DE102012020271A1 - Anordnung und Verfahren zur Steuerung von Wandlern - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zur Steuerung eines Wandlers, der ein elektrisches Signal z(t) am Eingang in ein elektrische, mechanische, akustische oder in anderes Ausgangssignal p(t) umformt. Wandler dieser Art sind vorrangig mechanische oder akustische Aktuatoren (z. B. Lautsprecher) aber auch andere elektrische Speicher- und Übertragungssysteme. Die Steuerung (1) dient der Erzeugung eines gewünschten linearen oder nichtlinearen Übertragungsverhaltens, insbesondere der Linearisierung, Stabilisierung und des Schutzes des Wandlers gegen elektrische, thermische oder mechanische Überlastung bei großer Signalamplitude. Ein Detektor (11) bestimmt in einem ersten adaptiven Lernvorgang die Parameter P des Wandlers (9), die die dem Kontroller (1) zugeführt werden. Dieser Lernvorgang kann bei unzureichender Anregung des Wandlers zeitweise deaktiviert wird. In einem zweiten adaptiven Lernvorgang werden zeitvariante Zustandsänderungen S*(t) permanent bestimmt, um den Wandler zu stabilisieren, gegen Überlastung zu schützen und externe Einflussfaktoren zu kompensieren.

Description

• Die Erfindung betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zur Steuerung eines Wandlers, der ein elektrisches Signal z(t) am Eingang in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) umformt. Wandler dieser Art sind vorrangig mechanische oder akustische Aktuatoren (z. B. Lautsprecher) aber auch andere elektrische Speicher- und Übertragungssysteme. Die Steuerung dient der Erzeugung eines gewünschten linearen oder nichtlinearen Übertragungsverhaltens, insbesondere der Linearisierung, Stabilisierung und des Schutzes des Wandlers gegen elektrische, thermische oder mechanische Überlastung bei großer Signalamplitude.
• STAND DER TECHNIK
• Elektrodynamische Wandler, wie sie in Lautsprechern, Kopfhörern und anderen Aktuatoren eingesetzt werden, sind nichtlineare Systeme, die einen beschränkten Arbeitsbereich besitzen, unter Umständen ein instabiles Verhalten aufweisen und störende Signalverzerrungen im Ausgangssignal p(t) erzeugen. Die Patentschriften US 4,709,391 , US 5,438,625 beschreiben eine Vorverabeitung des elektrischen Eingangssignals z(t) mit dem Ziel das Ausgangssignal p(t) des Wandlers zu linearisieren. Diese Steuerungssysteme nutzen die Ergebnisse der physikalischen Modellierung des elektro-dynamischen Wandlers, insbesondere die nichtlinearen Integro-Differentialgleichungen u = R_ei + d(L(x)i) / dt + Bl(x) dx / dt (1) Bl(x)i = (K_ms(x) – K_ms(0))x + L^–1{sZ(s)}·x (2) die den Zusammenhang zwischen elektrischer Klemmenspannung u, Eingangsstrom i und Schwingspulenauslenkung x mit Hilfe konzentrierter Parameter beschreiben. Diese Gleichungen enthalten den Kraftfaktor

  

  die Steifigkeit der mechanischen Aufhängung

  

  und die Schwingspuleninduktivität

  

  die als nichtlineare Parameter von der Schwingspulenauslenkung x abhängen.
• Als lineare Parameter treten in Gl. (1) der Schwingspulenwiderstand R_e und die mechanische Impedanz

  

  mit dem Laplaceoperator s auf, die mit der inversen Laplacetransformation L^–1{} in den Zeitbereich überführt und mit Hilfe des. Operators * mit dem Ausschlag x gefaltet wird. Die mechanische Impedanz Z_m(s) kann durch eine rationale Übertragungsfunktion mit den Koeffizienten a_i und c_i oder durch mechanische konzentrierte Elemente beschrieben werden, wie die mechanische Steifigkeit K_ms(x = 0) in der Ruheposition, dem Reibungswiderstand R_ms, der bewegten Masse M_ms und einer Lastimpedanz Z_load(s), die das angekoppelte akustische bzw. mechanische System modelliert.
• Die Ordnung M bzw. die Anzahl der Polstellen und Nullstellen in der rationalen Übertragungsfunktion Z_m(s) hängt von der mechanischen oder akustischen Last des Wandlers ab. Ein Lautsprecher mit einem geschlossenen Gehäuse kann mit einer Funktion Z_m(s) zweiter Ordnung ausreichend genau beschrieben werden, bei einem Bassreflexlautsprecher erhöht sich die erforderliche Ordnung auf M = 4 und bei einer komplexen Last (z. B. schwingende Platte oder Horn) auf höhere Ordnungen. Theoretisch könnte ein Modell, das eine ausreichend große Ordnung M besitzt, alle praktischen Anwendungen abdecken. Ein Modell höherer Ordnung stellt jedoch höhere Anforderungen an die Verarbeitungskapazität in einem DSP und die Eigenschaften des Stimulus und vermindert die Robustheit des Lernprozesses.
• Die Patentschriften US 4,709,391 , US 5,438,625 können unerwünschte lineare und nichtlineare Verzerrungen kompensieren, so lange sich der Wandler stabil verhält, der Kontroller optimal an den Wandler angepasst ist und die freien Parameter des Wandlermodelles exakt identifiziert sind.
• Die unbekannten, freien Parameter P des Modells im Parametervektor P = [P₁ ... P_i P_J] = [R_e a₀ ... a_M c₀ ... c_M b₀ ... b_N k₀ ... k_N l₀ ... l_N]^T (7) müssen in dem Detektor für jeden Wandlertyp und jedes Exemplar bestimmt werden. Da aufgrund von Umwelteinflüssen und Alterungsvorgängen sich diese Parameter mit der Zeit ändern, ist eine adaptive Lösung notwendig, die auch bei der Wiedergabe von gewöhnlichen Audiosignalen (z. B. Musik) eine Parametermessung durchführen kann. Die Patentschriften DE 4332804 und US 6,059,195 schätzen die Parameter P mit Hilfe eines Fehlersignales e(t) = i'(t) – i(t) (8) das die Differenz zwischen dem modellierten Stromsignal i'(t) und dem gemessenen Strom i(t) beschreibt. Hierbei kann entsprechend den Patentschriften DE 5,523715 , US 6269318 , US 5,523715 , DE 4334040 der elektrodynamische Wandler zugleich als Aktuator und als Sensor benutzt werden. Die Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers in der Kostenfunktion C = MSE = E{e(t)²} → Min (9) führt zu folgender Bedingung

  

  die die Grundlage für die Bestimmung der optimalen Parameter mit Hilfe der Wiener-Hopf-Gleichung ist: P = R^–1Y = (E(G(t)G^H(t)))^–1E(i(t)G(t)) (11)
• Die Autokorrelationsmatrix R und die Kreuzkorrelationsmatrix Y werden mit Hilfe des Erwartungswertes E(...) aus dem gemessenen Eingangsstrom i und dem Gradientenvektor G(t) berechnet:

  
• Alternativ kann der optimale Parametervektor P_j[n] = P_j[n – 1] + μ_je(t)G_j(t) j = 1, ..., J (13) mit dem stochastischen Gradientenverfahren (LMS-Algorithmus) iterativ bestimmt werden, wobei das Updateinkrement durch Multiplikation des Fehlersignals e(t) mit dem Gradientenvektor G(t) und einer zweckmäßigen Schrittweite i, bestimmt wird.
• Die bekannten Steuerungs- und Schutzsysteme erfordern eine ausreichend exakte Modellierung des Wandlers. Die Materialien, die in der mechanischen Aufhängung in Wandlers verwendet werden, besitzen allerdings ein stark viskoelastisches Verhalten, das durch die Steifigkeit K_ms(x) und den mechanischen Widerstand R_ms nicht vollständig erfasst wird. F. Agerkvist and T. Ritter entwickelten in der Veröffentlichung "Modelling Viscoelasticity of Loudspeaker Suspensions using Retardation Spectra" vorgestellt auf der 129th Convention of the Audio Engineering Society, San Francisco, November 4–7, 2010, Preprint 8217 ein lineares Modell für diese Prozesse, die den Wandler im Kleinsignalbereich beschreiben. Im Großsignalbereich ist das visko-elastische Verhalten stark mit dem nichtlinearen Verhalten des Wandlers verkoppelt. Diese Wechselwirkung verändert die Ruheposition der Schwingspule und verstärkt die Erzeugung eines dynamischen Gleichanteils in der Schwingspulenauslenkung, der die Schwingspule aus dem Magnetspalt treibt.
• Durch eine nichtlineare Kraftfaktorkennlinie Bl(x) kann der Wirkungsgrad eines elektrodynamischen Wandlers bei gleichen Kosten, Gewicht und Größe gesteigert werden. Diese Wandler besitzen eine systembedingte Instabilität und neigen unter bestimmten Bedingungen zu Bifurkation und Sprungeffekten, die das Ausgangsignal erheblich vermindern und verzerren. Diese Probleme können durch die bekannten nichtlinearen Steuerungssysteme nicht korrigiert werden. Die Patentschrift US 8,058,195 offenbart eine statische Verschiebung der Ruheposition der Schwingspule in das Minimum der Steifigkeitskennlinie oder in das Maximum der Kraftfaktorkennlinie Bl(x). Dieser Ansatz ist für die ständige Sicherung der Stabilität nicht ausreichend, da hierfür eine ständige Messung des Parametervektors P erforderlich wäre.
• Die permanente Aufrechterhaltung des Lernprozesses verlangt eine persistente Anregung durch den Stimulus. Der Rang ||R|| der Matrix R muss der Anzahl J der zu bestimmenden Parameter im Vektor P entsprechen. Wird der Wandler jedoch mit einem Stimulus angeregt, der nur wenige spektrale Komponenten enthält, (z. B. ein einzelner Testton bei der Frequenz f₀), oder eine für die Identifikation der Nichtlinearitäten unzureichende Signalamplitude aufweist, so wird die Matrix R positiv semidefinit und ist nicht invertierbar. In diesem Fall werden die Gradientensignale im Vektor G(t) voneinander statistisch abhängig und es ergeben sich unendlich viele Lösungen für das Optimierungsproblem. Hierbei kann der LMS-Algorithmus die optimalen Parameter wieder verlernen und physikalisch falsche Ergebnisse liefern, obwohl die Kostenfunktion C für diesen speziellen Stimulus erfolgreich minimiert wurde. Auch eine schlecht konditionierte Matrix R kann die Lerngeschwindigkeit und Genauigkeit der adaptiven Parameterbestimmung erheblich beeinträchtigen. Plötzliche Veränderungen der Eigenschaften des Wandlers, die durch unvollständige Modellierung des Wandlers (z. B. visko-elastisches Verhalten), äußere Umwelteinflüsse (z. B. Klima), Veränderung der Lastimpedanz Z_load(s) oder instabile Prozesse bedingt werden, können in diesem Fall nicht rechtzeitig erkannt werden, um im Kontroller die Stabilisierung des Wandlers und den Schutz gegen mechanische und thermische Überlastung zu gewährleisten.
• Die Patentschriften DE 4336608 , US 5,528,695 , US 6931135 , US 7372966 , US8019088 , WO2011/076288A1 , EP 1743504 , EP 2453670 und EP 2398253 beschreiben elektrische Schutzsysteme, die den identifizierten Parametervektor P für die Berechnung wichtiger Zustandsgrößen des Wandlers wie Schwingspulenauslenkung x(t) und Schwingspulentemperatur T_v(t) benutzt. Wird zum Beispiel ein Autolautsprecher, der durch sommerliche Umgebungstemperaturen aufgeheizt wurde, in Betrieb genommen, so wird die mechanische Aufhängung des Wandlers eine geringere Steifigkeit k₀[n] besitzen, als die Steifigkeit k₀[n – 1], die beim letzten Updatevorgang bei niedriger Umgebungstemperatur gemessen wurde. Diese Diskrepanz führt zu einer zeitweiligen Fehlschätzung der Schwingspulenauslenkung und kann zum Anschlagen der Schwingspule oder anderen mechanischen Überlastungen führen, bis der wahre Parametervektor P vom adaptiven Lernprozess bereitgestellt wird.
• Schutzsysteme für elektroakustische Wandler sollen einen Überlastungszustand ausreichend früh erkennen, um entsprechende Schutzmaßnahmen rechtzeitig einleiten zu können. Die Patentschrift US 5,528,695 beschreibt eine Anordnung zum mechanischen Schutz des Wandlers durch eine Vorhersage des Spitzenwertes der Schwingspulenauslenkung mit Hilfe der analytischen Fortsetzung des Auslenkungssignales zur Hüllkurvenberechnung. Dieses Verfahren verlangt die Berechnung des konjugierten Signals x_t mit Hilfe der Hilbert-transformation, die leider nur mit einer erheblichen Zeitverzögerung als kausales FIR Filter realisiert oder als Allpasskette approximiert werden kann. Alternativ wurde eine lineare Prädiktion der Auslenkung mit Hilfe des Gradienten (Schnelle) vorgestellt, die aufgrund der komplizierten Signalform leider das Maximum nur über ein sehr kurzes Zeitintervall genügend genau vorhersagen kann.
• Die thermischen Schutzsysteme in den Patentschriften US 6,058,195 , US 2005/031139 , WO201/03466 und WO2011/076288 messen den Gleichstromwiderstand R_e im Zeit- oder Frequenzbereich und berechnen daraus die Schwingspulentemperatur T_v. Übersteigt dieser gemessene Wert T_v einen zulässigen Grenzwert T_lim, so wird das Eingangssignal w(t) des Wandlers derart verändert, dass eine Überlastung des Wandlers verhindert werden soll. Leider benötigen diese bekannten Verfahren eine bestimmte Messzeit T_M, die durch die FFT-Länge oder durch die Lerngeschwindigkeit des adaptiven Algorithmus und die Eigenschaften des Anregungssignals bedingt ist. Dadurch kann der Momentanwert der Schwingspulentemperatur diesen Grenzwert erheblich übersteigen.
• In der Veröffentlichung [1] W. Klippel, "Nonlinear Modeling of the Heat Transfer in Loudspeakers" J. Audio Eng. Society 52, Vol. 52, No. 1/2, pp. 3–25 (2004, January/February) wird eine thermische Modellierung des Wandlers vorgeschlagen, die zur Simulation der Schwingspulentemperatur T_v verwendet werden kann. Leider ist dieser alternative Ansatz für einen zuverlässigen Schutz des Wandlers nicht geeignet, da alle wesentlichen externen Einflussfaktoren, wie z. B. die Umgebungstemperatur, in einer ausschließlichen Modellierung nicht erfasst werden können.
• Somit können die bekannten mechanischen und thermischen Schutzsysteme den Überlastungszustand nur ungenau und/oder mit einer erheblichen Zeitverzögerung erkennen und können dadurch eine Überschreitung des zulässigen Grenzwertes und die Erzeugung störender Verzerrungen im Ausgangssignal nicht vermeiden.
• Ein nichtlineares Steuerungssystem, das einen Wandler mit asymmetrischen Nichtlinearitäten linearisiert, erzeugt einen Gleichanteil w₌ im Ausgangssignal w(t), das durch den Leistungsverstärker zu dem Wandler übertragen werden muss. Analoge Leistungsverstärker, wie sie vor allem in Audioanwendungen verwendet werden, besitzen jedoch in der Regel ein Hochpassverhalten, um einen Gleichanteil und andere tieffrequente Störungen zu unterdrücken, die den Wandler mechanisch zerstören können. Dieses Hochpassfilter besitzt in der Regel eine ausreichend tiefe Grenzfrequenz f₀ < 10 Hz und beeinträchtigt ein normales Audiosignal nicht. Durch die Unterdrückung des durch das Steuerungssystem erzeugten Gleichanteils w₌ wird jedoch eine Diskrepanz zwischen den Zuständen im Steuerungssystem und dem Wandler erzeugt, die die vollständige Linearisierung und den sicheren Schutz des Wandlers gegen mechanische Überlastung verhindert.
• ZIEL DER ERFINDUNG
• Es ist das Ziel der Erfindung, kleine, leichte aktive Wandlersysteme zu realisieren, die das Ausgangssignal in der erforderlichen Amplitude und Signalqualität bei maximalem Wirkungsgrad erzeugen und geringe Herstellungskosten sowie geringen Material- und Energieeinsatz erfordern. Das Wandlersystem soll sich unter allen Bedingungen stabil verhalten und Signalverzerrungen erzeugen, die einen zulässigen Grenzwert entsprechend den Anforderungen der Anwendung nicht überschreiten. Dieses System soll einfach bedienbar sein, selbstlernend alle wesentlichen Eigenschaften der passiven Komponenten des Wandlersystems erfassen und Alterungsvorgänge, Umwelteinflüsse, Lastwechsel und Fehlbedienung durch den Bediener bei der Wiedergabe von beliebigen Signalen (z. B. Musik) adaptiv korrigieren. Das Wandlersystem soll sich selbständig gegen mechanische, elektrische und thermische Überlastung durch den Stimulus schützen und minimale Artifakte und Verzerrungen im Ausgangsignal erzeugen. Das Wandlersystem soll mit einfachen Hardwarekomponenten realisierbar sein und bei den durch Analog-Digitalkonverter verursachten Zeitverzögerungen und bei Leistungsverstärkern mit Hochpasscharakteristik seine Funktionstüchtigkeit bewahren. Das Wandlersystem soll möglichst keine zusätzlichen mechanischen oder akustischen Sensoren erfordern.
• ZUSAMMENFASSUNG
• Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch eine Anordnung und ein Verfahren, das die elektrische Steuerung auf den Wandler optimal abstimmt, um die gewünschten Übertragungseigenschaften im Gesamtsystem zu erzeugen und alle materiellen Ressourcen maximal ausnutzen zu können. Durch die Verwendung von nichtlinearen Wandlern (z. B. kurzer Schwingspulenüberhang bei elektrodynamischen Lautsprechern) kann der Wirkungsgrad erheblich verbessert werden und Gewicht und Kosten für das Magnetmaterial erheblich gesenkt werden. Jedoch neigen solche Wandler zu einem instabilen Verhalten. Durch den Einsatz extrem kleiner mechanischer Aufhängungen (Sicke und Zentrierung bei Lautsprechern) kann die Baugröße des Wandlers verringert werden. Jedoch weisen solche Wandler nicht nur ein stärkeres nichtlineares Verhalten auf, sondern auch eine größere Anfälligkeit gegen unerwünschte mechanische Schwingungen (z. B. Kippelschwingungen) und mechanische Überlastung und neigen zu frühen Ausfällen (z. B. reibende Schwingspule).
• Durch eine elektrische Steuerung werden nicht nur die linearen und nichtlinearen Verzerrungen des Wandlers kompensiert, sondern der Wandler gegen elektrische, mechanische und thermische Überlastung geschützt und sein Schwingungsverhalten stabilisiert. Die Kombination von Equalization, Linearisierung, Schutz und Stabilisierung des Wandlers in einem Kontroller mit Hilfe eines adaptiven Lernprozess in einem Detektor ist ein wichtiges Merkmal dieser Erfindung. Der Kontroller ist in Reihe zum Wandler geschaltet, kompensiert das lineare und nichtlineare Verhalten des Wandlers und liefert das gewünschte Übertragungsverhalten im Gesamtsystem. Der Detektor identifiziert die Parameter und Zustände des Wandlers soweit es das Anregungssignal erlaubt und leitet Informationen mit oder ohne Verzögerungen zum Kontroller.
• Der Detektor bestimmt die optimale Anzahl J_op der freien Parameter im Vektor P, die im Lernvorgang aktiv sind. Hierfür kann die Wichtigkeit jedes Parameters P_j mit dem Maß

  

  bewertet werden. Parameter P_j mit geringer Wichtigkeit W_j < w_lim werden auf null zurückgesetzt und der Lernvorgang dieses Parameters wird durch Nullsetzen der Lernkonstante (Schrittweite)

  

  deaktiviert.
• Im Interesse der Stabilität des Wandlersystems und der Robustheit des Lernvorgangs ist es wichtig, die Ordnung M der rationalen Übertragungsfunktion Z_m(s) und insbesondere die Anzahl der Polstellen bzw. Koeffizienten c_i in Gl. (6) zu minimieren.
• Im Gegensatz zum Stand der Technik wird der Lernprozess im Detektor niemals vollständig deaktiviert, sondern im Falle unzureichender Anregung durch den Stimulus lediglich auf Parameter und Zustände eingeschränkt, die sich aufgrund von Umwelteinflüssen oder Lastwechsel stark verändern und eine herausragende Bedeutung für den Schutz und die Stabilisierung des Wandlers besitzen.
• Andere Parameter, wie zum Beispiel die schwingende Masse der Membran M_ms und die akustischen Parameter, die die Helmholzresonanz in einer Bassreflexbox bestimmen sind nahezu zeitinvariante Parameter, die zeitweise aus dem Lernprozess ausgegliedert werden können, so dass die im Lernprozess verbleibenden Parameter eine positiv definite Autokorrelationsmatrix R bilden. Unter Ausnutzung dieses physikalischen Zusatzwissens können die Parameter im Vektor P nach abfallender Zeitvarianz V(...) geordnet werden: V(P_j) > V(P_j+1) mit j = 1, ..., J – 1. Im Fall eines Rangabfalls wird die Lernkonstante

  

  der Parameter mit geringer Zeitvarianz auf null gesetzt und der Lernprozess dem Stimulus dynamisch angepasst.
• Die Anregung des Wandlers mit einem spektral extrem ausgedünnten Stimulus (wie z. B. einen einzelnen Sinuston) stellt den kritischsten Fall für die Stabilisierung und den Schutz des Wandlers dar. Der hierfür notwendige adaptive Lernvorgang kann in diesem Fall nur für wenige Parameter aufrechterhalten werden. Die Auswahl dieser Parameter erfolgt unter Berücksichtigung der physikalischen Prozesse, die im Falle einer Instabilität des Wandlers und für die thermische und mechanische Überlastung eine essentielle Rolle spielen.
• Die dynamische Erzeugung eines Gleichanteils x₌(t) in der Schwingspulenauslenkung x(t) ist ein wichtiges Symptom eines instabilen Schwingungsverhaltens und führt zu einer Verschiebung des Arbeitspunktes in den Nichtlinearitäten des Wandlers. Dies kann auch als eine gemeinsame Verschiebung aller nichtlinearen, auslenkungsabhängigen Kurven (z. B. Kraftfaktors, Steifigkeit und Induktivität) interpretiert werden.
• Nicht nur im Fall der Bifurkation, sondern auch aufgrund des unzureichend modellierten visko-elastischen Verhaltens der Aufhängung und äußerer Einflüsse (z. B. Schwerkraft) kann dieser Gleichanteil x₌(t) nicht genau berechnet werden. Deshalb wird in den nichtlinearen Kurven des Kraftfaktors, der Steifigkeit und der Induktivität

  

  eine zusätzliche Variable x_off(t) eingeführt, die die momentane Verschiebung des Arbeitspunktes (Offset) in allen auslenkungsabhängigen, nichtlinearen Kurven beschreibt. Durch die Einführung von x_off werden nunmehr die Koeffizienten b_i, k_i und l_i in Gl. (17) weitestgehend zeitinvariante Parameter, da sie durch die Größe und Gestaltung der Schwingspule und des Eisenkreises und der Geometrie der mechanischen Aufhängung bestimmt werden.
• Der durch visko-elastische Vorgänge und Umwelteinflüsse bedingte zeitvariante Anteil der mechanischen Steifigkeit K_ms(x) kann durch Einführung einer zusätzlichen Rückstellkraft ΔF = k_v(t)x in Bl(x)i = (K_ms(x) – K_ms(0))x + k_v(t)x + L^–1{sZ_m(s)}·x (18) von der mechanischen Impedanz Z_m(s) separiert werden. Die mechanische Impedanz Z_m(s) benutzt nunmehr weitestgehend zeitinvariante Koeffizienten a_j und c_j und kann bei persistenter Anregung in einem normalen (relativ langsamen) Lernprozess aktualisiert werden.
• Der Offset x_off(t) und die Steifigkeitsveränderung k_v(t) können als stark zeitvariante Parameter oder besser als weitere Zustandsvariablen interpretiert werden, die sich mit dem Anregungssignal oder äußeren Einflussfaktoren ändern und unvollständig modellierte Prozesse im Wandler erfassen. Diese Variablen besitzen keine langfristige Gültigkeit wie der Parametervektor P und werden aus diesem Grunde auch nicht beim Abschalten des Wandlersystems abgespeichert und als Startwert bei der Wiederinbetriebnahme des Wandlersystems verwendet.
• Der Schwingspulenoffset x_off kann mit Hilfe eines modifizierten LMS Algorithmus iterativ berechnet werden

  

  unter Benutzung des Gradientensignals

  

  und der Lernkonstante μ* und Abklingkonstante μ_j, die mit der Lernkonstante für die nichtlinearen Koeffizienten b_i, k_i, l_i, in Gl. (17) korrespondiert.
• Kann der Leistungsverstärker eine Gleichspannung vom Kontrollerausgang zu dem Eingang des Wandlers übertragen, dann kann der Offset x_off durch den Kontroller kompensiert werden. Dazu wird der momentane Wert der Variable Offset x_off im Kontroller in eine Gleichspannung z_off[n] = z_off[n – 1] + μ₌x_off (21) umgeformt und dem Eingangssignal z(t) zugesetzt.
• Die Steifigkeitsveränderung

  

  kann ebenfalls mit dem modifizierten LMS-Algorithmus bestimmt werden, wobei die Abklingkonstante μ_j, einer der Lernkonstanten der linearen Koeffizienten a_i, c_i, in Gl. (6) entspricht.
• Der Lernprozess x_off(t) und k_v(t) ist im Gegensatz zu dem Lernprozess des Parametervektors P immer aktiv und wird mit einer hohen Lerngeschwindigkeit (|μ*| >> |μ_j|) durchgeführt. Die Abklingkonstante μ_j in Gln. (19) und (22) erzeugt die zusätzliche Randbedingung für den Erwartungswert dieser zusätzlichen Variablen x_off(t) und k_v(t) E(x_off) = 0, E(k_v) = 0 (23) die die Eindeutigkeit der Lösung sichert.
• Die exakte Schätzung des momentanen elektrischen Gleichstromwiderstandes R_e ist eine Voraussetzung für die adaptive Bestimmung von x_off(t) und k_v(t). Die bekannten Lösungen zur Schätzung von R_e im Frequenz- oder Zeitbereich können diese Information nicht schnell genug bestimmen und erfordern eine persistente Anregung durch den Stimulus bei tiefen Frequenzen durch Verwendung eines zusätzlichen Pilottones (siehe Veröffentlichung [1]). Die durch das Anregungssignal u(t) verursachten schnellen Erwärmungs- und Abkühlungsvorgänge der Schwingspule werden durch Einführung einer weiteren Zustandsvariablen r_v(t) in der Modellierung des Wandlers u = R_ei + r_v(t)i + d(L(x)i) / dt + Bl(x)v (24) berücksichtigt. Die Zustandsvariable r_v(t) = (1 – ε)r_v(t – Δt) + εr_p(t) (25) wird durch Integration der momentanen Widerstandsänderung r_p(t) = R_eαR_TCP_e(t) (26) unter Benutzung der im Wandler umgesetzten elektrischen Leistung

  

  mit einer sehr kurzen Mittelungszeit T berechnet. Der thermische Widerstand R_TC, der Temperaturkoeffizient α der elektrischen Leitfähigkeit und die Integrationskonstante ε, die mit der thermischen Kapazität der Schwingspule korrespondiert, sind hierbei zeitinvariante Parameter des Parametervektors P, die ebenfalls in einem adaptiven Lernprozess bei ausreichender Anregung bestimmt werden können. Durch Einführung der Zustandsvariablen r_v(t), die die schnellen Veränderungen des Schwingspulenwiderstandes durch den Einfluss der zugeführten Eingangsleistung P_e erfasst, erweist sich der Parameter R_e für begrenzte Zeitabschnitte als zeitinvariant und kann in einem relativ langsamen adaptiven Lernprozess mit kleiner Schrittweite μ bestimmt werden. Hierbei können Veränderungen des Schwingspulenwiderstandes durch äußere Umwelteinflüsse mit einem kleinen Pilotton berücksichtigt werden.
• Der mit Hilfe des Detektors bestimmte Parametervektor P und die im Zustandsvektor S*(t) = [S₁(t) ... S_j(t) ...]^T = [x_off(t)k_v(t)r_v(t) ...]^T (28) enthaltenen Zustandsvariablen S_j(t) werden dem Kontroller zugeführt. Das Steuerungsgesetz zur Kompensation der linearen und nichtlinearen Verzerrungen wird entsprechend US 4,709,391 oder US 5,438,625 aus dem erweiterten Wandlermodell entsprechend Gin. (18) und (24) unter Berücksichtigung des Zustandsvektors S* abgeleitet.
• Der Kontroller enthält ein thermisches Schutzsystem, das die Schwingspulentemperatur T_v überwacht und das Eingangssignal w(t) bei Überlastung des Wandlers geeignet verändert, so dass ein zulässiger Grenzwert T_lim der Schwingspulentemperatur nicht überschritten wird. Durch die Schätzung des momentanen Schwingspulenwiderstandes R_e,i(t) = R_e + r_v(t) (29) bzw. der momentanen Schwingspulentemperatur T_v(t) = (R_e,i(t)/R_e(t = 0) – 1)/α + T_v(t = 0) (30) kann die rechtzeitige Aktivierung des thermischen Schutzsystems gesichert werden. Hierbei werden Umwelteinflüsse durch eine relativ langsame Messung des Parameters R_e und der Einfluss des Stimulus durch die Berechnung von r_v(t) erfasst.
• Wird anstelle des momentanen Schwingspulenwiderstand R_e,i(t) der antizipierte Maximalwert R_e,p(t) des Schwingspulenwiderstandes für die Berechnung der Schwingspulentemperatur in Gl. (30) verwendet, so kann die Zuverlässigkeit des Schutzsystems verbessert und eine gewünschte Regelcharakteristik realisiert werden, die geringe Signalverzerrungen erzeugt und gleichzeitig das Überschwingen über den erlaubten Grenzwert T_lim vermeidet. Der antizipierte Schwingspulenwiderstand R_e,p(t) = R_e + r_p(t) (31) kann im Kontroller aus der simulierten elektrischen Klemmenspannung u'(t) und dem Eingangsstrom i'(t) berechnet werden.
• Der Kontroller enthält ebenfalls ein mechanisches Schutzsystem, das die Schwingspulenauslenkung überwacht und im Überlastungsfall ein Hochpassfilter oder ein anderes Stellglied aktiviert, so dass ein zulässiger Maximalwert der Schwingspulenauslenkung nicht überschritten wird. Im Gegensatz zur Patentschrift US 5,528,695 wird der maximale Spitzenwert der Schwingspulenauslenkung durch nichtlineare Prädiktion mit Hilfe der in einem Modell berechneten Schwingspulenauslenkung x' und des Schwingspulenoffsets x_off(t) geschätzt. Die Berücksichtigung des Schwingspulenoffsets x_off gewährleistet einen Schutz der Schwingspule auch für den Fall, wenn die Wandlernichtlinearitäten einen Gleichanteil x₌(t) erzeugen, der aufgrund der Hochpasscharakteristik des Leistungsverstärkers durch das Steuerungssystem nicht korrigiert werden kann. Auch hier zeigt sich die enge Verknüpfung von Equalization, Linearisierung, Schutz und Stabilisierung.
• Das Schutzsystem bestimmt die momentane Schwingspulenauslenkung x' + x_off mit Hilfe des Wandlermodelles, des Parametervektor P und des Zustandsvektor S* und die Ableitungen erster und höherer Ordnung und fasst diese Signale in einem Vektor D(t) zusammen:

  
• Es ist ein wichtiges Merkmal der Erfindung, dass bei der Berechnung der momentanen Gesamtauslenkung x'(t) + x_off(t), der Schnelle v(t), der Beschleunigung a(t) und dem Ruck j(t) der Schwingspule der momentane Offset x_off, die momentane Steifigkeitsveränderung k_v(t) als auch der. momentane Schwingspulenwiderstand R_e,i(t) berücksichtigt werden.
• Für die nichtlineare Prädiktion der Maximalauslenkung wird die Schwingung unter Berücksichtigung des Vorzeichens dieser Zustandsvariablen in Bewegungsphasen

  

  zerlegt. Die einzelnen Phasen n(t) können physikalisch als
  n = 1: Bremsung (Verzögerung) auswärts
  n = 2: Beschleunigung inwärts
  n = 3: Hyperbeschleunigung auswärts
  n = 4: Beschleunigung auswärts
  n = 5: Hyperbremsung auswärts
  n = 6: Hyperbeschleunigung inwärts
  n = 7: Bremsung inwärts
  interpretiert werden.
• Wird der Wandler zum Beispiel mit einem sinusförmigen Stimulus der festen Frequenz f₀ angeregt, dann werden im eingeschwungenen Zustand nur die Phasen n = 1 und n = 2 periodisch durchfahren. Der Auslenkungsmaximum kann in diesen beiden Phasen mit den folgenden nichtlinearen Beziehungen

  

  und

  

  unter Benutzung der folgenden Zustandsinformationen

  

  berechnet werden, wobei die Zustandsinformation an den Nulldurchgängen der Schnelle v und der Beschleunigung a bestimmt wurden.
• Das Auslenkungsmaximum wird in diesem Fall über eine viertel Periodenlänge T/4 = 1/(4f₀) ohne Verzögerungen exakt vorhergesagt. Bei einem 25 Hz Ton kann somit ein kritischer Überlastungszustand 10 ms früher erkannt und rechtzeitig ein Hochpassfilter aktiviert werden, das die Amplitude des Eingangssignals w(t) abschwächt und ein Überschreiten des zulässigen Grenzwertes verhindert.
• Die Phasen n = 3–7 beschreiben transiente Vorgänge, die die Summe von potentieller und kinetischer Energie in Phase 3–6 erhöhen und in Phase 7 vermindern. Der Maximalwert der Auslenkung kann mit Hilfe folgender Approximationen

  

  unter Verwendung zweckmäßiger Parameter β_n geschätzt werden.
• Durch die nichtlineare Prädiktion und die frühzeitige Erkennung eines mechanischen Überlastungszustandes kann die Aktivierung des Hochpassfilters und anderer Stellglieder relativ langsam erfolgen und somit die Generierung von Störimpulsen und anderen Artefakten vermieden werden, die die subjektiven Klangqualität von Lautsprechern stören.
• Das elektrische Steuerungssystem benötigt für die Equalisierung, Linearisierung, Stabilisierung und den Schutz gültige Werte im Parametervektor P. Bei der erstmaligen Inbetriebnahme des Wandlersystems sind diese Informationen noch nicht vorhanden und das Steuerungssystem kann seine Aufgabe nicht erfüllen. Um insbesondere den Schutz des Wandlers auch in diesem Fall zu gewährleisten, wird die Verstärkung G_w des Kontrollers zunächst stark vermindert und der Wandler im sicheren Kleinsignalbereich betrieben. Bei persistenter Anregung des Wandlers, die eine permanente Aktualisierung des Parametervektor P im Detektor erlaubt, wird die Verstärkung G_w und damit die Amplitude des Ausgangssignals w(t) langsam erhöht. Zeigen die nichtlinearen Parameter Bl(x) und K_ms(x) und die Erwärmung der Schwingspule die Grenzen des nutzbaren Arbeitsbereiches an, so wird die Verstärkung nicht weiter erhöht und der maximal zulässige Wert G_w(t₁) und der im Großsignalbereich identifizierte Parametervektor P gespeichert. Diese Werte können bei Deaktivierung des Detektors als Standardwerte oder bei Wiederinbetriebnahme des Steuerungssystems als Startwerte benutzt werden. Somit ist in den meisten Fällen eine Wiederholung dieses Vorgangs unnötig. Es ist zweckmäßig, anstelle des Eingangssignals z(t) ein im Kontroller generiertes Signal s(t) dem Wandler zuzuführen, das stationäre Eigenschaften besitzt und eine persistente Anregung sichert. Nach Identifikation des Parametervektors P an den maximalen Grenzen des Arbeitsbereiches kann der Kontroller den Wandler zuverlässig schützen und alle anderen Steuerungsaufgaben für ein beliebiges Eingangssignal z(t) erfüllen.
• Die Verstärkung G_v mancher Leistungsverstärkers ist nicht konstant, sondern kann mit Hilfe von Bedienelementen manuell verändert werden oder verändert sich mit der Betriebsspannung bei batteriebetriebenen Geräten. Diese unkontrollierten Veränderungen gefährden die Linearisierung, den Schutz des Wandlers, die Stabilisierung und andere Funktionen des. Steuerungssystems. Deshalb wird die Verstärkung G_v mit Hilfe eines adaptiven Zustandsschätzers bei Übertragung des Eingangssignals z(t) permanent gemessen und alle Abweichungen vom Sollwert unverzüglich im Kontroller kompensiert.
• Um bei Leistungsverstärkern mit einer Hochpasscharakteristik eine optimale Anpassung des Kontrollers an den Wandler mit asymmetrischen Nichtlinearitäten zu erzielen, wird entsprechend der Erfindung, der Gleichanteil w₌ im Kontrollerausgangssignal w(t) durch die Erzeugung eines entsprechenden Gleichanteiles y₌ im Eingangssignal y(t) des nichtlinearen Steuerungssystems kompensiert.
• Der Wandler kann durch zusätzliche passive Maßnahmen weiterhin stabilisiert werden. In diesem Sinne ist es zweckmäßig, sogenannte „geschlossene” Gehäuse anstelle von offenen akustischen Systemen (Bassreflex) zu verwenden. Die zusätzliche Steifigkeit des eingeschlossenen Luftvolumens liefert einen konstanten Anteil zur Gesamtsteifigkeit und führt zu einer Systemresonanzfrequenz f_T, die über der Resonanzfrequenz des Wandlers liegt und den kritischen Bereich potentieller Instabilitäten zu höheren Frequenzen verschiebt. Leider verursachen Gleichrichtungsvorgänge an den asymmetrischen Nichtlinearitäten des Wandlers und der eingeschlossenen Luft eine Gleichkraft, die entsprechend der Gesamtsteifigkeit K_T(f = 0) bei tiefen Frequenzen einen Gleichanteil x₌ in der Schwingspulenauslenkung erzeugt. Da auch sogenannte „geschlossene” Gehäuse niemals perfekt abgedichtet werden, um Luftdruckunterschiede auszugleichen, fällt die Gesamtsteifigkeit bei tiefen Frequenzen sehr stark ab. Dadurch kann sich in geschlossenen Lautsprechersystemen nach einiger Zeit ein sehr großer Gleichanteil x₌ aufbauen, der die Schwingspule dynamisch aus der Ruhelage verschiebt. Durch die permanente Messung der Zustandsvariable x_off kann dieser Gleichrichtungsprozess erkannt und im elektrischen Steuerungssystem nach einer gewissen Mess- oder Reaktionszeit T_M kompensiert werden. Durch eine zweckmäßige Gestaltung der Undichtheit mit Hilfe einer definierten Luftausgleichsöffnung kann eine gewünschte Zeitkonstante τ (mit τ > T_M) realisiert werden, die den Gleichanteil integriert und die Ausgleichsvorgänge solange verzögert, bis die elektrische Steuerung den Wandler stabilisiert.
• KURZBESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN
• Durch die folgenden Abbildungen sollen die oben genannten Ziele, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung genauer dargestellt werden:
• 1: Aktives Wandlersystem entsprechend dem Stand der Technik
• 2: Adaptiver Detektor entsprechend dem Stand der Technik
• 3: Aktives Wandlersystem entsprechend der Erfindung
• 4: Ausführung des Detektors zur separaten Schätzung der Parametervektors P und des Zustandsvektors S* mit Hilfe zweier Wandlermodelle
• 5: Ausführung des Detektors zur separaten Schätzung der Parametervektors P und des Zustandsvektors S* mit Hilfe eines Wandlermodelles
• 6: Ausführung des Detektors zur Schätzung und Vorhersage des Schwingspulenwiderstandes
• 7: Ausführung des Kontrollers entsprechend der Erfindung
• 8: Ausführung der prädiktiven Schutzschaltung gegen mechanische Überlastung im Kontroller
• 9: Ausführung des Kontrollers für Leistungsverstärker mit Hochpassfilterung und automatischer Bestimmung des Arbeitsbereiches
• Detaillierte Darstellung der Erfindung
• Es folgt die Erläuterung des Standes der Technik und der Erfindung anhand der Zeichnungen.
• 1 zeigt eine Anordnung entsprechend dem Stand der Technik für die Steuerung eines Wandlers 9. Ein Eingangssignal z(t) wird dem Eingang 3 eines Kontrollers 1 zugeführt, der ein Steuerausgangssignal w(t) am Ausgang 5 erzeugt, das über den Leistungsverstärker 7 dem Eingang des Wandlers 9 zugeführt wird. Mit Hilfe eines Sensors 13 wird der Eingangsstrom i(t) des Wandlers gemessen und zusammen mit dem Spannungssignal u(t) dem Eingang 17 und 19 des Detektors 11 zugeführt. Der Detektor 11 erzeugt am Ausgang 15 einen Parametervektor P[n], der dem Parametereingang 21 des Kontrollers 1 zugeführt wird.
• 2 zeigt den Aufbau des Detektors 11 entsprechend dem Stand der Technik. Das Spannungssignal u(t) am Eingang 19 wird dem ersten Signaleingang eines Modellsystems 25 zugeführt. Das Modellsystem 25 erzeugt am Signalausgang ein Stromsignal i'(t), das dem nichtinvertierenden Eingang eines Fehlergenerierungssystems 23 (z. B. ein Subtrahierer) zugeführt wird, wobei der invertierende Eingang des Fehlergenerierungssystems mit dem gemessenen Stromsignal i(t) vom Eingang 17 versorgt wird. Am Ausgang des Fehlergenerierungssystems entsteht ein Fehlersignal e(t), das dem Eingang eines Parameterschätzers 27 zugeführt wird: Das Modellsystem 25 entspricht den Gln. (1) und (2) und erzeugt ebenfalls einen Zustandsvektor S₁(t), der mit Hilfe eines Gradientenberechnungssystems 29 in einen Gradientenvektor G umgeformt und ebenfalls dem Parameterschätzer 27 zugeführt wird. Der Parameterschätzer 27 erzeugt entsprechend Gl. (13) den Parametervektor P[n], der sowohl dem Modellsystem 25 als auch dem Parameterausgang 15 zugeführt wird.
• 3 zeigt die Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein Ausgangssignal p(t) entsprechend der Erfindung. Der Detektor 11 besitzt einen zusätzlichen Zustandsausgang 35 an dem ein Zustandssignal S*(t) entsprechend Gl. (28) erzeugt und über einen zusätzlichen Eingang 37 dem Kontroller 1 permanent zugeführt wird.
• 4 zeigt eine Ausführung des Detektors 11 entsprechend der Erfindung. Der Detektor 11 enthält ebenfalls das Fehlergenerierungssystem 23, das Gradientenberechnungssystem 29, und den Parameterschätzer 27, die den gleichbezifferten Elementen in 2 entsprechen und in bekannter Weise miteinander verschaltet sind. Das Modellsystem 25 entspricht den Gln. (18) und (24) und enthält einen zusätzlichen Steuereingang, der mit dem Nullvektor S*(t) = 0 gespeist wird.
• Ein zusätzliches Deaktivierungssystem 41 erzeugt entsprechend Gln. (15) und (16) ein Steuersignal μ(t), das dem Steuereingang 47 des Parameterschätzers 27 zugeführt wird und den Lernprozess der Parameter P_j im Parametervektor P[n] deaktivieren kann, um die Robustheit des Lernvorganges zu gewährleisten. Das Deaktivierungssystem 41 wird sowohl mit dem Gradientenvektor G als auch mit dem Fehlersignal e(t) gespeist. Die Berechnung der Korrelationsmatrix R entsprechend Gl. (11) aus dem Gradientenvektor G dient der Erkennung einer unzureichenden Anregung des Wandlers 9 durch das Eingangssignal z(t) und führt zu einer zeitweisen Deaktivierung von mindestens einem Parameter P_j im Vektor P durch Nullsetzen der Lernkonstante μj im Steuersignal μ entsprechend Gl. (16). Eine permanente Deaktivierung von Parameter P im Vektor P aufgrund einer geringen Wichtigkeit W entsprechend Gln. (14) und (15) verbessert die Robustheit und Geschwindigkeit des Lernvorganges und passt somit das Modell.
• Alternativ kann die Wichtigkeit des Parameters P_j

  

  mit Hilfe der Kostenfunktionen C(P_j) aus dem Fehlersignal e(t) entsprechend Gl. (9) bestimmt werden. Hierbei wird ein Parameter P_j = 0 und die korrespondierende Lernkonstante μj = 0 deaktiviert und die Kostenfunktion C(P_j) nach Konvergenz des Lernvorganges aller verbleibenden Parameter P_i mit i = 1, ..., J und i ≠ j für alle j = 1, ..., J bestimmt.
• Der Detektor 11 enthält ein zweites Modellsystem 39, das ebenfalls den Gln. (18) und (24) und dem Modellsystem 25 entspricht und mit dem Spannungssignal u(t) und dem Parametervektor P[n] gespeist wird und am Ausgang ein Stromsignal i*(t) erzeugt. Aus diesem simulierten Stromsignal wird mit Hilfe des gemessenen Stromsignals i(t) in dem Fehlergenerierungssystem 43 ein Fehlersignal e*(t) erzeugt, das einem adaptiven Zustandsschätzer 49 zugeführt wird. Der im Modellsystem 39 erzeugte Zustandsvektor S₂(t) wird dem Eingang eines zweiten Gradientenberechnungssystem 51 zugeführt, das einen Gradientenvektor G*(t) erzeugt, der dem Zustandsschätzer 49 zugeführt wird. Dem Steuereingang 45 des Zustandsschätzer 49 wird ein Nullvektor μ = 0 zugeführt, der die Abklingkonstante μ_j = 0 mit j = 1, ..., J im Lernprozess in Gln. (19) und (22) deaktiviert. Im Gegensatz zu dem Lernvorgang des Parametervektors P ist der Zustandsschätzer 49 immer aktiv und erzeugt ständig aktualisierte Werte des Zustandsvektors S*(t). Der Zustandsvektor S*(t) wird sowohl dem Zustandsausgang 35 als dem Zustandseingang 50 des Modellsystems 39 zugeführt. Um die Randbedingung in Gl. (23) zu erfüllen und eine eindeutige Lösung bei der Schätzung des Parametervektors P und des Zustandsvektors S*(t) zu gewährleisten, wird dem Modellsystem 25 ein Nullvektor S*(t) = 0 am Zustandseingang 48 zugeführt.
• 5 zeigt eine alternative Ausführung des Detektors 11 unter Benutzung eines einzigen Fehlersignals e(t), das von dem Fehlergenerierungssystem 23 mit Hilfe des Modellsystem 25 erzeugt wird und sowohl dem adaptiven Parameterschätzer 27 als auch dem adaptiven Zustandsschätzer 49 zugeführt wird. Hierbei erzeugt das Gradientenberechnungssystem 29 auch einen Gradientenvektor G*(t), der dem Zustandsschätzer 49 zugeführt wird. Das vom Deaktivierungssystem 41 erzeugte Steuersignal μ(t) wird sowohl dem Steuereingang 47 des Parameterschätzers 27 als auch dem Steuereingang 52 des adaptiven Zustandsschätzers 49 zugeführt. Das Steuersignal μ(t) aktiviert sowohl den Lernvorgang im Parameterschätzer 27 als auch den Abklingvorgang der Zustande im Vektor S*(t) entsprechend Gln. (19) und (22), um die Randbedingung in Gl. (23) und die Eindeutigkeit der Lösung zu sichern. Der ständig aktualisierte Zustandsvektor S*(t) wird sowohl dem Modellsystem 25 als auch dem Zustandsausgang 35 des Detektors zugeführt.
• 6 zeigt eine Ausführung des Detektors 11 zur Schätzung und Vorhersage des Schwingspulenwiderstandes mit Hilfe eines Leistungsschätzers 53, der mit dem gemessenen Stromsignal i(t) und Spannungssignal u(t) gespeist wird und die momentane elektrische Eingangsleistung P_e(t) des Wandlers 9 entsprechend Gl. (27) bestimmt. Mit Hilfe eines Widerstandsprädiktors 58 wird aus der Eingangsleistung P_e(t) unter Benutzung des Parametervektors P die maximale Veränderung des Schwingspulenwiderstandes r_p(t) entsprechend Gl. (26) antizipiert und mit Hilfe des Integrators 56 entsprechend Gl. (25) die momentane Veränderung des Schwingspulenwiderstandes r_v(t) erzeugt. Mit Hilfe des Addierers 57 wird der momentane Schwingspulenwiderstand R_e,i(t) entsprechend Gl. (29) bestimmt. Die Zustandsvariablen r_p(t), r_v(t) und R_e,i(t) werden über den Zustandsvektor S*(t) dem Kontroller 1 und den anderen Elementen des Detektors 11 zugeführt.
• Der Detektor 11 besitzt einen zusätzlichen Eingang 10 an dem das Ausgangssignal w(t) vom Ausgang 5 des Kontrollers 1 einem zweiten Fehlergenerierungssystem 18 (z. B. ein Subtrahierer) zugeführt wird und das Fehlersignal e₂(t) = w(t) – u(t) unter Benutzung des Spannungssignals u(t) vom Eingang 19 gebildet wird. Das Fehlersignal e(t) und das Spannungssignal u(t) werden einem adaptiven Zustandsschätzer 20 zugeführt, der den momentanen Verstärkungsfaktor G_v(t) des Leistungsverstärkers 7 bestimmt und diesen Wert im Zustandsvektor S*(t) über den Ausgang 37 dem Kontroller 1 zuführt.
• 7 zeigt eine alternative Ausführung der Erfindung zur Schätzung und Vorhersage des Schwingspulenwiderstandes mit Hilfe eines Modellsystems 67 im Kontroller 1. Das Modellsystem 67 schätzt mit Hilfe des übertragenen Eingangssignales z(t) und des Parametervektors P die elektrische Spannung u'(t) und den Strom i'(t) an den Klemmen des Wandlers 9 und leitet diese Signale zum Leistungsschätzer 63. Dieser bestimmt entsprechend Gl. (27) die elektrische Eingangsleistung P'_e(t) und speist damit ein differenzielles Vorhersageglied 55, der mit Hilfe des Parametervektors P die momentane Widerstandsveränderung r_p(t) entsprechend Gl. (26) antizipiert. Der Addierer 62 erzeugt aus der antizipierten Widerstandsänderung r_p(t) und dem gemessenen Widerstandswert R_e den kommenden Spitzenwert R_e,p(t), aus dem mit Hilfe des Integrators 64 der momentane Widerstandswert R_e,i(t) bestimmt wird. Diese Zustände r_p(t), R_e,p(t), R_e,i(t) werden über den Zustandsvektor S*(t) sowohl dem Modellsystem 67 als auch dem Steuersystem 65 zugeführt. Ein Komparator 59, der mit dem antizipierten Spitzenwert R_e,p(t) gespeist wird, vergleicht diesen Wert mit einem Schwellwert R_lim, der entsprechend Gl. (30) mit dem zulässigen Grenzwert T_lim der Schwingspulentemperatur korrespondiert. Im Falle R_e,p(t) > R_lim, wird ein Dämpfungsglied 60 im Steuersystem 65 über das Kontrollsignal C_T(t) aktiviert, das das Eingangssignal a(t) derart vermindert, dass eine Überschreitung der Grenzwerte R_lim und T_lim und somit eine thermische Überlastung des Wandlers 9 verhindert werden kann. Das Eingangssignal des Steuersystems 65 a(t) = z(t) + z₌(t) + z_off (41) wird mit Hilfe des Eingangssignals z(t) vom Eingang 3, eines Gleichanteils z₌(t) und eines dynamischen Korrektursignals z_off(t) bestimmt, das mit Hilfe einer Offsetskompensation 33 aus dem Offset x_off entsprechend Gl. (21) gebildet wurde. Der Gleichanteil z₌(t) wird Hilfe des Korrektursystems 66 aus dem Parametervektor P entsprechend Eq. (8) in US 6,058,195 gebildet und korrigiert die statische Ruheposition der Schwingspule.
• 8 zeigt eine Ausführung des Kontrollers 1 zum Schutz des Wandlers 9 gegen mechanische Überlastung entsprechend der Erfindung. Im Unterschied zum Stand der Technik wird das Modellsystem 67 sowohl von dem zeitweise aktualisierten Parametervektor P als auch von dem permanent aktualisierten Zustandsvektor S*(t) gespeist und ein mechanisches Zustandssignal x'(t) + x_off(t), wie z. B. die Schwingspulenauslenkung mit Berücksichtigung des Offsets x_off(t), aus dem Eingangssignal z(t) am Eingang 3 oder aus dem Ausgangssignal w(t) am Ausgang 5 geschätzt. Aus dem mechanischen Zustandssignal x'(t) + x_off(t) wird in einem Differenzierglied 69 der Vektor D entsprechend Gl. (32) gebildet. Der Vektor D wird sowohl einem Phasendetektor 73 also auch einem Prädiktor 71 zugeführt. Der Phasendetektor 73 ordnet dem Wandler 9 zu jedem Zeitpunkt eine Bewegungsphase n(t) entsprechend Gl. (33) zu und bestimmt einen Zustandsvektor S_D entsprechend Gl. (36). Der Prädiktor erzeugt mit Hilfe von nichtlinearen Beziehungen, wie beispielsweise in Gin. (34) und (35) gezeigt, unter Benutzung des Zustandsvektors S_D den antizipierten Spitzenwert der Schwingspulenauslenkung x_peak(t). Der Komparator 72 vergleicht diesen antizipierten Spitzenwert x_peak(t) mit einem zulässigen Spitzenwert x_lim und erzeugt im Falle einer Überschreitung |x_peak(t)| > |x_lim| ein Kontrollsignal C_x(t), das einem Dämpfungsglied 74 im Steuersystem 65 zugeführt wird und eine Hochpassfilterung oder eine andere Art der Abschwächung der Signalamplitude des übertragenen Eingangssignales z(t) veranlasst.
• 9 zeigt eine Ausführung des Kontrollers 1 entsprechend der Erfindung, der den Wandler 9 über einen Leistungsverstärker 76 mit einer Hochpasscharakteristik anregt. Der Kondensator 75 am Eingang des Verstärkers unterdrückt den durch das nichtlineare Steuerungssystem 65 im Ausgangssignal w(t) erzeugten Gleichanteil w₌. Das Ausgangssignal w(t) wird einem Tiefpassfilter 79 zugeführt, der am Ausgang ein Signal y₌ erzeugt, in dem der Gleichanteil w₌ des Ausgangssignals w(t) verstärkt und alle anderen Signalkomponenten höherer Frequenz unterdrückt werden. Mit Hilfe eines Subtrahierers 77 wird aus dem Eingangssignal z(t) ein Signal y(t) = z(t) – y₌ gebildet, das dem Steuerungssystem 65 zugeführt wird.
• Der Kontroller 1 enthält einen Verstärkungsregler 95 zur automatischen Bestimmung des zulässigen Arbeitsbereiches des Wandlers 9. Das Verstärkungsregler 95 überprüft beim Starten des Kontroller 1 den Parametervektor P am Eingang 21 und aktiviert einen initialen Lernvorgang, falls keine gültigen Werte im Parametervektor P vorhanden sind und das Fehlersignal e(t) am Ausgang des Fehlergenerierungssystems 23 einen zulässigen Grenzwert überschreitet. In diesem Fall erzeugt der Verstärkungsregler 95 am Steuerausgang 91 ein Steuersignal, das die Verstärkung G_w des steuerbaren Verstärkers 87 verändert. Der Verstärkers 87 wird mit dem Ausgangssignals q(t) des Steuersystems 65 gespeist und vermindert die Amplitude des Ausgangssignal w(t) = G_wq(t). Dadurch wird Wandler 9 zunächst im sicheren Kleinsignalbereich betrieben und trotz unvollständiger Identifikation des Parametervektors P eine thermische und mechanische Überlastung des Wandlers 9 vermieden. Der im Kleinsignalbereich gemessene Parameter R_e(t = 0) beschreibt den Schwingspulenwiderstand bei Umgebungstemperatur und wird in Gl. (30) als Bezugswert verwendet. Erkennt das Deaktivierungssystem 41 die persistente Anregung des Wandlers 9 und ist der Lernprozess des Parameters P im adaptiven Parameterschätzer 27 aktiv, dann erhöht das Verstärkungsregler 95 die Verstärkung G_w und die Amplitude des Ausgangssignals w(t) bis die nichtlinearen Parameter b_i und k_i oder der erhöhte Schwingspulenwiderstandes R_e(t) im Parametervektor P eine mechanische bzw. thermische Überlastung des Wandlers 9 anzeigen. Es ist zweckmäßig, am Ausgang 93 des Verstärkungsreglers 95 ein Schaltsignal C_W zu erzeugen, das dem Steuereingang eines Umschalters 85 zugeführt wird. Dieser ersetzt das Eingangssignal z(t) vom Eingang 3 durch ein von einer Signalquelle 83 erzeugten Signal s(t), das aufgrund seiner stationären Eigenschaften (z. B. Rauschsignal) eine persistente Anregung des Wandlers 9 und einen permanenten Lernvorgang des Parametervektors P im adaptiven Parameterschätzer 27 des Detektor 11 sichert. Nach Bestimmung der Grenzen des zulässigen Arbeitsbereiches wird der Wert der Verstärkung G_w(t₁) zum Zeitpunkt t₁ im Verstärkungsregler 95 gespeichert.
• Der im adaptiven Zustandsschätzer 20 bestimmte Verstärkungsfaktor G_v(t) des Leistungsverstärkers 76 wird über den Zustandsvektor S*(t) am Eingang 37 ebenfalls dem Verstärkungsregler 91 zugeführt und der Wert G_v(t₁) ebenfalls zum Zeitpunkt t₁ gespeichert. Zu diesem Zeitpunkt sind alle erforderlichen Informationen (Parametervektor P und Zustandsvektor S*(t)) für alle Funktionen (Schutz, Stabilisierung, Linearisierung, Equalisierung) des Controller 1 vorhanden und der Verstärkungsregler 91 kann mit Hilfe des Umschalters 85 ein beliebiges Eingangssignal z(t) dem Steuersystem 65 zuführen. Der Verstärkungsregler 91 erzeugt ein zeitvariables Steuersignal

  

  das die Verstärkung des Verstärker 87 so verändert, dass eine Veränderungen der Verstärkung des Leistungsverstärkers 76 kompensiert und eine konstante Gesamtverstärkung zwischen dem Steuersignal q(t) und dem Ausgangssignal des Verstärkers 7 erzeugt wird.
• Durch den Einbau des Wandlers 9 wird in ein nahezu geschlossenen Gehäuses 10 mit zweckmäßig gewählter Luftausgleichsöffnung 12 kann die Stabilisierung des Wandlers verbessert werden.
• Vorteile der Erfindung
• Die mit der Erfindung erzielten Vorteile, bestehen vor allem in der Robustheit und Einfachheit des Wandlersystems, das mit Hilfe der digitalen Signalverarbeitung kostengünstig realisiert werden kann und das erforderliche Ausgangssignal in der gewünschten Qualität bei optimaler Ausnutzung der materiellen Ressourcen des passiven Wandlers erzeugt. Die elektrische Steuerung passt sich hierbei selbständig an den passiven Wandler an und erfordert weder Informationen über die Eigenschaften des Wandlers noch ein Eingreifen des Nutzers. Somit kann das gewünschte Übertragungsverhalten und ein sicherer Schutz des Wandlers gegen mechanische und thermische Überlastung bei Anregung mit einem beliebigen Stimulus (e. g. Musik) und bei Einwirkung von unbekannten Einflussfaktoren (e. g. Klima, Schwerkraft, akustischer Umgebung) zu jedem Zeitpunkt gewährleistet werden.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
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• WO 2011/076288 [0014]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
• F. Agerkvist and T. Ritter entwickelten in der Veröffentlichung ”Modelling Viscoelasticity of Loudspeaker Suspensions using Retardation Spectra” vorgestellt auf der 129th Convention of the Audio Engineering Society, San Francisco, November 4–7, 2010, Preprint 8217 [0009]
• W. Klippel, ”Nonlinear Modeling of the Heat Transfer in Loudspeakers” J. Audio Eng. Society 52, Vol. 52, No. 1/2, pp. 3–25 (2004, January/February) [0015]

Claims (47)

1. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über die Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 einen Parameterschätzer 27 besitzt, der Parameter P_j mit j = 1, ..., J des Wandlers 9 aus den Signalen an den Messeingängen 17 und 19 bestimmen und aktualisieren kann, diese Parameter P_j in einem Parametervektor P dem Kontroller 1 über einen Parameterausgang 15 zuführt, der Parameterschätzer einen Steuereingang 47 besitzt, mit dem der Lernvorgang jedes einzelnen Parameters P_j aktiviert und deaktiviert werden kann, der Detektor 11 ein Deaktivierungssystem 41 besitzt, das die persistente Anregung des Wandlers 9 durch das Kontrollerausgangssignal w(t) kontrolliert und mindestens ein Steuersignal μ_j am Ausgang des Deaktivierungssystems 41 erzeugt, das dem Steuereingang 47 des Parameterschätzers zugeführt wird, um die Schätzung eines ausgewählten Parameters P_j zu deaktivieren.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Deaktivierungssystem 41 ein Hilfsmittel enthält, das die Parameter P_j des Wandlers hierarchisch nach ihrer Zeitinvarianz V(P_j) < V(P_j-1) ordnet, das Deaktiverungssystem im Falle unzureichender Anordnung des Wandlers durch das Kontrollerausgangssignal w(t) mindestens ein Steuersignal μ_j erzeugt, das den Schätzvorgang an Parameter P_j mit j = k, ..., J mit niedriger Zeitvarianz deaktiviert, während der Schätzvorgang an Parameter P_j mit j = 1, ..., k – 1 mit hoher Zeitvarianz fortgesetzt wird.
3. Anordnung nach Anspruch 2 dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 ein Gradientenberechnungssystem 29 enthält, einen Ausgang für einen Gradientenvektor G besitzt, an dem für jeden Parameter P_j ein Gradientensignal G_j(t) mit j = 1, ..., J erzeugt wird, das Deaktivierungssystem 41 einen Korrelator enthält, der einen Eingang besitzt, der mit dem Ausgang des Gradientenberechnungssystems verbunden ist und einen Ausgang besitzt, der mit dem Steuereingang 47 des Parameterschätzers 27 verbunden ist, das Deaktivierungssystem die Kreuzkorrelation E(G_j(t)G_k(t)) zwischen den Gradientensignalen G_j(t) und G_k(t) im Gradientenvektor G bestimmt und daraus ein Steuersignal μ_j am Steuereingang 47 generiert wird, das den Lernprozess im Parameterschätzer 27 für den Parameter P_j mit geringer Zeitvarianz V(P_j) < V(P_k) mit k ≠ j und abhängigen Gradientensignalen G_j(t) und G_k(t) deaktiviert.
4. Anordnung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 einen Zustandsschätzer 49 enthält, der zeitvariante Parameter oder Zustände S_j(t) des Wandlers bestimmt, permanent aktualisiert und diese zeitvarianten Parameter oder Zustände S_j(t) in einem Zustandsvektor S*(t) über einen Zustandsausgang 35 dem Eingang 37 des Kontrollers 1 zuführt.
5. Anordnung nach Anspruch 4 dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 ein Modellsystem 25 enthält, das einen Parametereingang besitzt, der mit den Parameter P_j mit j = 1, ..., J vom Parameterausgang des Parameterschätzers 27 verbunden ist, einen Zustandseingang besitzt, der mit dem Zustandsausgang 35 verbunden ist und einen Signaleingang besitzt, der mit den ersten Messeingang 19 des Detektors verbunden ist und einen Ausgang besitzt, an dem ein Zustandssignal i'(t) des Wandlers erzeugt wird, der Detektor 11 ein Fehlergenerierungssystem 23 enthält, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des Modellsystems verbunden ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Messeingang 17 des Detektors 11 verbunden ist, dessen Ausgang ein Fehlersignal e(t) erzeugt, das sowohl dem Parameterschätzer 27 als auch dem Zustandsschätzer 49 zugeführt wird, der Zustandsschätzer 49 einen zusätzlichen Steuereingang besitzt, dem mindestens ein Steuersignal μ_j vom Ausgang des Deaktivierungssystems 41 zugeführt wird, das Steuersignal μ_j zusätzliche Bedingungen im Zustandsschätzer 49 erzeugt, um im Falle persistenter Anregung des Wandlers und gleichzeitiger Aktivierung des Parameterschätzer 27 eine eindeutige Lösung für den Zustandsvektor S*(t) und Parametervektor P zu gewährleisten.
6. Anordnung nach Anspruch 4 dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 ein lineares oder nichtlineares Steuerungssystem 65 enthält, das mit dem Eingangssignal z(t) des Kontrollers gespeist wird und ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, dass das Steuerungselement 65 einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Parametervektor P vom Eingang 21 des Kontrollers 1 gespeist wird, der Parametervektor P dem Steuerungselement 65 Informationen über die Eigenschaften des Wandlers 9 liefert, die sich über eine begrenzte Zeitspanne als konstant erweisen, dass das Steuerungselement 65 einen zweiten Eingang besitzt, der mit Zustandsvektor S*(t) vom Eingang 37 des Kontrollers 1 gespeist wird, der Zustandsvektor S*(t) dem Steuerungselement 65 Informationen über die Eigenschaften des Wandlers 9 liefert, die sich über eine kurze Zeitspanne ändern und/oder nicht vollständig modellierbar sind und/oder durch externe Umweltfaktoren beeinflusst werden.
7. Anordnung nach Anspruch 4 dadurch gekennzeichnet, dass der Zustandsvektor S*(t) den momentanen Schwingspulenoffset x_off(t) und/oder die momentane Veränderung der Steifigkeit k_v(t) der mechanischen Aufhängung und/oder die momentane Veränderung des Eingangswiderstandes r_v(t) des Wandler 9 enthält, um die Stabilisierung und den Schutz des Wandlers gegen mechanische und thermische Überlastung unter allen Bedingungen auch bei unzureichender Anregung durch das Kontrollerausgangssignal w(t) zu gewährleisten.
8. Anordnung nach Anspruch 7 dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 eine dynamische Offsetkompensation 33 enthält, die einen Eingang besitzt, der mit dem momentanen Schwingspulenoffset x_off(t) aus dem Zustandsvektor S*(t) vom Eingang 37 gespeist wird und einen Ausgang besitzt, an dem ein Kompensationssignal z_off(t) erzeugt wird, der Kontroller 1 ein Verknüpfungselement 31 enthält, dessen erster Eingang mit dem Eingangssignal z(t) des Kontrollers gespeist wird und dessen zweiter Eingang mit dem Kompensationssignal z_off(t) vom Ausgang der Offsetkompensation 33 gespeist wird, der Kontroller 1 ein lineares oder nichtlineares Steuerungssystem 65 enthält, das mit dem Ausgangssignal a(t) des Verknüpfungselements 31 gespeist wird und das Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, dass das Steuerungselement 65 einen ersten Eingang besitzt, der mit Zustandsvektor S*(t) vom Eingang 37 gespeist wird und einen zweiten Eingang besitzt, der mit dem Parametervektor P vom Eingang 21 gespeist wird.
9. Anordnung nach Anspruch 8 dadurch gekennzeichnet, dass der Wandler 9 ein Lautsprecher ist, der in einem Gehäuse 10 betrieben wird, das außer einer kleinen Luftausgleichsöffnung 12 vollständig geschlossen ist, das Volumen des Gehäuses 10 und die Größe der Luftausgleichsöffnung 12 so gestaltet sind, dass das eingeschlossene Luftvolumen und die Reibung in der Luftausgleichsöffnung 12 eine Zeitkonstante τ für den Luftausgleich ergeben, die größer ist als die Zeitdauer T_m, die für die Schätzung des Schwingspulenoffsets im Detektor 11 und die Erzeugung des Kompensationssignals z_off(t) benötigt wird.
10. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, das über einen Verstärker 76 mit Hochpassfilter 75 dem Wandler 9 zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 ein nichtlineares Steuerungssystem 65 enthält, das einen Eingang und einen Ausgang besitzt, das Kontrollerausgangssignal w(t) über den Verstärker 76 dem Wandler 9 zugeführt wird, dabei der Gleichanteil w₌, der durch das Steuerungssystem 65 im Kontrollerausgangsignal w(t) erzeugt wird, durch das Hochpassfilter 75 unterdrückt und nicht zum Wandler 9 übertragen wird, der Kontroller 1 ein Kompensationssystem 79 enthält, das einen Eingang besitzt, der mit dem Kontrollerausgangssignal w(t) gespeist wird, und einen Ausgang besitzt, an dem ein Gleichanteil y₌ erzeugt wird, der Kontroller 1 einen Verknüpfungselement 77 enthält, das einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Eingangssignal z(t) vom Eingang 3 des Kontrollers gespeist wird, einen zweiten Eingang besitzt, der mit dem Gleichanteil y₌ vom Ausgang des Kompensationssystems 79 gespeist wird, und einen Ausgang besitzt, der mit dem Eingang des nichtlinearen Steuerungssystems 65 verbunden ist.
11. Anordnung nach Anspruch 10 dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssystem 79 ein Tiefpassfilter ist, das nur den Gleichanteil mit hoher Verstärkung überträgt, das Verknüpfungselement 77 ein Subtrahierer ist, der das Ausgangssignal y(t) = z(t) – y₌ durch Subtraktion des Gleichanteils y₌ vom Eingangssignals z(t) am Ausgang erzeugt.
12. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über die Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 einen Parametereingang 21 besitzt, der mit einem Parametervektor P vom Ausgang 15 des Detektor 11 gespeist wird, der Kontroller 1 einen Verstärkungsregler 95 enthält, der einen Eingang besitzt, der mit dem Parametervektor P vom Parametereingang 21 versorgt wird, der Verstärkungsregler die Gültigkeit des Parametervektors P überprüft und am Steuerausgang 91 ein entsprechendes Steuersignal G_w erzeugt, der Kontroller 1 ein lineares oder nichtlineares Steuersystem 65 enthält, das einen Eingang besitzt, das mit dem Eingangssignal z(t) gespeist wird, und einen Ausgang besitzt, der Kontroller 1 einen steuerbaren Verstärker 87 enthält, der einen Eingang besitzt, der mit dem Ausgang des linearen oder nichtlinearen Steuersystems 65 verbunden ist, einen Ausgang besitzt, der das Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, und einen Steuereingang besitzt, der mit dem Steuersignal G_w vom Steuerausgang 91 des Verstärkungsreglers 95 gespeist wird, das Kontrollerausgangssignal w(t) durch das Steuersignal G_w vermindert wird, wenn der Parametervektor P ungültig ist.
13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 eine Signalquelle 83 enthält, die ein stationäres Signal s(t) am Ausgang erzeugt, der Kontroller 1 einen Umschalter 85 enthält, der entsprechend eines Steuersignals C_w am Steuereingang entweder das Eingangssignal z(t) oder das Signal s(t) vom Ausgang der Signalquelle 83 dem Eingang des lineares oder nichtlineares Steuersystem 65 zuführt, der Verstärkungsregler 95 einen Ausgang 93 enthält, der mit dem Steuereingang des Umschalters 85 verbunden ist, und bei ungültigem Parametervektor P ein Steuersignal C_w generiert wird, das das Signal s(t) dem Steuersystem 65 zuführt.
14. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit über einen Verstärker 7 den Wandler speist und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über die Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 ein lineares oder nichtlineares Steuersystem 65 enthält, das einen Eingang besitzt, das mit dem Eingangssignal z(t) gespeist wird, und einen Ausgang besitzt, an dem das Signal q(t) erzeugt wird, der Kontroller 1 einen steuerbaren Verstärker 87 enthält, der einen Eingang besitzt, der mit dem Signal q(t) vom Ausgang des linearen oder nichtlinearen Steuersystems 65 gespeist wird, einen Ausgang besitzt, der das Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, und einen Steuereingang besitzt, dem ein Steuersignal G_w zugeführt wird, das Steuersignal G_w das Kontrollerausgangssignal w(t) so verändert, dass Veränderungen der Verstärkung G_v(t) des Verstärkers 7 kompensiert werden und eine konstante Verstärkung zwischen dem Ausgang des Steuersystems 65 und dem Eingang des Wandlers 9 gewährleistet wird.
15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 1 einen Eingang 10 besitzt, der mit dem Kontrollerausgangssignal w(t) vom Ausgang 5 des Kontrollers gespeist wird, der Detektor die Verstärkung G_v(t) des Verstärkers 7, bestimmt und diesen Wert im Zustandsvektor S*(t) einem Eingang 37 des Kontrollers 1 zuführt, der Kontroller 1 einen Verstärkungsregler 95 enthält, der einen Eingang besitzt, der mit dem Zustandsvektor S*(t) vom Parametereingang 37 versorgt wird, der Verstärkungsregler am Steuerausgang 91 ein Steuersignal G_w erzeugt, der Steuerausgang 91 des Verstärkungsreglers 95 mit dem Steuereingang des steuerbaren Verstärker 87 verbunden ist.
16. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler 9 speist, und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 einen Parameterschätzer 27 enthält, der Parameter P_j mit j = 1, ..., J des Wandlers 9 bestimmen und aktualisieren kann, diese Parameter in einem Parametervektor P dem Kontroller 1 über einen Parameterausgang 15 zugeführt werden, der Parameterschätzer einen Steuereingang 47 besitzt, mit dem die Bestimmung ausgewählter Parameter P_j des Vektors P deaktiviert werden kann, der Detektor 11 ein Deaktivierungssystem 41 enthält, das Deaktivierungssystem 41 einen Ausgang besitzt, der mit dem Steuereingang des Parameterschätzers verbunden ist, das Deaktivierungssystem die Wichtigkeit W_j des Parameters P_j bewertet und mindestens ein Steuersignal μ_j am Ausgang des Deaktivierungssystems erzeugt, das den Lernprozess für den Parameter P_j deaktiviert, falls seine Wichtigkeit W_j unter einem definierten Schwellwert w_lim liegt.
17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 ein Modellsystem 25 enthält, das einen Parametereingang, einen Signaleingang und einen Ausgang besitzt, der Signaleingang mit dem ersten Messeingang 19 des Detektors verbunden ist, und am Ausgang ein Zustandssignal i'(t) des Wandlers 9 erzeugt wird, der Detektor 11 ein Fehlergenerierungssystem 23 enthält, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des Modellsystems 25 verbunden ist, dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Messeingang 17 des Modellsystems 25 verbunden ist, dessen Ausgang ein Fehlersignal e(t) erzeugt, der Detektor 11 ein Gradientenberechnungssystem 29 enthält, das einen Ausgang für einen Gradientenvektor G besitzt, wobei der Gradientvektor G für jeden Parameter P im Vektor P ein Gradientensignal G_j(t) mit j = 1, ..., J enthält, das Deaktivierungssystem 41 einen Eingang besitzt, der mit dem Ausgang des Fehlergenerierungssystems 23 und/oder mit dem Ausgang des Gradientenberechnungssystems 29 verbunden ist.
18. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, die den Wandler gegen eine thermische Überlastung schützt, die aktive Steuerung einen Kontroller 1 enthält, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist, und einen Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass die aktive Steuerung einen Leistungsschätzer 63 enthält, der einen Ausgang besitzt, an dem die dem Wandler 9 zugeführte momentane elektrische Eingangsleistung Pe'(t) bestimmt wird, die aktive Steuerung einen Widerstandsprädiktor enthält, dessen erster Eingang mit der Eingangsleistung Pe'(t) vom Ausgang des Leistungsschätzer 63 gespeist wird, einen zweiten Eingang besitzt, der mit einem Parametervektor P vom Ausgang 15 des Detektors 11 gespeist wird und einen Ausgang besitzt, an dem ein Signal R_e,p(t) erzeugt wird, das den Spitzenwert des Gleichstromwiderstandes antizipiert, die aktive Steuerung einen Komparator 59 enthält, der einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Signal R_e,p(t) vom Ausgang des Widerstandsprädiktors versorgt wird, und diesen Wert R_e,p(t) mit einem zulässigen Grenzwert R_lim vergleicht, ein Kontrollsignal C_T(t) erzeugt wird, das einem linearen oder nichtlinearen Steuerungssystem 65 im Kontroller 1 zugeführt wird und im Falle einer Überschreitung dieses Grenzwertes das Steuersystem 65 das Kontrollerausgangssignal w(t) so vermindert, dass eine thermische Überlastung des Wandlers 9 rechtzeitig verhindert werden kann.
19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor 11 einen Parameterschätzer 27 besitzt, an dessen Ausgang der Gleichstromwiderstand R_e des Wandler 9 aus den Signalen an den Messeingängen 17 und 19 nach einer endlichen Messzeit T_m bestimmt wird, dieser Messvorgang wiederholt werden kann, um den Einfluss von Umweltfaktoren in einem aktualisierten Wert des Gleichstromwiderstand R_e erfassen zu können, der Gleichstromwiderstand R_e am Ausgang des Parameterschätzers 27 im Parametervektor P zum Parametereingang 21 des Kontrollers 1 übertragen wird, der Widerstandsprädiktor ein differenzielles Vorhersageglied 55 enthält, dessen Eingang mit dem Eingangsleistung P_e'(t) vom Ausgang des Leistungsschätzer 63 gespeist wird, einen Ausgang besitzt, an dem Signal r_p(t) erzeugt wird, das die maximale Veränderungen des momentanen Gleichstromwiderstandes antizipiert, der Widerstandsprädiktor einen Addierer 62 enthält, der gemessene Gleichstromwiderstand R_e dem ersten Eingang des Addierers 62 zugeführt wird, dessen zweiter Eingang mit dem antizipierten Wert r_p(t) vom Ausgang des differenzielles Vorhersageglied 55 versorgt wird, am Ausgang des Addierers ein Signal R_e,p(t) erzeugt wird, das den Spitzenwert des Gleichstromwiderstandes antizipiert und dem Ausgang des Widerstandsprädiktors zugeführt wird.
20. Anordnung zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, die den Wandler gegen eine mechanische Überlastung durch das Eingangssignal z(t) schützt, die aktive Steuerung enthält einen Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist, dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 ein Modellsystem 67 enthält, das einen Eingang besitzt, der mit dem Eingangssignal z(t) oder dem Kontrollerausgangssignal w(t) gespeist wird, das einen Ausgang besitzt, an dem ein mechanisches Zustandssignal des Wandlers 9 erzeugt wird, der Kontroller 1 ein Differenzierglied 69 enthält, das einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Ausgang des Modellsystems 67 verbunden ist, und einen Ausgang besitzt, an dem ein Vektor D erzeugt wird, der das mechanische Zustandssignal und zeitliche Ableitungen erster und höherer Ordnung dieses Zustandssignals enthält, der Kontroller 1 einen Prädiktor 71 besitzt, der einen ersten Eingang besitzt, der mit dem Vektor D vom Ausgang des Differenziergliedes 69 gespeist wird, und einen Ausgang besitzt, an dem der antizipierte Spitzenwert x_peak(t) des mechanischen Zustandssignals erzeugt wird, der Kontroller 1 einen Komparator 72 enthält, der einen ersten Eingang besitzt, der mit dem antizipierten Spitzenwert x_peak(t) am Ausgang des Prädiktors versorgt wird, und dieser antizipierte Spitzenwert x_peak(t) mit einem zulässigen Grenzwert x_lim vergleicht, und einen Ausgang besitzt, an dem ein Kontrollsignal C_x(t) erzeugt wird, das im Falle einer Überschreitung des Grenzwertes x_lim einen mechanischen Überlastungszustand signalisiert, der Kontroller 1 ein lineares oder nichtlineares Steuersystem 65 enthält, dessen erster Eingang mit dem Eingangssignal z(t) des Kontrollers 1 gespeist wird, dessen zweiter Eingang mit dem Kontrollsignal C_x(t) vom Ausgang des Komparators 72 versorgt wird, einen Ausgang besitzt, der ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, das eine mechanische Überlastung des Wandlers verhindert.
21. Anordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Kontroller 1 einen Phasendetektor 73 enthält, der einen Eingang besitzt, der mit dem Vektor D vom Ausgang des Differenziergliedes 69 gespeist wird, einen ersten Ausgang besitzt, an dem ein Signal n(t) ausgegeben wird, das dem Wandler eine von mehreren Bewegungsphasen n(t) ∊ {1, 2, .., N} zuordnet, der einen zweiten Ausgang besitzt, an dem ein Zustandsvektor S_D erzeugt wird, der den Wandler 9 in den einzelnen Bewegungsphasen beschreibt, der Prädiktor 71 einen zweiten Eingang besitzt, der mit dem Signal n(t) vom ersten Ausgang des Phasendetektors 73 gespeist wird, der Prädiktor 71 einen dritten Eingang besitzt, der mit dem Zustandsvektor S_D vom zweiten Ausgang des Phasendetektors 73 gespeist wird, der Prädiktor 71 den antizipierten Spitzenwert x_peak(t) unter Benutzung des Zustandsvektors S_D in den einzelnen Bewegungsphasen n(t) ∊ {1, 2, .., N} durch nichtlineare Prädiktion bestimmt.
22. Anordnung nach Ansprüchen 4, 18, 20, dadurch gekennzeichnet, dass das Modellsystem 67 einen Eingang besitzt, der mit dem Parametervektor P vom Parameterausgang 15 des Detektors 11 gespeist wird, einen zweiten Eingang besitzt, der mit dem Zustandsvektor S*(t) vom Zustandsausgang 35 des Detektors 11 versorgt wird, um den Schutz des Wandlers 9 gegen mechanische und thermische Überlastung auch bei Umwelteinflüssen und bei instabilen Schwingungsverhalten zu gewährleisten.
23. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die aktive Steuerung einen Integrierer 64 enthält, dessen Eingang mit dem antizipierten Gleichstromwiderstandes R_e,p(t) vom Ausgang des Widerstandsprädiktors versorgt wird, und einen Ausgang besitzt, an dem der momentane Gleichstromwiderstand R_e,i(t) mit einer Integrationskonstante erzeugt wird, die der thermischen Zeitkonstante des Wandlers 9 entspricht, der momentane Gleichstromwiderstand R_e,i(t) einem Zustandsvektor S*(t) zugeordnet wird, der momentane Gleichstromwiderstand R_e,i(t) über den Zustandsvektor S*(t) dem Eingang des linearen oder nichtlinearen Steuersystem 65 zugeführt wird, um den Wandler zu stabilisieren und das gewünschte Übertragungsverhalten zwischen Eingangssignal z(t) und Ausgangssignal p(t) auch bei Umwelteinflüssen und bei instabilem Schwingungsverhalten des Wandlers 9 zu erzeugen.
24. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Eingang des Wandlers speist und einem Detektor 11, der elektrische Signale am Eingang oder andere Zustände des Wandlers 9 über Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass der Wandler 9 mit Hilfe eines Modelles 25 beschrieben wird, das Parameter P mit j = 1, ..., J enthält, die momentane Anregung des Wandlers 9 durch das Kontrollerausgangssignal w(t) analysiert wird, mindestens ein Steuersignal μ_j in einem Deaktivierungssystem 41 erzeugt wird, das die Anregung des Wandlers 9 durch das Kontrollerausgangssignal w(t) beschreibt, das Steuersignal μ_j vom Deaktivierungssystem 41 zu einem Parameterschätzer 27 übertragen wird, unter der Bedingung, dass das Steuersignal μ_j eine persistente Anregung des Wandler durch das Kontrollerausgangssignal w(t) signalisiert, ein ausgewählter Parameter P_j des Modelles 25 unter Benutzung der Signale an den Messeingängen 17 und 19 des Detektors 11 in einem Lernvorgang im Parameterschätzers 27 aktualisiert wird, das Steuersignal μ_j den Lernvorgang des ausgewählten Parameters P, momentan deaktivieren kann, der Parameter P_j in einem Parametervektor P zum Kontroller 1 übertragen wird, das Kontrollerausgangssignal w(t) des Kontrollers 1 aus dem Eingangssignals z(t) durch lineare oder nichtlineare Signalverarbeitung in einem Steuerungssystem 65 erzeugt wird.
25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitvarianz V(P_j) der Parameter P_j des Modelles mit j = 1, ... J messtechnisch bestimmt wird oder aus physikalischen Betrachtungen oder praktischen Erfahrungen abgeschätzt wird, der Schätzvorgang von Parameter P_j mit j = 1, ... J, mit einer geringen Zeitvarianz im Falle unzureichender Anregung durch das Kontrollerausgangssignal w(t) momentan deaktiviert wird, während der Schätzvorgang eines Parameters P_i mit größerer Zeitvarianz V(P_i) > V(P_j) fortgesetzt wird.
26. Verfahren nach Anspruch 25 dadurch gekennzeichnet, dass für den Parameter P_j im Parametervektor P ein zugehöriges Gradientensignal G_j(t) mit j = 1, ..., J in einem Gradientenberechnungssystem 29 berechnet wird, die Gradientensignale G_j(t) in einem Gradientenvektor G dem Deaktivierungssystem 41 übergeben werden, die Korrelation E(G_j(t)G_k(t)) zwischen allen Gradientensignalen G_j(t) und G_k(t) des Gradientenvektors G im Deaktivierungssystem 41 berechnet wird und in einer Korrelationsmatrix R erfasst wird, der Rang der Korrelationsmatrix R im Deaktivierungssystem 41 bestimmt wird, im Falle eines Rangabfalls ||R|| < J ein erstes Steuersignal μ_j im Deaktivierungssystem 41 erzeugt wird, das den Lernprozess des Parameter P; mit geringer Zeitvarianz deaktiviert, und ein zweites Steuersignal μ_i im Deaktivierungssystem 41 erzeugt wird, das den Lernprozess des Parameter P; mit höherer Varianz V(P_i) > V(P_j) aufrechterhält, die Steuersignale μ_j und μ_i dem Steuereingang 47 des Parameterschätzers 27 zugeführt werden.
27. Verfahren nach Anspruch 24 dadurch gekennzeichnet, dass zeitvariante Parameter oder Zustände S_j(t) des Wandlers 9 aus den Signalen an den Messeingänge 17 und 19 in einem Zustandsschätzer 49 bestimmt und in einem Zustandsvektor S*(t) zusammenfasst werden, dieser Zustandsvektor S*(t) permanent aktualisiert wird, auch wenn die Bestimmung von mindestens einem Parameter P_j im Parameterschätzers 27 durch das Steuersignal μ_j aufgrund unzureichende Anregung des Wandlers 9 durch das Kontrollerausgangssignal w(t) deaktiviert ist, dieser Zustandsvektor S*(t) über einen Zustandsausgang 35 dem Eingang 37 des Kontrollers 1 zugeführt wird, um die Stabilisierung und den Schutz des Wandlers gegen mechanische und thermische Überlastung unter allen Bedingungen zu gewährleisten.
28. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass der Zustandsvektor S*(t) dem Kontroller 1 Informationen über die Eigenschaften des Wandlers 9 liefert, die sich über eine kurze Zeitspanne ändern, die durch eine physikalische Modellierung nicht vollständig erfasst werden können und/oder durch externe Umweltfaktoren beeinflusst werden, dass der Parametervektor P dem Kontroller 1 Information über die Eigenschaften des Wandlers 9 liefert, die sich über eine begrenzte Zeitspanne als konstant erweisen.
29. Verfahren nach Anspruch 27 dadurch gekennzeichnet, dass der Zustandsvektor S*(t) den momentanen Schwingspulenoffset x_off(t) und/oder die momentane Veränderung der Steifigkeit k_v(t) der mechanischen Aufhängung und/oder die momentane Veränderung des Gleichstromwiderstandes r_v(t) enthält.
30. Verfahren nach Anspruch 29 dadurch gekennzeichnet, dass aus dem momentanen Schwingspulenoffset x_off(t) im Zustandsvektor S*(t) ein Kompensationssignal z_off(t) im Offsetkompensator 33 des Kontrollers 1 erzeugt wird.
31. Verfahren nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass ein Summensignal a(t) durch Addition des Kompensationssignal z_off(t) vom Ausgang der Offsetkompensation 33 und des Eingangssignal z(t) des Kontrollers im Addierer 31 erzeugt wird, das Ausgangsssignal a(t) des Addierers 31 dem Eingang eines Steuerungssystem 65 zugeführt wird, der Zustandsvektor S*(t) vom Eingang 37 und der Parametervektor P vom Eingang 21 einem Steuerungssystem 65 zugeführt wird, das Steuerungssystem 65 mit Hilfe linearer oder nichtlinearer Signalverarbeitung des Eingangssignales a(t) das Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt.
32. Verfahren nach Anspruch 30 dadurch gekennzeichnet, dass als Wandler 9 ein Lautsprecher verwendet wird, der in einem Gehäuse 10 betrieben wird, das außer einer kleinen Luftausgleichsöffnung 12 vollständig geschlossen ist, das Volumen des Gehäuses 10 und die Größe der Luftausgleichsöffnung 12 so gestaltet sind, dass das eingeschlossene Luftvolumen und die Reibung in der Luftausgleichsöffnung 12 eine Zeitkonstante τ für den Luftausgleich ergeben, die größer ist als die Zeitdauer T_m, die für die Schätzung des Schwingspulenoffsets im Detektor 11 und die Erzeugung der Kompensationssignals z_off(t) benötigt wird.
33. Verfahren nach Anspruch 27 dadurch gekennzeichnet, dass der Zusammenhang zwischen den Signalen an den Messeingängen 17 und 19 des Detektors 11 mit Hilfe eines Modelles 25 des Wandlers 9 unter Benutzung des Parametervektors P und des Zustandsvektor S*(t) modelliert wird, ein Fehlersignal e(t) erzeugt wird, das die Übereinstimmung des Modelles 25 mit dem Wandler 9 beschreibt, das Fehlersignal e(t) dem Parameterschätzer 27 zugeführt wird, und zur optimalen Schätzung der Parametervektors P benutzt wird, das Fehlersignal e(t) ebenfalls dem Zustandsschätzer 49 zugeführt wird, und zur optimalen Schätzung des Zustandsvektors S*(t) benutzt wird, das im Deaktivierungssystem 41 erzeugte Steuersignal μ_j dem Zustandsschätzer 49 zugeführt wird, das Steuersignal μ_j im Falle persistenter Anregung des Wandlers und gleichzeitiger Aktivierung des Parameterschätzer 27 zusätzliche Bedingungen für die Bestimmung des Zustandsvektors S*(t) im Zustandsschätzer 49 erzeugt, die eine optimale und eindeutige Bestimmung des Zustandsvektor S*(t) und Parametervektor P gewährleisten.
34. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, das über einen Verstärker 76 mit Hochpassfilter 75 dem Wandler 9 zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass durch nichtlineare Signalverarbeitung in einem Steuerungssystem 65 das Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt wird, das Kontrollerausgangssignal w(t) mit Hilfe eines Verstärkers 76 in ein Spannungssignal u(t) umgeformt wird, wobei Signalkomponenten im Kontrollerausgangssignal w(t) verstärkt werden, die oberhalb der Grenzfrequenz des Hochpassfilters 75 liegen, und ein durch die nichtlineare Signalverarbeitung erzeugter Gleichanteil w₌ am Ausgang des Leistungsverstärkers unterdrückt wird, das verstärkte Spannungssignal u(t) dem Wandler 9 zugeführt wird, aus dem Eingangssignal z(t) am Eingang 3 des Kontrollers 1 ein kompensiertes Eingangssignal y(t) generiert wird, das kompensierte Eingangssignal y(t) dem Eingang des Steuerungssystems 65 zugeführt wird.
35. Verfahren nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, dass das Kontrollerausgangssignal w(t) mit Hilfe eines Kompensationssystem 79 tiefpassgefiltert wird, verstärkt wird und am Ausgang des Kompensationssystems 79 ein Gleichanteil y₌ erzeugt wird, der Gleichanteil y₌ vom Eingangssignal z(t) am Eingang 3 des Kontrollers 1 subtrahiert wird, und ein kompensiertes Eingangssignal y(t) = z(t) – y₌ generiert wird.
36. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über die Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuerungssignal q(t) durch lineare oder nichtlineare Signalverarbeitung des Eingangssignals z(t) oder eines intern generierten Signales in einem Steuerungssystem 65 erzeugt wird, das Kontrollerausgangssignal w(t) durch Skalierung des Steuerungssignals q(t) mit dem Verstärkungsfaktor G_w in einem Verstärker 87 gebildet wird, der Wandler 9 mit Hilfe eines Modelles 25 beschrieben wird, das Parameter P_j mit j = 1, ..., J enthält, die Existenz und Gültigkeit dieser Parameter P_j mit j = 1, ..., J des Modelles 25 überprüft werden, der Wert des Verstärkungsfaktors G_w vermindert wird, wenn mindestens ein Parameter P_j ungültig ist, der Verstärkungsfaktor G_w dem Verstärker 87 zugeführt wird und die Amplitude des Kontrollerausgangssignal w(t) vermindert wird.
37. Verfahren nach Ansprüchen 24 und 36, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkungsfaktor G_w unter der Bedingung schrittweise erhöht wird, dass sowohl das Steuersignal μ_j eine persistente Anregung des Wandler durch das Kontrollerausgangssignal w(t) signalisiert als auch keiner der Parameter P_j mit j = 1, ..., J eine Überschreitung des zulässigen Arbeitsbereiches oder eine Überlastung des Wandlers anzeigt.
38. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder in ein anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit über einen Verstärker 7 den Wandler speist und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über die Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass das Kontrollerausgangssignal w(t) über einen Eingang 10 dem Detektors 1 zugeführt wird, der Wert der momentanen Verstärkung G_v(t) des Verstärkers 7 unter Benutzung der elektrischen Signale an den Messeingängen 17 und 19 im Detektor bestimmt wird, der Wert der momentanen Verstärkung G_v(t) über einen Eingang 37 dem Kontroller 1 zugeführt wird, ein Steuersignal G_w aus der momentanen Verstärkung G_v(t) erzeugt wird, ein Steuerungssignal q(t) durch lineare oder nichtlineare Signalverarbeitung des Eingangssignals z(t) oder eines intern generierten Signales in einem Steuerungssystem 65 erzeugt wird, das Kontrollerausgangssignal w(t) durch Skalierung des Steuerungssignals q(t) mit dem Verstärkungsfaktor G_w in einem Verstärker 87 gebildet wird, und diese Skalierung momentane Veränderungen der Verstärkung G_v(t) des Verstärkers 7 kompensiert und eine konstante Gesamtverstärkung zwischen dem Steuersignal q(t) und dem Ausgangssignal des Verstärkers 7 erzeugt.
39. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) bei Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, bestehend aus einem Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler 9 speist, und einem Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über Messeingänge 17 und 19 erhält, der Zusammenhang zwischen den Signalen an den Messeingängen 17 und 19 des Detektors 11 mit Hilfe eines Modelles 25 des Wandlers unter Benutzung der Parameter P_j mit j = 1, ..., J modelliert wird, die Parameter P_j mit j = 1, ..., J des Modelles 25 in einem Parameterschätzer 27 optimal bestimmt werden, die Parameter P_j mit j = 1, ..., J in einem Parametervektor P zusammengefasst werden und zum Kontroller 1 übertragen werden, der Lernvorgang von mindestens einem Parameter P_i durch ein Steuersignals μ_i deaktiviert werden kann, die Wichtigkeit W_j jedes Parameters P_j des Parametervektors P berechnet wird, ein Steuersignal μ_j im Deaktivierungssystem 41 generiert wird, das den Lernvorgang des Parameters P_j des Parametervektors P deaktiviert, falls die Wichtigkeit W_j dieses Parameters P_j unter einem bestimmten Schwellwert liegt, das Steuersignal μ_j vom Deaktivierungssystem 41 zum Parameterschätzer übertragen wird.
40. Verfahren nach Anspruch 39 dadurch gekennzeichnet, dass ein Fehlersignal e(t) erzeugt wird, das die Übereinstimmung des Modelles 25 mit dem Wandler 9 beschreibt, das Fehlersignal e(t) dem Parameterschätzer 27 zugeführt wird, und zur optimalen Schätzung der Parameter P_j mit j = 1, ..., J benutzt wird, der Fehler C(P_j, P_j+k, ...) = ME(e(t)) bei Nullsetzung mindestens eines Parameters P_j = 0 und gleichzeitiger Deaktivierung seines Lernvorganges bei gleichzeitiger Aktivierung des Lernvorganges der verbleibenden Parameter bestimmt wird, die Wichtigkeit W_j des Parameters P_j aus dem Fehler C(P_j, ..., P_j+k) berechnet wird.
41. Verfahren nach Anspruch 39 dadurch gekennzeichnet, dass für den Parameter P_j im Vektor P ein Gradientensignal G_j(t) in einem Gradientenberechnungssystem 29 berechnet wird, der Erwartungswert E(G_j(t)) des Gradientensignals G_j(t) berechnet wird, die Wichtigkeit W_j des Parameters P_j aus dem Erwartungswert E(G_j(t)) und dem Wert des Parameters P_j berechnet wird.
42. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, die den Wandler gegen eine thermische Überlastung schützt, die aktive Steuerung enthält einen Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist, und einen Detektor 11, der elektrische Signale oder andere Zustände des Wandlers über Messeingänge 17 und 19 erhält, dadurch gekennzeichnet, dass die dem Wandler 9 zugeführte momentane elektrische Eingangsleistung P_e'(t) in einem Leistungsschätzer 63 bestimmt wird, ein antizipierter Gleichstromwiderstand R_e,p(t) berechnet wird, der den zukünftigen Spitzenwert des Gleichstromwiderstandes beschreibt, der antizipierte Gleichstromwiderstand R_e,p(t) in einem Komparator 59 mit einem zulässigen Grenzwert R_lim verglichen wird, und ein Kontrollsignal C_T(t) erzeugt wird, das Kontrollsignal C_T(t) einem linearen oder nichtlinearen Steuerungssystem 65 im Kontroller 1 zugeführt wird, im Falle, dass der antizipierte Gleichstromwiderstand R_e,p(t) den Grenzwert Rum überschreitet, das Steuersystem 65 ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt, das eine thermische Überlastung des Wandlers 9 verhindert.
43. Verfahren nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichstromwiderstand R_e aus den Signalen an den Messeingängen 17 und 19 mit Hilfe eines Messvorgangs der Zeitdauer T_m in einem Parameterschätzer 27 im Detektor 11 bestimmt wird und dabei die Einflüsse von Umweltfaktoren erfasst werden, der Gleichstromwiderstand R_e dem Parametereingang 21 des Kontrollers 1 zugeführt wird, die maximale Veränderungen r_p(t) des Gleichstromwiderstandes bei angenommener stationärer Anregung durch das Eingangssignal z(t) mit Hilfe der momentanen Eingangsleistung P_e'(t) in einem differenziellen Vorhersageglied 55 vorausberechnet wird, der antizipierte Gleichstromwiderstand R_e,p(t) durch Addition der maximale Veränderungen r_p(t) und des gemessenen Gleichstromwiderstandes R_e in einem Addierer 62 berechnet wird.
44. Verfahren zur Wandlung eines Eingangssignals z(t) in ein elektrisches, mechanisches, akustisches oder anderes Ausgangssignal p(t) mit Hilfe eines Wandlers 9 und einer aktiven Steuerung, die den Wandler gegen eine mechanische Überlastung durch das Eingangssignal z(t) schützt, die aktive Steuerung enthält einen Kontroller 1, der aus dem Eingangssignal z(t) ein Kontrollerausgangssignal w(t) erzeugt und damit den Wandler speist, dadurch gekennzeichnet, dass eine mechanische Zustandsgröße des Wandlers 9 in einem Modellsystem 67 aus dem Eingangssignal z(t) oder dem Ausgangssignal w(t) des Kontrollers 1 bestimmt wird, die zeitlichen Ableitungen erster und höherer Ordnung dieses Zustandssignals in einem Differenzierglied 69 berechnet werden, der zukünftige Spitzenwert x_peak(t) des mechanischen Zustandssignals unter Benutzung des Vektors D im Prädiktor 71 berechnet wird, der antizipierte Spitzenwert x_peak(t) mit einem zulässigen Grenzwert x_lim in einem Komparator 72 verglichen wird und ein Kontrollsignal C_x(t) erzeugt wird, das Kontrollsignal C_x(t) einem linearen oder nichtlinearen Steuersystem 65 im Kontroller 1 zugeführt wird, im Falle, dass der antizipierte Spitzenwert x_peak(t) den Grenzwert x_lim überschreitet, das Steuersystem 65 das Kontrollerausgangssignal w(t) so verändert, das eine mechanische Überlastung des Wandlers 9 verhindert.
45. Verfahren nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, dass das Zustandssignal und die zeitlichen Ableitungen erster und höherer Ordnung in einem Vektor D einem Phasendetektor 73 übergeben werden, dem momentanen Zustand des Wandlers eine Bewegungsphase n(t) ∊ (1, 2, .., N) im Phasendetektor 73 zugeordnet wird, in jeder Bewegungsphase n(t) ein Zustandsvektor S_D unter Benutzung des Vektors D erzeugt wird, der den Wandler 9 in den einzelnen Bewegungsphasen beschreibt, der zukünftige Spitzenwert x_peak(t) des mechanischen Zustandssignals x'(t) unter Benutzung des Zustandsvektors S_D und des Vektors D in den einzelnen Bewegungsphase n(t) durch nichtlineare Prädiktion berechnet wird.
46. Verfahren nach Ansprüchen 27, 42, 44, dadurch gekennzeichnet, dass der Parametervektor P vom Ausgang des Parameterschätzers 27 dem Modellsystem 67 zugeführt wird, der Zustandsvektor S*(t) vom Zustandsausgang 35 dem Modellsystem 67 zugeführt wird, bei der Berechnung der mechanischen Zustandsgröße die momentane Erwärmung des Wandlers 9 durch das Eingangssignal, nicht modellierbare Vorgänge und instabiles Schwingungsverhalten des Wandlers erfasst wird und der Einfluss von externen Einflussfaktoren für die Aktivierung des Schutzsystems berücksichtigt werden, um eine mechanische und thermische Überlastung des Wandlers zu verhindern.
47. Verfahren nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, dass der antizipierte Gleichstromwiderstande R_e,p(t) am Ausgang des Addierers 62 dem Eingang eines Integrierers 64 zugeführt wird, der momentane Gleichstromwiderstand R_e,i(t) aus dem antizipierten Gleichstromwiderstand R_e,p(t) in dem Integrierer 64 berechnet wird, der Integrierer eine Integrationskonstante besitzt, die der thermischen Zeitkonstante des Wandlers 9 entspricht, der momentane Gleichstromwiderstand R_e,i(t) über den Zustandsvektor S*(t) dem Eingang des linearen oder nichtlinearen Steuersystem 65 zugeführt wird, der momentane Gleichstromwiderstand R_e,i(t) für die Stabilisierung des Wandlers und der Erzeugung eines gewünschten Übertragungsverhaltens Übertragungsverhalten zwischen Eingangssignal z(t) und Ausgangssignal p(t) verwendet wird, der Einfluss von externen Umwelteinflüssen und die Eigenerwärmung des Wandlers 9 durch das Eingangssignal zu jedem Zeitpunkt kompensiert werden.

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