除得到的信号中的数据点而言，每隔若干个数据点就选取一个数据点，而没有被选取的那些数据点就会被抛弃。
通过使第一采样率低于第一系统的通带的下限，能够降低根据本公开实施例的高通滤波器的数据处理量，从而降低高通滤波器的功耗。
然后，在步骤S34中，以第二采样率对抽取得到的信号Y2再次进行抽取，得到信号Ydc，第二采样率为避免高通滤波器出现震荡的采样率。该步骤是可选的，也即如果根据本公开实施例的高通滤波器没有出现震荡，则该步骤可以省略。
在一个实施例中，可以对步骤S33中抽取得到的信号进行1/N抽取。其中，N的值可以根据对第一系统的输出信号中的有用信号进行滤除的低通滤波器的特性进行选择，以根据本公开实施例的高通滤波器不震荡为准。也即，通过1/N抽取，就能够延迟对直流参考值进行调整的时间，避免根据本公开实施例的高通滤波器出现震荡。其中，N的值越大，则对直流参考值进行调整的延迟时间就越长。
然后，在步骤S35中，将再次抽取得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较。
然后，在步骤S36中，基于比较结果，调整当前直流参考值。该步骤已经在前面的步骤S14中进行了详细描述，此处不再赘述。
然后，在步骤S37中，将调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值，其中预设启动增益根据第一系统中的下采样滤波器的延时特性进行设定。
其中，预设启动增益可以是序列的形式，例如该序列中可以包括若干个预设启动增益，例如包括四个预设启动增益，也即a0、a1、a2和a3。该序列中的不同预设启动增益，可以根据不同的情况进行选择。例如，可以根据第一系统中的下采样滤波器的输出数据来依次选中序列中的每个预设启动增益，例如，当第一系统中的下采样滤波器输出第一个点数据时，选用序列中的预设启动增益a0，然后当第一系统中的下采样滤波器输出第二个点数据时，选用序列中的预设启动增益a1，以此类推，当序列中的最后一个预设启动增益被选中之后，就保持使用该预设启动增益。通过采用序列形式的预设启动增益，能够更好地匹配第一系统中的下采样滤波器的延时特性。
通过采用该步骤，能够补偿第一系统的下采样滤波器的建立过程中因根据本公开实施例的高通滤波器的补偿过度而引起的冲击。
通过采用上述技术方案，由于有用信号的传输路径中没有增加任何的中间电路，因此使得有用信号的延时为0。通过将调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，就能够在第一系统启动的一段时间内对第一系统中的下采样滤波器的建立过程进行补偿，消除了下采样滤波器的建立过程中因根据本公开实施例的高通滤波器的补偿过度而导致的直流冲击。另外，还通过当前直流参考值的不断自适应循环调整，使得当前直流参考值越来越接近第一系统的输出信号中的直流偏置，使得第一系统的输出信号经过根据本公开实施例的高通滤波器的处理之后不包含直流值或只含极少的直流值。
图4是根据本公开一种实施例的高通滤波器的示意结构图。如图4所示，该高通滤波器包括低通滤波器41、比较器42、直流参考值调整器43和输出信号获取模块44。输出信号获取模块44，用于基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到高通滤波器的输出信号。低通滤波器41，用于滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号。比较器42，用于将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较。其中，预设阈值可以被存储在寄存器(未示出)中。直流参考值调整器43，用于基于比较结果，调整当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值。其中，直流参考值的初始值(也即图4中的初始直流参考值)可以被存储在寄存器(未示出)中。
通过采用上述技术方案，由于首先基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值得到高通滤波器的输出信号，然后滤除高通滤波器的输出信号中的有用信号，然后将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较并基于比较结果，调整当前直流参考值，使得调整后的直流参考值等于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值，这样就形成了对高通滤波器的输入信号中的直流偏置进行滤除的循环回路，通过不断地利用滤除了有用信号后的信号中的残余直流值对当前直流参考值进行调整，最终使得调整后的当前直流参考值等于或接近于高通滤波器的输入信号中的直流偏置值，从而使得高通滤波器的输出信号中不包含直流值或只含极少的直流值，有效去除了向高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的输出信号中的直流偏置。另外，由于在有用信号的传输路径中没有任何的中间电路，因此使得有用信号的延时为0。
可选地，直流参考值调整器43用于：在残余直流值的绝对值不超过预设阈值的情况下，保持当前直流参考值；在残余直流值的绝对值超过预设阈值的情况下，基于残余直流值的极性来调整当前直流参考值。
可选地，直流参考值调整器43还用于：若残余直流值的极性为正，则增加当前直流参考值；若残余直流值的极性为负，则减小当前直流参考值。
可选地，输出信号获取模块44可以利用减法器来实现，以用于将高通滤波器的输入信号与当前直流参考值相减，得到高通滤波器的输出信号。
图5是根据本公开一种实施例的高通滤波器的又一示意结构图。如图5所示，高通滤波器还包括：第一抽取器45，用于以第一采样率对低通滤波器41滤除得到的信号进行抽取，第一采样率低于向高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的通带。
如图5所示，高通滤波器还包括：第二抽取器46，用于以第二采样率对第一抽取器45抽取得到的信号再次进行抽取，第二采样率为避免高通滤波器出现震荡的采样率。
如图5所示，高通滤波器还包括：启动补偿电路47，用于将直流参考值调整器43调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值，其中预设启动增益根据向高通滤波器输出所述输入信号的第一系统中的下采样滤波器的延时特性进行设定。
仍然参考图5。启动补偿电路47包括：乘法器471，用于将直流参考值调整器43调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值；多路选择器473，用于从预设启动增益序列中选出其中一个预设启动增益输入给乘法器471。初始化计数器472，用于对第一系统的下采样滤波器的输出数据进行计数；所述多路选择器473，还用于基于所述初始化计数器472的计数来从所述预设启动增益序列中选择其中一个所述预设启动增益。
另外，如图5所示，调整后的当前直流参考值可以被输出或者存储，以供其他用途使用。
根据本公开实施例的高通滤波器中各个模块的具体操作方式已经在根据本公开实施例的高通滤波方法中进行了详细描述，此处不再赘述。
根据本公开的又一实施例，提供一种主动降噪系统，包括：第一系统，该第一系统向高通滤波器输出含有直流偏置的输出信号；以及根据本公开实施例的高通滤波器。
图6是一种示例性的主动降噪系统的示意框图。如图6所示，该主动降噪系统包括ADC系统1(也即前面描述的第一系统)和根据本公开实施例的高通滤波器，还包括依次串联的DSP/ASIC 2、数模转换系统3和扬声器4，其中ADC系统1向高通滤波器输出图6所示的输入信号，该输入信号经过高通滤波器处理后被输出给DSP/ASIC 2，使得被输出给DSP/ASIC 2的信号中不含或含有极少量的直流成分。
以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。
此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。
Claims (12)
1.一种高通滤波方法，其特征在于，应用于高通滤波器，所述方法包括：
基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号；
滤除所述高通滤波器的输出信号中的有用信号；
将滤除得到的信号中的残余直流值与预设阈值进行比较；
基于比较结果，调整所述当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于所述输入信号中的直流偏置值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于比较结果，调整所述当前直流参考值，包括：
在所述残余直流值的绝对值不超过所述预设阈值的情况下，保持所述当前直流参考值；
在所述残余直流值的绝对值超过所述预设阈值的情况下，基于所述残余直流值的极性调整所述当前直流参考值。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述基于所述残余直流值的极性调整所述当前直流参考值，包括：
若所述残余直流值的极性为正，则增加所述当前直流参考值；
若所述残余直流值的极性为负，则减小所述当前直流参考值。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较之前，所述方法还包括：
以第一采样率对滤除得到的信号进行抽取，所述第一采样率低于向所述高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的通带的下限。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
以第二采样率对所述抽取得到的信号再次进行抽取，所述第二采样率为避免所述高通滤波器出现震荡的采样率。
6.根据权利要求1至5中任一权利要求所述的方法，其特征在于，在所述基于比较结果，调整所述当前直流参考值之后，所述方法还包括：
将调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值，其中所述预设启动增益根据向所述高通滤波器输出所述输入信号的第一系统中的下采样滤波器的延时特性进行设定。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号，包括：
将所述高通滤波器的输入信号与所述当前直流参考值相减，得到所述高通滤波器的输出信号。
8.一种高通滤波器，其特征在于，包括：
输出信号获取模块，用于基于高通滤波器的输入信号和当前直流参考值，得到所述高通滤波器的输出信号；
低通滤波器，用于滤除所述高通滤波器的输出信号中的有用信号；
比较器，用于将滤除得到的信号的残余直流值与预设阈值进行比较；
直流参考值调整器，用于基于比较结果，调整所述当前直流参考值，使得调整后的当前直流参考值等于所述输入信号中的直流偏置值。
9.根据权利要求8所述的高通滤波器，其特征在于，所述高通滤波器还包括：
第一抽取器，用于以第一采样率对所述低通滤波器滤除得到的信号进行抽取，所述第一采样率低于向所述高通滤波器输入所述输入信号的第一系统的通带的下限。
10.根据权利要求9所述的高通滤波器，其特征在于，所述高通滤波器还包括：
第二抽取器，用于以第二采样率对所述第一抽取器抽取得到的信号再次进行抽取，所述第二采样率为避免所述高通滤波器出现震荡的采样率。
11.根据权利要求8至10中任一权利要求所述的高通滤波器，其特征在于，所述高通滤波器还包括：
启动补偿电路，用于将调整后的当前直流参考值与预设启动增益相乘，得到补偿后的当前直流参考值，其中所述预设启动增益根据向所述高通滤波器输出所述输入信号的第一系统中的下采样滤波器的延时特性进行设定。
12.一种主动降噪系统，其特征在于，包括：
第一系统，该第一系统向高通滤波器输出含有直流偏置的输出信号；以及
高通滤波器，该高通滤波器为根据权利要求8至11中任一权利要求所述的高通滤波器。
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