CN1951148A - 用于限制扬声器位移的系统 - Google Patents

Abstract

高的驱动信号可以损坏扬声器。该损坏的一个原因是线圈膜片组的过度的振动位移。本发明描述了一种用于用信号处理器来限制该位移的新方法。在本发明中，低频斜波和陷波滤波器用于根据扬声器位移的预测来衰减低频。描述了一种用于根据预测的位移为低频斜波和陷波滤波器的数字实现计算系数值的新方法。

Description

用于限制扬声器位移的系统

优先权以及相关申请的交叉引用

本申请要求2004年3月19日提出的美国专利申请序列号10/804,858的优先权。

技术领域

本发明一般涉及电声转换器(扬声器)，并且更特别地涉及用于限制所述扬声器中线圈膜片组(coil diaphragm assembly)的振动位移的信号处理。

背景技术

驱动扬声器的信号必须保持低于某一限制。如果该信号太高，则扬声器将产生非线性失真或将被不可修复地损坏。该非线性失真或损坏的一个原因是扬声器的膜片线圈组的过度的振动位移。为了防止非线性失真或损坏，必须限制该位移。

位移限制可以通过以下来实现：由合适的振动传感器连续地监视位移，以及如果监视的位移大于已知的安全限制，则衰减输入信号。由于用于测量振动位移所需要的昂贵的装备，该方法一般是不实用的。因而需要某种类型的预测的、基于模型的方法。

位移限制的现有技术可以分成三类：

1、由位移预测器驱动的可变截止频率滤波器。

2、反馈回路衰减器。

3、多频带动态范围控制器。

第一类现有技术具有最长的历史。第一个这样的系统由P.F.Steel在美国专利号4,113,983“Input Filtering Apparatus forLoudspeakers”中公开。进一步的细化由D.R.von Recklinghausen在美国专利号4,327,250“Dynamic Speaker Equalizer”中以及由E.Bjerre在美国专利号5,481,617“Loudspeaker Arrangement with FrequencyDependent Amplitude Regulations”中公开。利用了具有针对所述位移限制的反馈控制的可变高通滤波器的第一类现有技术的原理如图1a中所示。

在该类扬声器保护系统(如图1a所示)中，信号处理器10的高通滤波器12对输入电声信号22进行滤波。然后将所述高通滤波器12的滤波的输出信号24发送到扬声器20(通常，经过功率放大器18)，并且还供应给反馈位移预测器块14。如果位移的值超过某一预定义的阈值，则来自块14的反馈位移预测信号26指示该情况，并且基于响应于所述反馈位移预测信号26由反馈参数计算器16提供给高通滤波器12的反馈频率参数信号28，该高通滤波器12的截止频率提高。通过提高该高通滤波器12的截止频率，通常作为过度位移的原因的输入信号中的较低频率被衰减，并且由此防止了过度位移。

第一类现有技术具有若干难点。高通滤波器12和反馈位移预测器块14具有有限的反应时间；该有限的反应时间阻止位移预测器块14以足够的速度反应快速瞬变。Bjerre在美国专利号5,481,617中提出了该问题的解决方案，以使位移限制系统的实现显著复杂化为代价。一个附加的问题来自扬声器的声波响应自然地具有高通响应特征的事实：在信号处理器10中的信号链中加入附加的高通滤波器提高了低频滚降(roll-off)的阶次。可以通过在高通滤波器之后将低频提升滤波器加入信号处理器来校正该问题，如由Steel在美国专利号4,113,983中所公开的。然而，这使信号处理的实现进一步复杂化。

第二类现有技术由W.Klippel在美国专利号5,577,126“OverloadProtection Circuit for Transducers”中公开。图1b示出了描述该类的扬声器保护系统的原理。位移预测器的输出根据由阈值计算器计算的反馈参数κ反馈到输入信号中。该类振动位移保护比以上描述的第一类系统简单，因为其不需要单独的高通滤波器。

第二类现有技术对振动位移限制是有效的。然而，由于扬声器的Q-因子的改变以及低频处的放大，反馈回路在阈值附近具有无规律的表现。这些效果可以主观地引起不利的假象。在以上所述的美国专利号5,577,126中，Klippel描述了对于该问题的一个解决方案：如果将纯反馈信号路径16进行微分，则信号处理器的衰减表现得稍微更好，如美国专利号5,577,126的图3中所示。然而，这引起较高频带的显著的和不必要的衰减。因此，很可能衰减不引起过度位移的信号，降低了扬声器系统的性能。

第三类现有技术由R.Aarts在WO专利申请号PCT/EP00/05962(国际公开号WO 01/03466 A2)“Loudspeaker Protection SystemHaving Frequency Band Selective Audio Power Control”中公开。图1c表示第三类扬声器保护系统的原理。输入信号被一组带通滤波器分成N个频带。第n个频带中的信号电平由可变增益g_n改变。将N个频带中的信号加在一起，并且发送给功率放大器和扬声器。信息处理器监视每个频带中当被每个可变增益g₁，g₂，...g_n改变时的信号电平。该信息处理器改变可变增益g₁，g₂，...g_n，使得防止扬声器中的过度位移。第三类方法的优势在于仅在易于引起过度的扬声器膜片线圈位移的那个频带中信号衰减。其余的频带未受影响，由此将位移限制对整个音频信号的效果最小化。

第三类位移限制器的劣势在于不存在描述信息处理器应当如何操作的正式(formal)规则。特别地，没有可利用来描述信息处理器应当如何改变增益g_n以阻止输出信号驱动扬声器的膜片线圈组产生过度位移的正式方法。仅可以试探地即通过反复试验来设计和调整该信息处理器。这通常导致较长的开发时间和不可预测的性能。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于限制电声转换器(扬声器)中的线圈膜片组的振动位移的信号处理的新方法。

根据本发明的第一方面，用于限制电声转换器的振动位移的方法包括以下步骤：将输入电声信号提供给低频斜波(shelving)和陷波滤波器以及位移预测器块；由所述位移预测器块基于预先确定的准则响应于所述输入电声信号产生位移预测信号，并将所述位移预测信号提供给参数计算器；以及由所述参数计算器响应于所述位移预测信号来产生参数信号，并将所述参数信号提供给所述低频斜波和陷波滤波器用于产生输出信号，以及进一步将所述输出信号提供给所述电声转换器从而限制所述振动位移。

进一步根据本发明的第一方面，该电声转换器可以是扬声器。

进一步根据本发明的第一方面，该低频斜波和陷波滤波器可以是具有z-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(z\right)={\mathrm{\σ}}_c\frac{1+b_{1\·c}{z}^{-1}+b_{2\·c}{z}^{-2}}{1+a_{1\·t}{z}^{-1}+a_{2\·t}{z}^{-2}},$

其中σ_c是低频斜波和陷波滤波器的特征灵敏度，b_1·c和b_2·c是定义目标零点位置的前馈系数，且a_1·t和a_2·t是定义目标极点位置的反馈系数。此外，所述参数信号可以包括所述特征灵敏度σ_c和所述反馈系数a_1·t和a_1·t。

更进一步根据本发明的第一方面，该方法可以进一步包括以下步骤：由低频斜波和陷波滤器产生所述输出信号。此外，该方法可以进一步包括以下步骤：将输出信号提供给所述电声转换器。此外，可以在将所述输出信号提供给所述电声转换器之前使用功率放大器来放大该输出信号。

进一步根据本发明的第一方面，可以将位移预测信号提供给参数计算器的峰检测器。更进一步，在产生位移预测信号的步骤之后，该方法可以进一步包括以下步骤：由峰检测器产生峰位移预测信号并且将所述峰位移预测信号提供给参数计算器的斜波频率计算器。更进一步，该方法可以进一步包括以下步骤：由斜波频率计算器基于预先确定的准则产生斜波频率信号，并且将所述斜波频率信号提供给该参数计算器的灵敏度和系数计算器，用于基于所述斜波频率信号产生参数信号。

更进一步根据本发明的第一方面，该输入电声信号可以是数字信号。

更进一步根据本发明的第一方面，所述低频斜波和陷波滤波器可以是具有s-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(s\right)=\frac{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2},$

其中Q_c是对应于电声转换器的Q-因子的系数，ω_c是装在外壳中的电声转换器的谐振频率，Q_t是对应于目标均衡的Q-因子的系数，ω_t是目标均衡的截止频率。更进一步，当电声转换器为临界阻尼时，Q_c可以等于1/。更进一步，当电声转换器为欠阻尼时，Q_c可以是大于1/的有限数。

根据本发明的第二方面，一种计算机程序产品包括：计算机可读取存储结构，在其上包含计算机程序代码，用于由具有所述计算机程序代码的计算机处理器执行，其特征在于其包括用于执行本发明的第一方面的步骤的指令，指示为由位移预测器块、或由参数计算器、或由位移预测器块和参数计算器二者执行。

根据本发明的第三方面，一种用于限制电声转换器的振动位移的信号处理器包括：低频斜波和陷波滤波器，响应于输入电声信号并响应于参数信号，用于向所述扬声器提供输出信号，从而限制所述电声转换器的所述振动位移；位移预测器块，响应于所述输入电声信号，用于提供位移预测信号；以及参数计算器，响应于所述位移预测信号，用于提供参数信号。

进一步根据本发明的第三方面，该参数计算器块可以包括：峰检测器，响应于位移预测信号，用于提供峰位移预测信号；斜波频率计算器，响应于该峰位移预测信号，用于提供斜波频率信号；以及灵敏度和系数计算器，响应于所述斜波频率信号，用于提供参数信号。更进一步，所述低频斜波和陷波滤波器可以是具有z-域传递函数的二阶数字滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(z\right)={\mathrm{\σ}}_c\frac{1+b_{1\·c}{z}^{-1}+b_{2\·c}{z}^{-2}}{1+a_{1\·t}{z}^{-1}+a_{2\·t}{z}^{-2}},$

其中σ_c是低频斜波和陷波滤波器的特征灵敏度，b_1·c和b_2·c是定义目标零点位置的前馈系数，且a_1·t和a_2·t是定义目标极点位置的反馈系数。更进一步，所述参数信号可以包括所述特征灵敏度σ_c和所述反馈系数a_1·t和a_1·t。

进一步根据本发明的第三方面，可以将输出信号提供给所述电声转换器，或在将所述输出信号提供给所述电声转换器之前使用功率放大器来放大所述输出信号。

更进一步根据本发明的第三方面，该输入电声信号可以是数字信号。

进一步根据本发明的第三方面，该低频斜波和陷波滤波器可以是具有s-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(s\right)=\frac{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2},$

其中Q_c是对应于电声转换器的Q-因子的系数，ω_c是安装在外壳中的电声转换器的谐振频率，Q_t是对应于目标均衡的Q-因子的系数，ω_t是目标均衡的截止频率。此外，当电声转换器为临界阻尼时，Q_c可以等于1/。更进一步，当电声转换器为欠阻尼时，Q_c可以是大于1/的有限数。

更进一步根据本发明的第三方面，该电声转换器可以是扬声器。

附图说明

为了更好的理解本发明的本质和目的，参考结合以下附图的以下详细描述，其中：

图1a、1b和1c分别示出了根据现有技术的用于扬声器保护(振动位移限制)的第一、第二和第三类信号处理系统的信号处理器和扬声器布局的例子；

图2a示出了根据本发明的具有利用了由使用位移预测器块的前馈控制驱动的可变低频斜波和陷波滤波器的扬声器布局的信号处理器的例子；

图2b示出了根据本发明的图2a的例子中使用的参数计算器的例子；

图3示出了根据本发明的用于临界阻尼扬声器的低频斜波和陷波滤波器(没有陷波并且Q_c＝0.707)的响应曲线的例子；

图4a和4b分别示出了根据本发明的通过利用图3的低频斜波和陷波滤波器的用于临界阻尼和欠阻尼扬声器的位移响应曲线的例子；

图5a示出了根据本发明的用于欠阻尼扬声器的低频斜波和陷波滤波器(具有陷波并且Q_c＝6.4)的响应曲线的例子；

图5b示出了根据本发明的通过利用图5a的低频斜波和陷波滤波器的用于欠阻尼扬声器的位移响应曲线的例子；以及

图6是说明根据本发明的具有利用了由使用位移预测器块的前馈控制驱动的可变低频斜波和陷波滤波器的扬声器布局的信号处理器的性能的流程图。

具体实施方式

本发明提供了一种用于信号处理限制和控制电声转换器(扬声器)中线圈膜片组的振动位移的新方法。电声转换器是用于将电或数字音频信号转换为声信号的设备。例如，本发明特别涉及扬声器的移动线圈。

以上描述的用于位移限制的现有技术方法的问题可以通过以第一类方法开始并做以下改变来解决：

·用可变低频斜波和陷波(LFSN)滤波器代替可变高通滤波器12(见图1a)；

·由位移预测器块使用滤波器12的前馈而不是反馈控制；

·采用数字实现；

·由有限多项式级数来近似用于计算需要的系数的精确式。

根据本发明，具有以上特征或这些特征中的一些的组合的信号处理器针对所述位移限制提供了直接的和有效的系统。可以驱动扬声器过度位移的较大信号在低频被衰减。不过度驱动扬声器的较高频信号可以同时不受影响地复制。限制系统的表现可以从其基本操作参数知道，并且因此可以基于扬声器的已知属性来调整。

图2示出了其他根据本发明的信号处理器中的一个例子，该信号处理器具有利用了由使用位移预测器块14a的前馈控制所驱动的低频斜波和陷波(LFSN)滤波器11的扬声器布局，用于限制电声转换器(扬声器)20的振动位移。振动位移的限制通过基于位移预测器块14a的输出改变LFSN滤波器11的传递函数来完成。

如图1a中所示，信号处理器10a的LFSN滤波器11对输入电声信号22进行滤波。根据本发明，所述输入电声信号22可以是数字信号。然后将所述高通滤波器11的滤波的输出信号24a发送到扬声器20(通常，经过功率放大器18)。但是，根据本发明，输入电声信号22也供应给位移预测器块14a。如果振动位移的值超过预定义的阈值(其是预先确定的准则)，则来自块14a的位移预测器信号26a产生并提供给响应于该信号26a而产生参数信号28a的参数计算器16，并且然后将所述参数信号28a提供给LFSN滤波器11。基于所述参数信号28a，所述LFSN滤波器11的传递函数被适当的修改并且所述LFSN滤波器11的输出信号24a具有基于所述预先确定的准则而衰减的振动位移分量。

LFSN滤波器11仅衰减低频，低频是大振动位移的主要来源。膜片线圈位移可以通过实现为数字滤波器的位移预测器块14a从输入信号22来预测。一般地，所述数字滤波器所需要的阶次为扬声器20中的机械(mechanical)自由度数目的二倍。该滤波器的输出是扬声器20的膜片线圈组的瞬时位移。位移预测器块14a的性能在本领域中是已知的，并且例如等同于由D.R.von Recklinghausen在美国专利号4,327,250“Dynamic Speaker Equalizer”的图2中所示的部分9的性能。参数计算器1a的详细描述在图2b的例子中示出并在下文中详细讨论。

根据本发明，LFSN滤波器11可以设计为具有s-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(s\right)=\frac{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2}---\left(1\right),$

其中Q_c是对应于(扬声器20的)Q-因子的系数，ω_c是装在机壳(外壳)中的扬声器20的谐振频率，单位为rad/s，Q_t是对应于目标均衡的Q-因子的系数，ω_t是目标均衡的截止频率(斜波频率)，单位为rad/s。滤波器11的频率响应的幅度，低频增益，等于ω_c ²/ω_t ²。图3中示出了具有Q_c＝Q_t＝1/的该低频斜波和陷波滤波器11(扬声器20为临界阻尼并且LFSN滤波器11没有陷波)针对五个ω_c ²/ω_t ²比值的典型增益曲线。LFSN滤波器11限制位移的能力在图4a中阐明。

图4a示出了根据本发明的其他通过利用图3的LFSN滤波器11的用于临界阻尼扬声器20的位移响应曲线中的一个例子。随着ω_t的值增大，如图4a所示，位移响应衰减。在低频限制中，衰减的量随ω_t ²变化。其后的数学细节在下面讨论。这些位移响应曲线用于“临界阻尼”扬声器，即，调整到巴特沃思(Butterworth)校准(Q_c＝Q_t＝1/)的扬声器。

廉价的扬声器通常具有欠阻尼响应，即，具有大于1/的Q_c和Q_t值。图4b示出了根据本发明的通过利用图3的LFSN滤波器11的用于欠阻尼扬声器20的位移响应曲线的例子。扬声器20的较高的Q_c和Q_t值使得位移响应的降低与ω_t的增加之间的关系不成直线(straightforward)，特别是在共振频率ω_c附近。为了解决这个问题，可以“人为地”降低Q_c的值。这通过将式1中Q_c的值设置为Q_c≈6.4(而不是1/)来完成。图5a示出了根据本发明的其他用于欠阻尼扬声器20的低频斜波和陷波滤波器11(通过设置Q_C≈6.4而在ω_c具有陷波)的响应曲线的中的一个例子。如图5a可以看到，得到的响应在共振频率ω_c处具有陷波，该陷波来自将式1中的分子Q-因子设置为高于1/的值。为此原因，滤波器11称作低频斜波和陷波(LFSN)滤波器。

图5b中说明了LFSN滤波器11在欠阻尼扬声器20的位移响应上的效果。虚线示出了没有LFSN滤波器的扬声器的位移响应。

描述振动位移与输入信号22的比的传递函数是LFSN滤波器11的响应(传递函数)与扬声器20位移响应的乘积。这是s-域中的均衡的位移响应，由下式给出：

$H_{\mathrm{DP}\·E}\left(s\right)=H_c\left(s\right)X_{m{\·v}_c}\left(s\right)$

$=\frac{{\mathrm{\φ}}_0}{m_1{R}_{\mathrm{eb}}}\frac{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2}\frac{1}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(2\right),$

其简化为

$H_{\mathrm{DP}\·E}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\φ}}_0}{m_t{R}_{\mathrm{eb}}}\frac{1}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2}---\left(3\right),$

其中φ₀为扬声器的传导系数(B·1因子)，R_ed是扬声器20的音圈的DC阻抗，且m_t为总移动质量。

式2到式3的简化对于操作图2a的位移预测器块14a是重要的结果。位移预测器块14a的输入是输入信号22，而不是来自LFSN滤波器11(如现有技术中的，见图1a)的输出信号24a。因而位移预测器块14a必须说明LFSN滤波器11的效果。起初，位移预测器看似需要说明由扬声器位移响应X_mvc(s)描述的二阶系统和二阶LFSN滤波器11，总共得到一个四阶系统。然而，由式2到由式3所描述的单个二阶传递函数的简化表示位移预测器块14a仅需要是一个二阶系统。

可以对描述均衡的位移响应的数字处理实现的z-域传递函数进行相同的简化。扬声器20位移的数字模型和LFSN滤波器11的数字处理版本的z-域传递函数之乘积由下式给出：

$H_{\mathrm{DP}\·E}\left(z\right)={\mathrm{\σ}}_c{\mathrm{\σ}}_{x\·v_c}\frac{1+b_{1\·c}{z}^{-1}+b_{2\·c}{z}^{-2}}{1+a_{1\·t}{z}^{-1}+a_{2\·t}{z}^{-2}}\frac{z^{-1}}{1+a_{1\·c}{z}^{-1}+a_{2\·c}{z}^{-2}}---\left(4\right),$

其中σ_c是LFSN滤波器的特征灵敏度，σ_x·vc是数字位移预测器块14a的特征灵敏度，b_1·c和b_2·c是定义目标零点位置的前馈系数，a_1·t和a_2·t是定义目标极点位置的反馈系数，且a_1·c和a_2·c是定义扬声器的极点位置的反馈系数。

注意系数b_1·c和b_2·c分别可以具有与a_1·c和a_2·c相同的值。因此式4简化为

$H_{\mathrm{DP}\·E}\left(z\right)={\mathrm{\σ}}_c{\mathrm{\σ}}_{x{\·v}_c}\frac{z^{-1}}{1+a_{1\·t}{z}^{-1}+a_{2\·t}{z}^{-2}}---\left(5\right).$

式5可以通过以下定义写为具有单个特征灵敏度

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{dp}\_m}={\mathrm{\σ}}_c{\mathrm{\σ}}_{x\·v_c}---\left(6\right),$

其中σ_{dp_m}为度量正确的特征灵敏度，由下式给出：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{dp}\_m}=\frac{a_g{\mathrm{\φ}}_0}{R_{\mathrm{eb}}{k}_t}(1+a_{1\·c}+a_{2\·c})\frac{1-a_{1\·t}+a_{2\·t}}{1-b_{1\·c}+b_{2\·c}}---\left(7\right),$

其中a_g是功率放大器18a和D/A转换器(图2a中未示出但在数字实现的情况下使用)的增益，且k_t是扬声器20悬挂的总刚度(扬声器的悬挂刚度)，其包括来自任何外壳的声负载。

LFSN滤波器11通过提高频率ω_t来完成限制振动位移。如图3和5a中所示，提高该频率ω_t降低较低频率处的增益，而较高频率处的增益保持不变。如图4a和5b所示，通过改变位移响应，提供了希望的限制效果。

图2b中更详细地示出了位移限制算法。响应于来自位移预测器块14a的位移预测信号26a，峰检测器16a-1向斜波频率计算器16a-2提供峰位移预测信号21。峰检测器提供位移的绝对值。它还为位移估计提供有限的释放时间(release time)(衰减速率)。

如上文所讨论，在低频处，滤波器的增益根据斜波频率的平方变化。由于扬声器20的位移响应的本质，假设引起过度位移的信号在低频处。根据该假设，根据过度位移计算所需要的斜波频率，如下：

如果(x_pn[n]＞x_lm)

$f_r=f_t\sqrt{1+\frac{x_{\mathrm{pn}}\left[n\right]-x_{\mathrm{lm}}}{x_{\mathrm{lm}}}}---\left(8\right),$

否则

f_r＝f_t

其中f_r是限制位移所需要的斜波频率，f_t是目标截止频率，x_lm和x_pn[n]是由位移预测器块14a预测的位移，并归一化到最大可能位移x_mp。

该最大可能位移x_mp可以由位移预测器块20的分析来确定。它可以如下计算：

$x_{\mathrm{mp}}=\frac{g_{\mathrm{RX}}{\mathrm{\φ}}_{0}F\left(Q_c\right)}{k_t{R}_{\mathrm{eb}}}---\left(8a\right),$

其中g_RX是D/A和功率放大器(D/A转换用于数字实现)可以产生的最大可能电压，且F(Q_c)是扬声器的Q-因子的函数，由下式给出：

$F\left(Q_e\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& Q_c\≤1/\sqrt{2}\\ \frac{1}{\sqrt{\frac{1}{Q_c^2}-\frac{1}{4Q_c^4}}}& Q_c>1/\sqrt{2}\end{array}\right.---\left(8b\right).$

峰值根据下式确定

如果(|x_in[n]|＞x_pn[n-1])

x_pn[n]＝|x_in[n]|

则

x_pn[n]＝t_rx_pn[n-1]

                                                       (8c)，

其中x_in[n]是瞬时统一(unity)归一化的预测的位移，x_pn[n]是单位归一化的预测的位移的峰值，且t_r是释放时间常数。该释放时间常数t_r由规定的单位为dB/s的释放速率d根据以下计算，

$t_r={10}^{-d/20F_s}---\left(8d\right),$

其中F_s是采样速率。

所需要的斜波频率f_r由式8的算法给出。如果预测的位移高于位移限制(根据预先确定的准则)，则根据式8的第一表达式从目标斜波频率f_t提高该需要的斜波频率。否则(如果预测的位移低于所述限制)，则所需要的斜波频率保持目标斜波频率(见式8)。如果所需要的斜波频率改变，则需要通过灵敏度和系数计算器16a-3来计算系数a_1·t，a_2·t和σ_c的新值，因此向可变LFSN滤波器11提供所述参数信号28a。理论上，这些参数可以通过用于数字滤波器校准的式来计算。然而，这些方法一般不适合于实时、固定点计算。下面提出用于利用适合于固定点计算的多项式近似来计算这些系数的方法。

通过将x_lmg定义为成比例的(scaled)位移限制的倒数，可以有利于对使用式8的f_r计算进行初始的简化，所述x_lmg定义为：

x_lmg＝1/x_lm                                   (9)。

该x_lmg值是位移限制需要的最大衰减。将x_lmg代替式8的第一表达式得到以下用于计算f_r的表达式：

$f_r=f_t\sqrt{x_{\mathrm{lmg}}}\sqrt{x_{\mathrm{pn}}\left[n\right]}---\left(10\right).$

该f_r值用于计算位移限制所需要的频率ω_r·z，单位为rad/s，如下归一化到采样速率

${\mathrm{\ω}}_{r\·z}=\frac{2\mathrm{\π}}{F_s}{f}_r---\left(11\right),$

其中F_s为采样速率。

联立式11和12得到

${\mathrm{\ω}}_{r\·z}=\frac{2\mathrm{\π}}{F_s}{f}_t\sqrt{x_{\mathrm{lmg}}}\sqrt{x_{\mathrm{pn}}\left[n\right]}---\left(12\right).$

通过关于式11中的f_t来定义ω_t·z，并且式12简化为

${\mathrm{\ω}}_{r\·z}=\sqrt{{\mathrm{\ω}}_{t\·z}^2{x}_{\mathrm{lmg}}{x}_{\mathrm{pn}}\left[n\right]}---\left(13\right).$

根据该ω_r·z的值，可以按照如下计算a_1·r和a_2·r的新值

$a_{1\·r}=-2e^{-{\mathrm{\ω}}_{r\·z}{\mathrm{\ζ}}_r}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{r\·z}\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}_r^2}\right)$

$a_{2\·r}=e^{-2{\mathrm{\ω}}_{r\·z}{\mathrm{\ζ}}_r}---\left(14\right),$

其中ζ_r是阻尼比。

通过联立式10至14，系数a_1·r和a_2·r可以直接由x_pn[n]计算，所述x_pn[n]定义为在时间采样n处归一化为最大可能位移(x_mp)的位移。此外，这些系数可以由这些x_pn[n]的多项式级数近似。

${\hat{a}}_{1\·r}\left(x_{\mathrm{pn}}\right[n\left]\right)=p_{a_1\·0}+p_{a_1\·1}{x}_{\mathrm{pn}}\left[n\right]+p_{a_1\·2}{x}_{\mathrm{pn}}^2\left[n\right]+p_{a_1\·3}{x}_{\mathrm{pn}}^3\left[n\right]+p_{a_1\·4}{x}_{\mathrm{pn}}^4\left[n\right]---\left(15\right)$

以及

${\hat{a}}_{2\·r}\left(x_{\mathrm{pn}}\right[n\left]\right)=p_{a_2\·0}+p_{a_2\·1}{x}_{\mathrm{pn}}\left[n\right]+p_{a_2\·2}{x}_{\mathrm{pn}}^2\left[n\right]+p_{a_2\·3}{x}_{\mathrm{pn}}^3\left[n\right]+p_{a_2\·4}{x}_{\mathrm{pn}}^4\left[n\right]---\left(16\right).$

特征灵敏度σ_c可以根据以下而从_1·r和_2·r计算

σ_c＝b_d(1-a_1·r+a_2·r)                             (17)，

其中

$b_d=\frac{1}{1-b_{1\·c}+b_{2\·c}}---\left(18\right).$

变量b_1·c和b_2·c从扬声器20的属性而知。

由于b_1·c和b_2·c仅随扬声器20的特征而变化，并因此仅偶尔变化，所以计算b_d并且将其存储存储器中在用于计算σ_c是更有效的。因此，根据本发明，b_d的值可以仅计算一次(并且实时地不连续)。

针对ω_r·z理论上的有效值的整个范围，利用较短的多项式级数以适当的精度地近似a_1·r和a_2·r的完整式子是困难的。潜在地，近似精度可以通过提高多项式级数的阶次而提高。没有发现这是可行的，因为这不仅显著提高了计算的复杂性，而且导致系数不成比例，使得其不适合于固定点计算。

该问题的解决方案是优化多项式系数的精度，这可以意味着不同的多项式系数将必须用于不同的硬件和采样速率，由于后者对于给定的产品是可知的，因此这种系数可以存储在该产品的固定ROM中。

使用x_pn[n]作为多项式近似的输入具有附加的优势。由于所有x_pn、a_1·r/2、a_2·r和σ_c都限于(0，1)范围内，因此多项式近似中多项式系数的值比如果例如将所需要的截止频率用作多项式近似的输入将更好地成比例。使用所述x_pn[n]简化了使用固定点数字信号处理器的多项式近似的实现。因此，多项式级数对于根据x_pn计算a_1·r和a_2·r可以是一个很好的近似：

$a_{1\·r}/2=-e^{-{\mathrm{\ζ}}_r\mathrm{\π}\sqrt{a_f{x}_{\mathrm{pn}}}}\cos \left(\mathrm{\π}\sqrt{a_f{x}_{\mathrm{pn}}}\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}_r^2}\right)$

$a_{2\·r}=e^{-2{\mathrm{\ζ}}_r\mathrm{\π}\sqrt{a_f{x}_{\mathrm{pn}}}}---\left(19\right),$

其中a_f由下式给出

$a_f=\frac{1}{{\mathrm{\π}}^2}{\mathrm{\ω}}_{t\·z}^2{x}_{\mathrm{lmg}}---\left(20\right),$

并且其中x_pn可能的值的范围是

x_pn∈(x_lm，1)                                 (21)。

这对应于以下的ω_r·z值的可能范围

${\mathrm{\ω}}_{r\·z}\∈({\mathrm{\ω}}_{t\·z},{\mathrm{\ω}}_{t\·z}\sqrt{x_{\mathrm{lmg}}})---\left(22\right).$

式7至式22仅说明了用于由参数计算器16a计算特征灵敏a_1·r和a_2·r的许多其他可能的情况中的几个例子。

最后，图6是说明根据本发明的用于限制电声转换器(扬声器)20的振动位移的具有利用了由使用位移预测器块14a的前馈控制驱动的可变低频斜波和陷波滤波器11的扬声器布局的信号处理器的性能的流程图。

图3的流程图仅代表了许多其他情况中的一种可能的情况。在根据本发明的方法中，在第一步骤30中，输入电声信号22由信号处理器10a接收并提供给所述信号处理器10的LFSN滤波器11以及所述信号处理器10的位移预测器块14a。在下一步骤32中，位移预测器块14a产生位移预测信号26a并将所述信号26a提供给所述信号处理器10的参数计算器16a的峰检测器16a-1。在下一步骤34中，峰位移预测信号23由峰检测器16a-1产生并提供给所述参数计算器16a的斜波频率计算器16a-2。在下一步骤36中，斜波频率信号23由斜波频率计算器16a-2产生并提供给参数计算器16a的灵敏度和系数计算器16a-3。在下一步骤38中，参数信号28a(例如，其包括特征灵敏度和多项式系数)由灵敏度和系数计算器16a-3产生并被提供给LFSN滤波器11。在下一步骤40中，输出信号24a由LFSN滤波器11产生。最后，在最后的步骤42中，将输出信号24a提供给功率放大器18并进一步提供给扬声器20。

如以上所阐明，本发明提供了一种方法和相应的设备，包括提供用于执行该方法的步骤的功能的各个模块。可以将这些模块实现为硬件，或者可以实现为用于由处理器执行的软件或固件。特别地，在固件或软件的情况下，可以提供本发明作为包括包含计算机程序代码的计算机可读存储结构的计算机程序产品，即，其上的软件或程序包用于由计算机处理器(例如，设置有位移预测器块14a或设置有参数计算器16a或设置有位移处理器块14a和参数计算器16a二者)执行。

Claims (25)

1、一种用于限制电声转换器的振动位移的方法，包括以下步骤：

将输入电声信号提供给低频斜波和陷波滤波器以及位移预测器块；

由所述位移预测器块基于预先确定的准则响应于所述输入电声信号产生位移预测信号，并将所述位移预测信号提供给参数计算器；以及

由所述参数计算器响应于所述位移预测信号产生参数信号，并将所述参数信号提供给所述低频斜波和陷波滤波器用于产生输出信号，以及进一步将所述输出信号提供给所述电声转换器从而限制所述振动位移。

2、根据权利要求1所述的方法，其中所述电声转换器是扬声器。

3、根据权利要求1所述的方法，其中所述低频斜波和陷波滤波器是具有z-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(z\right)={\mathrm{\σ}}_c\frac{1+b_{1\·c}{z}^{-1}+b_{2\·c}{z}^{-2}}{1+a_{1\·t}{z}^{-1}+a_{2\·t}{z}^{-2}},$

其中σ_c是低频斜波和陷波滤波器的特征灵敏度，b_1·c和b_2·c是定义目标零点位置的前馈系数，且a_1·t和a_2·t是定义目标极点位置的反馈系数。

4、根据权利要求3所述的方法，其中所述参数信号包括所述特征灵敏度σ_c和所述反馈系数a_1·t和a_1·t。

5、根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

由低频斜波和陷波滤波器产生所述输出信号。

6、根据权利要求5所述的方法，还包括以下步骤：

将该输出信号提供给所述电声转换器。

7、根据权利要求6所述的方法，其中在将所述输出信号提供给所述电声转换器之前使用功率放大器来放大该输出信号。

8、根据权利要求1所述的方法，其中将该位移预测信号提供给该参数计算器的峰检测器。

9、根据权利要求8所述的方法，其中在产生位移预测信号的步骤之后，该方法还包括以下步骤：

由峰检测器产生峰位移预测信号，并将所述峰位移预测信号提供给该参数计算器的斜波频率计算器。

10、根据权利要求9所述的方法，还包括以下步骤：

基于预先确定的准则由斜波频率计算器产生斜波频率信号，并将所述斜波频率信号提供给该参数计算器的灵敏度和系数计算器，用于基于所述斜波频率信号产生该参数信号。

11、根据权利要求1所述的方法，其中该输入电声信号是数字信号。

12、根据权利要求1所述的方法，其中所述低频斜波和陷波滤波器是具有s-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(s\right)=\frac{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+{\mathrm{s\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2},$

其中Q_c是对应于电声转换器的Q-因子的系数，ω_c是装在外壳中的电声转换器的谐振频率，Q_t是对应于目标均衡的Q-因子的系数，ω_t是目标均衡的截止频率。

13、根据权利要求12所述的方法，其中当该电声转换器为临界阻尼时，Q_c＝1/。

14、根据权利要求12所述的方法，其中当该电声转换器为欠阻尼时，Q_c为大于1的有限数。

15、一种计算机程序产品包括：计算机可读取存储结构，在其上包含计算机程序代码，用于由具有所述计算机程序代码的计算机处理器执行，其特征在于其包括用于执行根据权利要求1所述的方法的步骤的指令，指示为由该位移预测器块、或由该参数计算器、或由该位移预测器块和参数计算器二者所执行。

16、一种用于限制电声转换器的振动位移的信号处理器，包括：

低频斜波和陷波滤波器，响应于输入电声信号和参数信号，用于向所述扬声器提供输出信号，从而限制所述电声转换器的所述振动位移；

位移预测器块，响应于所述输入电声信号，用于提供位移预测信号；以及

参数计算器，响应于所述位移预测信号，用于提供该参数信号。

17、根据权利要求16所述的信号处理器，其中该参数计算器块包括：

峰检测器，响应于该位移预测信号，用于提供峰位移预测信号；

斜波频率计算器，响应于峰位移预测信号，用于提供斜波频率信号；以及

灵敏度和系数计算器，响应于所述斜波频率信号，用于提供该参数信号。

18、根据权利要求16所述的信号处理器，其中所述低频斜波和陷波滤波器是具有z-域传递函数的二阶数字滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(z\right)={\mathrm{\σ}}_c\frac{1+b_{1\·c}{z}^{-1}+b_{2\·c}{z}^{-2}}{1+a_{1\·t}{z}^{-1}+a_{2\·t}{z}^{-2}},$

其中σ_c是低频斜波和陷波滤波器的特征灵敏度，b_1·c和b_2·c是定义目标零点位置的前馈系数，且a_1·t和a_2·t是定义目标极点位置的反馈系数。

19、根据权利要求18所述的信号处理器，其中所述参数信号包括所述特征灵敏度σ_c和所述反馈系数a_1·t和a_1·t。

20、根据权利要求16所述的信号处理器，其中将输出信号提供给所述电声转换器，或在将所述输出信号提供给所述电声转换器之前使用功率放大器来放大所述输出信号。

21、根据权利要求16所述的信号处理器，其中该输入电声信号是数字信号。

22、根据权利要求16所述的信号处理器，其中所述低频斜波和陷波滤波器是具有s-域传递函数的二阶滤波器，该传递函数由下式给出：

$H_c\left(s\right)=\frac{s^2+s{\mathrm{\ω}}_c/Q_c+{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+s{\mathrm{\ω}}_t/Q_t+{\mathrm{\ω}}_t^2},$

其中Q_c是对应于电声转换器的Q-因子的系数，ω_c是安装在外壳中的电声转换器的谐振频率，Q_t是对应于目标均衡的Q-因子的系数，ω_t是目标均衡的截止频率。

23、根据权利要求22所述的信号处理器，其中当该电声转换器为临界阻尼时，Q_c＝1/。

24、根据权利要求22所述的信号处理器，其中当该电声转换器为欠阻尼时，Q_c是大于1/的有限数。

25、根据权利要求16所述的信号处理器，其中所述电声转换器是扬声器。

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